JPH08181727A - 位相変調暗号化伝送装置及びその送信装置、受信装置 - Google Patents
位相変調暗号化伝送装置及びその送信装置、受信装置Info
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- JPH08181727A JPH08181727A JP6322642A JP32264294A JPH08181727A JP H08181727 A JPH08181727 A JP H08181727A JP 6322642 A JP6322642 A JP 6322642A JP 32264294 A JP32264294 A JP 32264294A JP H08181727 A JPH08181727 A JP H08181727A
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- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ディジタル搬送通信において、暗号化・暗号複
号化を変復調の段階で行うことにより、解読の困難性を
高める。 【構成】送信側は、入力データをマッピング回路１で２
系列のベクトルデータに変換し、これを複素乗算器２に
おいて乱数発生器３の出力の正弦余弦変換データと複素
乗算してランダムな位相回転を行った後、乗算器８、
９、加算器１２において直交変調を行い送信する。受信
側では、乗算器１５、１６において、ローカル発振器１
３の出力で受信信号の準同期検波を行い、クロックによ
りサンプリングした後、複素乗算器２１で極性の異なる
同一乱数の正弦余弦変換データを乗算して逆の位相回転
を行った後に復調する。乱数発生器２２のパラメータが
暗号鍵となる。
号化を変復調の段階で行うことにより、解読の困難性を
高める。 【構成】送信側は、入力データをマッピング回路１で２
系列のベクトルデータに変換し、これを複素乗算器２に
おいて乱数発生器３の出力の正弦余弦変換データと複素
乗算してランダムな位相回転を行った後、乗算器８、
９、加算器１２において直交変調を行い送信する。受信
側では、乗算器１５、１６において、ローカル発振器１
３の出力で受信信号の準同期検波を行い、クロックによ
りサンプリングした後、複素乗算器２１で極性の異なる
同一乱数の正弦余弦変換データを乗算して逆の位相回転
を行った後に復調する。乱数発生器２２のパラメータが
暗号鍵となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタルデータの秘匿
通信装置に関し、特に、データの搬送通信において変調
及び復調時に暗号化及び暗号復号化を行う位相変調暗号
化伝送装置及びその送信装置、受信装置に関する。
通信装置に関し、特に、データの搬送通信において変調
及び復調時に暗号化及び暗号復号化を行う位相変調暗号
化伝送装置及びその送信装置、受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、データの搬送通信における暗号化
通信方式は殆どが図５に示すような構成をとっていた。
送信側は暗号化回路と変調器を備え、また、受信側は復
調器と暗号複号回路を備えており、送信側は送信信号の
デジタルデータに暗号化を施し、復調側は復調後のデジ
タルデータについて暗号複合化を行っていた。即ち、従
来の暗号化通信方式はベースバンドの信号である２値の
デジタルデータの段階でランダム符号等を用いて暗号化
及び暗号複合化を行っており、搬送段階ではアナログ的
な通常の変調方式を採用し通信を行っていた。このよう
に従来の暗号化通信方式はベースバンド信号は比較的容
易に受信が可能なものであった。
通信方式は殆どが図５に示すような構成をとっていた。
送信側は暗号化回路と変調器を備え、また、受信側は復
調器と暗号複号回路を備えており、送信側は送信信号の
デジタルデータに暗号化を施し、復調側は復調後のデジ
タルデータについて暗号複合化を行っていた。即ち、従
来の暗号化通信方式はベースバンドの信号である２値の
デジタルデータの段階でランダム符号等を用いて暗号化
及び暗号複合化を行っており、搬送段階ではアナログ的
な通常の変調方式を採用し通信を行っていた。このよう
に従来の暗号化通信方式はベースバンド信号は比較的容
易に受信が可能なものであった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来の暗
号化通信方式は通信段階は通常の変調方式のため、被変
調波信号を受信できれば容易に復調でき暗号化された２
値デジタルデータが得られる。そして、このような２値
デジタルデータの暗号化の方式については既に様々な解
読法が考案されており、どのような強力な暗号を用いて
も、いずれは解読されてしまう可能性がある。
号化通信方式は通信段階は通常の変調方式のため、被変
調波信号を受信できれば容易に復調でき暗号化された２
値デジタルデータが得られる。そして、このような２値
デジタルデータの暗号化の方式については既に様々な解
読法が考案されており、どのような強力な暗号を用いて
も、いずれは解読されてしまう可能性がある。
【０００４】本発明の目的は、デジタル部で暗号化及び
暗号複合化を行うのではなく変調及び復調の段階で暗号
化、暗号複合化を行うことにより、解読の困難さを著し
く向上させたデジタル通信における位相変調暗号化伝送
装置を提供することにある。
暗号複合化を行うのではなく変調及び復調の段階で暗号
化、暗号複合化を行うことにより、解読の困難さを著し
く向上させたデジタル通信における位相変調暗号化伝送
装置を提供することにある。
【０００５】本発明の他の目的は、送信データに基づく
本来の変調位相から乱数データにより任意の位相だけ更
に回転させることで秘匿性を格段に高めた位相変調暗号
化伝送装置を提供することにある。
本来の変調位相から乱数データにより任意の位相だけ更
に回転させることで秘匿性を格段に高めた位相変調暗号
化伝送装置を提供することにある。
【０００６】本発明の他の目的は、従来の変調器及び復
調器に位相回転器を設けるという比較的簡単な構成で秘
匿性の高いデータ伝送が可能な位相変調暗号化送信装置
及び位相変調暗号化受信装置を提供することにある。
調器に位相回転器を設けるという比較的簡単な構成で秘
匿性の高いデータ伝送が可能な位相変調暗号化送信装置
及び位相変調暗号化受信装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
本発明は、送信側は、送信データを該データに対応する
２次元位相空間上のベクトルデータに変換するマッピン
グ回路と、前記ベクトルデータの位相を第１の乱数デー
タにより回転させる第１の位相回転器と、前記第１の位
相回転器の出力の直交変調を行う直交変調器とを備え、
受信側は、前記直交変調器の出力を受信し非同期に直交
検波を行う直交検波器と、前記直交検波器のベクトルデ
ータ出力を第２の乱数データにより送信側と逆に位相回
転させる第２の位相回転器と、前記第２の位相回転器の
出力を復調する復調器とを備える構成を採用している。
本発明は、送信側は、送信データを該データに対応する
２次元位相空間上のベクトルデータに変換するマッピン
グ回路と、前記ベクトルデータの位相を第１の乱数デー
タにより回転させる第１の位相回転器と、前記第１の位
相回転器の出力の直交変調を行う直交変調器とを備え、
受信側は、前記直交変調器の出力を受信し非同期に直交
検波を行う直交検波器と、前記直交検波器のベクトルデ
ータ出力を第２の乱数データにより送信側と逆に位相回
転させる第２の位相回転器と、前記第２の位相回転器の
出力を復調する復調器とを備える構成を採用している。
【０００８】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【０００９】図１は本発明の一実施例の送信側のブロッ
ク図である。同図において送信装置は、マッピング回路
１、暗号化用の複素乗算器２、乱数発生器３、正弦、余
弦関数発生器４、５、ローパスフィルタ６、７、位相変
調用のローカル発振器１１、π／２位相器１０、乗算器
８、９、加算器１２等より構成される。
ク図である。同図において送信装置は、マッピング回路
１、暗号化用の複素乗算器２、乱数発生器３、正弦、余
弦関数発生器４、５、ローパスフィルタ６、７、位相変
調用のローカル発振器１１、π／２位相器１０、乗算器
８、９、加算器１２等より構成される。
【００１０】まず、送信データはマッピング回路１に入
力され、該データは２次元の位相空間上のベクトルデー
タとして位置付け２次元方向の信号データＩ（ｔ）、Ｑ
（ｔ）に変換される。送信データが直列データであれ
ば、直列−並列変換器により並列データに変換された後
マッピングが行われる。一般に、Ｎビットを単位とする
送信データの場合、Ｉ（ｔ）＝ＣＯＳ２ｎπ／２N 、Ｑ
（ｔ）＝ＳＩＮ２ｎπ／２N （ｎは整数、２N は位相
数）の信号データとなる。例えば、送信データが２ビッ
ト信号であれば２ｎπ／４位相（ｎ＝０、１、２、３）
のベクトルデータとしてマッピングされ、その実数及び
虚数データ信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）が２系列のデータと
して出力される。そして、マッピングされた信号Ｉ
（ｔ）、Ｑ（ｔ）は複素乗算器２に入力される。
力され、該データは２次元の位相空間上のベクトルデー
タとして位置付け２次元方向の信号データＩ（ｔ）、Ｑ
（ｔ）に変換される。送信データが直列データであれ
ば、直列−並列変換器により並列データに変換された後
マッピングが行われる。一般に、Ｎビットを単位とする
送信データの場合、Ｉ（ｔ）＝ＣＯＳ２ｎπ／２N 、Ｑ
（ｔ）＝ＳＩＮ２ｎπ／２N （ｎは整数、２N は位相
数）の信号データとなる。例えば、送信データが２ビッ
ト信号であれば２ｎπ／４位相（ｎ＝０、１、２、３）
のベクトルデータとしてマッピングされ、その実数及び
虚数データ信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）が２系列のデータと
して出力される。そして、マッピングされた信号Ｉ
（ｔ）、Ｑ（ｔ）は複素乗算器２に入力される。
【００１１】一方、乱数発生器３は、疑似ランダム符号
発生器等が利用され、該乱数発生器は暗号鍵としての一
定のパラメターＰにより決定される特定のランダムなデ
ータ（符号）を発生する。このランダムデータは０以上
２πラジアン未満の一様な角度乱数データθｅ（ｔ）と
して生成され、正弦、余弦関数発生器４、５に入力され
る。角度データθｅ（ｔ）は正弦、余弦関数発生器にお
いてそれぞれＳＩＮθｅ（ｔ）、ＣＯＳθｅ（ｔ）に変
換された後、複素乗算器２に入力される。
発生器等が利用され、該乱数発生器は暗号鍵としての一
定のパラメターＰにより決定される特定のランダムなデ
ータ（符号）を発生する。このランダムデータは０以上
２πラジアン未満の一様な角度乱数データθｅ（ｔ）と
して生成され、正弦、余弦関数発生器４、５に入力され
る。角度データθｅ（ｔ）は正弦、余弦関数発生器にお
いてそれぞれＳＩＮθｅ（ｔ）、ＣＯＳθｅ（ｔ）に変
換された後、複素乗算器２に入力される。
【００１２】複素乗算器２においては、前記２系列のデ
ータＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）と前記入力ＳＩＮθｅ（ｔ）、
ＣＯＳθｅ（ｔ）とを下記（１）式の形で演算し信号Ｉ
ｅ（ｔ）、Ｑｅ（ｔ）を出力する。
ータＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）と前記入力ＳＩＮθｅ（ｔ）、
ＣＯＳθｅ（ｔ）とを下記（１）式の形で演算し信号Ｉ
ｅ（ｔ）、Ｑｅ（ｔ）を出力する。
【００１３】
【００１４】この式は、Ｉｅ（ｔ）は実数、Ｑｅ（ｔ）
は虚数であるから複素数で表現すると下記（１’）式の
ように書ける。
は虚数であるから複素数で表現すると下記（１’）式の
ように書ける。
【００１５】
【００１６】この暗号化された信号Ｉｅ（ｔ）、Ｑｅ
（ｔ）は、波形整形のためのローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）６、７でそれぞれ帯域制限された信号Ｉｅ’
（ｔ）、Ｑｅ’（ｔ）となる。該信号Ｉｅ’（ｔ）、Ｑ
ｅ’（ｔ）は、角周波数ωo のローカル発振器１１の出
力及び該出力をπ／２位相器１０によりπ／２移相した
信号とそれぞれ乗算器８、９において乗算される。そし
て各乗算器８、９の出力は加算器１２において加算さ
れ、直交変調された被変調波送信信号ｍ（ｔ）となり送
信される。ここで、ｍ（ｔ）とＩｅ’（ｔ）、Ｑｅ’
（ｔ）の関係は（２）式で表わされる。
（ｔ）は、波形整形のためのローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）６、７でそれぞれ帯域制限された信号Ｉｅ’
（ｔ）、Ｑｅ’（ｔ）となる。該信号Ｉｅ’（ｔ）、Ｑ
ｅ’（ｔ）は、角周波数ωo のローカル発振器１１の出
力及び該出力をπ／２位相器１０によりπ／２移相した
信号とそれぞれ乗算器８、９において乗算される。そし
て各乗算器８、９の出力は加算器１２において加算さ
れ、直交変調された被変調波送信信号ｍ（ｔ）となり送
信される。ここで、ｍ（ｔ）とＩｅ’（ｔ）、Ｑｅ’
（ｔ）の関係は（２）式で表わされる。
【００１７】 ｍ（ｔ）＝Ｉｅ’（ｔ）ＣＯＳωo ｔ＋Ｑｅ’（ｔ）ＳＩＮωo ｔ （２） このようにして得られた被変調波信号ｍ（ｔ）は、例え
ば、前記４相位相変調であれば、本来は４つの位相の１
つをとるのであるが、乱数データの乗算により各位相が
任意の位相に変更され、暗号化された信号となる。
ば、前記４相位相変調であれば、本来は４つの位相の１
つをとるのであるが、乱数データの乗算により各位相が
任意の位相に変更され、暗号化された信号となる。
【００１８】次に本発明の受信側の構成動作を説明す
る。図２は本発明の一実施例のブロック図である。受信
装置は、準同期検波用のローカル発振器１３、π／２位
相器１４、乗算器１５、１６、ローパスフィルタ１７、
１８、サンプラー１９、２０、暗号複号化用の複素乗算
器２１、乱数発生器２２、符号反転器２３、正弦、余弦
関数発生回路２４、２５、復調器２６等より構成され
る。
る。図２は本発明の一実施例のブロック図である。受信
装置は、準同期検波用のローカル発振器１３、π／２位
相器１４、乗算器１５、１６、ローパスフィルタ１７、
１８、サンプラー１９、２０、暗号複号化用の複素乗算
器２１、乱数発生器２２、符号反転器２３、正弦、余弦
関数発生回路２４、２５、復調器２６等より構成され
る。
【００１９】受信側では、送信された信号ｍ（ｔ）を、
乗算器１５、１６において、送信側の角周波数にほぼ等
しいローカル発振器１３の出力及び該出力をπ／２位相
器１４によりπ／２移相した信号とそれぞれ乗算し、検
波出力（準同期検波出力）Ｉｅ“、Ｑｅ“を得る。ここ
でローカル発振器１３の角周波数はほぼωo に設定する
が送信側のローカル発振器１１とは非同期であるため、
位相が前記ローカル発振器１１とはΔθ（ｔ）だけずれ
ているものとすると、乗算器出力Ｉｅ”（ｔ）、Ｑｅ”
（ｔ）はそれぞれ（３）式のようになる。
乗算器１５、１６において、送信側の角周波数にほぼ等
しいローカル発振器１３の出力及び該出力をπ／２位相
器１４によりπ／２移相した信号とそれぞれ乗算し、検
波出力（準同期検波出力）Ｉｅ“、Ｑｅ“を得る。ここ
でローカル発振器１３の角周波数はほぼωo に設定する
が送信側のローカル発振器１１とは非同期であるため、
位相が前記ローカル発振器１１とはΔθ（ｔ）だけずれ
ているものとすると、乗算器出力Ｉｅ”（ｔ）、Ｑｅ”
（ｔ）はそれぞれ（３）式のようになる。
【００２０】
【００２１】これらの信号がローパスフィルタＬＰＦ１
７，１８を通過すと高次の項（ＳＩＮ［２ωo ｔ＋Δθ
（ｔ）］及びＣＯＳ［２ωo ｔ＋Δθ（ｔ）］の項）が
除去され、信号Ｉｃ’（ｔ），Ｑｃ’（ｔ）となる。該
信号Ｉｃ’（ｔ），Ｑｃ’（ｔ）はさらにサンプラー１
９、２０でサンプリングされると、ローパスフィルタＬ
ＰＦ６、７、とＬＰＦ１７、１８とが整合フィルタであ
り、かつサンプリングが正しいタイミングで行われると
サンプリング後の信号Ｉｃ（ｔ），Ｑｃ（ｔ）は符号間
干渉が取り除かれ（４）式のようになる。
７，１８を通過すと高次の項（ＳＩＮ［２ωo ｔ＋Δθ
（ｔ）］及びＣＯＳ［２ωo ｔ＋Δθ（ｔ）］の項）が
除去され、信号Ｉｃ’（ｔ），Ｑｃ’（ｔ）となる。該
信号Ｉｃ’（ｔ），Ｑｃ’（ｔ）はさらにサンプラー１
９、２０でサンプリングされると、ローパスフィルタＬ
ＰＦ６、７、とＬＰＦ１７、１８とが整合フィルタであ
り、かつサンプリングが正しいタイミングで行われると
サンプリング後の信号Ｉｃ（ｔ），Ｑｃ（ｔ）は符号間
干渉が取り除かれ（４）式のようになる。
【００２２】
【００２３】これは複素数で表現すると（４’）式のよ
うに書ける。
うに書ける。
【００２４】
【００２５】ここで、Ｉｅ（ｔ），Ｑｅ（ｔ）はマッピ
ング回路１の出力を複素乗算した（１’）式の信号であ
るから（４’）式に（１’）式を代入して（５）式のよ
うになる。
ング回路１の出力を複素乗算した（１’）式の信号であ
るから（４’）式に（１’）式を代入して（５）式のよ
うになる。
【００２６】
【００２７】次に、前記（５）式の信号Ｉｃ（ｔ）、Ｑ
ｃ（ｔ）は暗号複号化処理のため複素乗算器２１におい
て乱数データの正弦、余弦変換データと複素乗算され
る。即ち、受信側の乱数発生器２２も角度乱数データθ
ｅ’（ｔ）を生成する。この乱数データは符号反転器２
３で符号のみ反転されたデータ−Ｑｅ’（ｔ）となり正
弦、余弦関数発生器２４、２５に入力される。そして、
正弦、余弦関数発生器２４、２５の出力と前記（５）式
の信号Ｉｃ（ｔ）、Ｑｃ（ｔ）は複素乗算され下記
（６）式のようになる。
ｃ（ｔ）は暗号複号化処理のため複素乗算器２１におい
て乱数データの正弦、余弦変換データと複素乗算され
る。即ち、受信側の乱数発生器２２も角度乱数データθ
ｅ’（ｔ）を生成する。この乱数データは符号反転器２
３で符号のみ反転されたデータ−Ｑｅ’（ｔ）となり正
弦、余弦関数発生器２４、２５に入力される。そして、
正弦、余弦関数発生器２４、２５の出力と前記（５）式
の信号Ｉｃ（ｔ）、Ｑｃ（ｔ）は複素乗算され下記
（６）式のようになる。
【００２８】
【００２９】乱数発生器２２の角度乱数データθｅ’
（ｔ）は、パラメータを送信側の乱数発生器３と同じＰ
に設定すれば、θｅ（ｔ）と等しくなる。従って、その
ときのＩｄ（ｔ），Ｑｄ（ｔ）は（７）式のようにな
る。
（ｔ）は、パラメータを送信側の乱数発生器３と同じＰ
に設定すれば、θｅ（ｔ）と等しくなる。従って、その
ときのＩｄ（ｔ），Ｑｄ（ｔ）は（７）式のようにな
る。
【００３０】
【００３１】この（７）式からわかるように、複素乗算
器２１の出力信号Ｉｄ（ｔ）、Ｑｄ（ｔ）は、暗号化の
成分θｅ（ｔ）が除かれ送信側のマッピングされたベー
スバンド信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）に対し位相誤差Δθ
（ｔ）が加わっただけの信号となる。このようにローカ
ル発振器の位相誤差のみを含む信号は、暗号化を行わな
い通常の通信において得られる信号と全く同じであり、
復調器２６によってΔθ（ｔ）を取り除き容易に復調出
力（送信データ）Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を得ることができ
る。
器２１の出力信号Ｉｄ（ｔ）、Ｑｄ（ｔ）は、暗号化の
成分θｅ（ｔ）が除かれ送信側のマッピングされたベー
スバンド信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）に対し位相誤差Δθ
（ｔ）が加わっただけの信号となる。このようにローカ
ル発振器の位相誤差のみを含む信号は、暗号化を行わな
い通常の通信において得られる信号と全く同じであり、
復調器２６によってΔθ（ｔ）を取り除き容易に復調出
力（送信データ）Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を得ることができ
る。
【００３２】復調器２６の構成は、図３に示すように複
素乗算器２７、位相誤差検出器２８、クロック位相誤差
検出器３３、ループフィルタ２９、３４、デジタルＶＣ
Ｏ３０（電圧制御発振器）、サンプリングクロック発生
用のＶＣＯ３５等から構成される。複素乗算器２１から
の信号Ｉｄ（ｔ）、Ｑｄ（ｔ）は前記の位相誤差Δθ
（ｔ）の位相回転（搬送波の成分）の影響を受けてお
り、これを取り除き正しい復調出力とする必要がある。
複素乗算器２７は、複素乗算器２１の出力を数値制御発
振器等で構成されるデジタルＶＣＯからの前記位相回転
に相当する位相データの正弦、余弦信号と乗算して出力
する。位相誤差検出器２８は、前記複素乗算器２１の出
力位相とデジタルＶＣＯの出力位相との誤差を検出し、
誤差信号をループフィルタ２９を介して前記ＶＣＯに印
加し、前記位相誤差Δθ（ｔ）を零にする。また、サン
プラー用のサンプリングクロックを発生するＶＣＯ３５
（電圧制御発振器）が適切な位相を維持するよう、クロ
ック位相誤差検出器３３は複素乗算器２７の出力に基づ
き位相制御信号を発生し、ループフィルタ３４を介して
前記ＶＣＯ３５の発生パルスの位相を制御する。復調デ
ータは複素乗算器２７の出力に基づきレベル判定器等を
用いて発生する。
素乗算器２７、位相誤差検出器２８、クロック位相誤差
検出器３３、ループフィルタ２９、３４、デジタルＶＣ
Ｏ３０（電圧制御発振器）、サンプリングクロック発生
用のＶＣＯ３５等から構成される。複素乗算器２１から
の信号Ｉｄ（ｔ）、Ｑｄ（ｔ）は前記の位相誤差Δθ
（ｔ）の位相回転（搬送波の成分）の影響を受けてお
り、これを取り除き正しい復調出力とする必要がある。
複素乗算器２７は、複素乗算器２１の出力を数値制御発
振器等で構成されるデジタルＶＣＯからの前記位相回転
に相当する位相データの正弦、余弦信号と乗算して出力
する。位相誤差検出器２８は、前記複素乗算器２１の出
力位相とデジタルＶＣＯの出力位相との誤差を検出し、
誤差信号をループフィルタ２９を介して前記ＶＣＯに印
加し、前記位相誤差Δθ（ｔ）を零にする。また、サン
プラー用のサンプリングクロックを発生するＶＣＯ３５
（電圧制御発振器）が適切な位相を維持するよう、クロ
ック位相誤差検出器３３は複素乗算器２７の出力に基づ
き位相制御信号を発生し、ループフィルタ３４を介して
前記ＶＣＯ３５の発生パルスの位相を制御する。復調デ
ータは複素乗算器２７の出力に基づきレベル判定器等を
用いて発生する。
【００３３】なお、図１、図２における乱数発生器３、
２２は、シフトレジスタと排他的論理和回路（ＥＸ−Ｏ
Ｒ）等の帰還回路とから構成された回路等が利用でき
る。該回路はクロックパルスにより“０”、“１”の発
生確率が略等しく高いランダム性をもつ長周期のパルス
列（符号）を発生する。発生される符号はシフトレジス
タの段数、ＥＸ−ＯＲ等の位置や個数等により多様に異
なりこれらが暗号鍵としてのパラメータとなる。クロッ
クパルスの繰り返し周波数は送信データのデータ速度と
等しいかそれ以下とし暗号化出力の帯域の拡大を抑制す
る。
２２は、シフトレジスタと排他的論理和回路（ＥＸ−Ｏ
Ｒ）等の帰還回路とから構成された回路等が利用でき
る。該回路はクロックパルスにより“０”、“１”の発
生確率が略等しく高いランダム性をもつ長周期のパルス
列（符号）を発生する。発生される符号はシフトレジス
タの段数、ＥＸ−ＯＲ等の位置や個数等により多様に異
なりこれらが暗号鍵としてのパラメータとなる。クロッ
クパルスの繰り返し周波数は送信データのデータ速度と
等しいかそれ以下とし暗号化出力の帯域の拡大を抑制す
る。
【００３４】次に、以上の送信側及び受信側の変復調及
び暗号化、暗号複号化の動作を図４に示すタイムチャー
トを用いて説明する。なお、同図において送信データは
２ビット単位の直列データの場合を例にしている。
び暗号化、暗号複号化の動作を図４に示すタイムチャー
トを用いて説明する。なお、同図において送信データは
２ビット単位の直列データの場合を例にしている。
【００３５】送信データ（１）はマッピング回路１にお
いて２値の並列データに変換された後、ベクトルデータ
として４つの位相に対応する２系列の信号（２）、
（３）としてマッピングされ出力される。次にこの両信
号は複素乗算器２において角度乱数データθｅ（ｔ）の
正弦、余弦関数データと乗算され暗号化された信号
（４）、（５）に変換される。ここでは、乱数データの
繰り返し周波数及び位相はマッピング回路の出力の繰り
返し周波数及び位相と一致させている。前記信号
（４）、（５）はランダムな正弦関数データ及び余弦関
数データによりそれぞれの振幅が２値から任意の値に変
化している。この信号は周波数帯域が広いのでローパス
フィルタ６、７を介し帯域制限した信号（６）、（７）
とし、該信号によりローカル発振器１１からの直交関係
にある搬送波（ＳＩＮωｏｔ、ＣＯＳωｏｔ）を変調し
て位相変調送信信号ｍ（ｔ）として送出する。
いて２値の並列データに変換された後、ベクトルデータ
として４つの位相に対応する２系列の信号（２）、
（３）としてマッピングされ出力される。次にこの両信
号は複素乗算器２において角度乱数データθｅ（ｔ）の
正弦、余弦関数データと乗算され暗号化された信号
（４）、（５）に変換される。ここでは、乱数データの
繰り返し周波数及び位相はマッピング回路の出力の繰り
返し周波数及び位相と一致させている。前記信号
（４）、（５）はランダムな正弦関数データ及び余弦関
数データによりそれぞれの振幅が２値から任意の値に変
化している。この信号は周波数帯域が広いのでローパス
フィルタ６、７を介し帯域制限した信号（６）、（７）
とし、該信号によりローカル発振器１１からの直交関係
にある搬送波（ＳＩＮωｏｔ、ＣＯＳωｏｔ）を変調し
て位相変調送信信号ｍ（ｔ）として送出する。
【００３６】次に、受信側においては、受信信号ｍ
（ｔ）を乗算器１５、１６においてローカル発振器１３
の出力により非同期に直交検波（準同期検波）を行い、
その出力をローパスフィルタＬＰＦ１７、１８を介し信
号（８）、（９）のような準同期検波出力を得る。該信
号における点線は、ローカル発振器の出力が送信側ロー
カル発振器出力と位相差Δθ（ｔ）を持つため、この位
相誤差による位相回転信号（低周波の搬送波成分）であ
る。該信号（８）、（９）はサンプラー１９、２０にお
いてサンプルクロック信号（１６）の立ち上がりのタイ
ミングでサンプリングしパルス状の信号（１０）、（１
１）をうる。そして該信号に送信側と符号のみ異なる角
度乱数データ（ーθｅ（ｔ））の正弦、余弦関数データ
を複素乗算して暗号複号化出力（１２）、（１３）をう
る。該信号も前記位相誤差の影響によりパルスの振幅、
極性に変調を受けている。この位相誤差の影響を復調器
において取り除き振幅を一定化することにより正規の復
調出力（１４）、（１５）をうる。この出力はマッピン
グ回路１の出力と対応しており必要によりこれを並列ー
直列変換して受信データとする。
（ｔ）を乗算器１５、１６においてローカル発振器１３
の出力により非同期に直交検波（準同期検波）を行い、
その出力をローパスフィルタＬＰＦ１７、１８を介し信
号（８）、（９）のような準同期検波出力を得る。該信
号における点線は、ローカル発振器の出力が送信側ロー
カル発振器出力と位相差Δθ（ｔ）を持つため、この位
相誤差による位相回転信号（低周波の搬送波成分）であ
る。該信号（８）、（９）はサンプラー１９、２０にお
いてサンプルクロック信号（１６）の立ち上がりのタイ
ミングでサンプリングしパルス状の信号（１０）、（１
１）をうる。そして該信号に送信側と符号のみ異なる角
度乱数データ（ーθｅ（ｔ））の正弦、余弦関数データ
を複素乗算して暗号複号化出力（１２）、（１３）をう
る。該信号も前記位相誤差の影響によりパルスの振幅、
極性に変調を受けている。この位相誤差の影響を復調器
において取り除き振幅を一定化することにより正規の復
調出力（１４）、（１５）をうる。この出力はマッピン
グ回路１の出力と対応しており必要によりこれを並列ー
直列変換して受信データとする。
【００３７】ここで、本発明の暗号化方式の暗号に相当
するものはいうまでもなくθｅ（ｔ）であるが、受信者
が暗号の鍵に相当するパラメータＰを予め知っている場
合にはθｅ（ｔ）を正確に再現できるので、受信信号を
（６）、（７）式のように処理することにより、暗号化
を行わない場合と同等に扱うことが可能となる。しか
し、暗号の鍵を知らない受信者は（５）式の信号までし
か得られない。位相誤差Δθ（ｔ）は通常Δθ（ｔ）＝
Δωｔ＋Δθｏで表現できるような単調な信号であるた
め（７）式のような信号は復調することができるがθｅ
（ｔ）は０≦θｅ（ｔ）＜２πの範囲の全くランダムな
信号であるためこれを復調することは不可能である。従
って暗号の鍵パラメータＰを知らない受信者は受信信号
を復調することができず信号を解読することはできな
い。
するものはいうまでもなくθｅ（ｔ）であるが、受信者
が暗号の鍵に相当するパラメータＰを予め知っている場
合にはθｅ（ｔ）を正確に再現できるので、受信信号を
（６）、（７）式のように処理することにより、暗号化
を行わない場合と同等に扱うことが可能となる。しか
し、暗号の鍵を知らない受信者は（５）式の信号までし
か得られない。位相誤差Δθ（ｔ）は通常Δθ（ｔ）＝
Δωｔ＋Δθｏで表現できるような単調な信号であるた
め（７）式のような信号は復調することができるがθｅ
（ｔ）は０≦θｅ（ｔ）＜２πの範囲の全くランダムな
信号であるためこれを復調することは不可能である。従
って暗号の鍵パラメータＰを知らない受信者は受信信号
を復調することができず信号を解読することはできな
い。
【００３８】
【発明の効果】本発明は信号を直交変調する段階で、デ
ータのビット数により決まる離散的な変調位相から更に
乱数データで決まる任意の値だけ位相を回転することに
より暗号化を行っているため、受信側においては、信号
の位相がランダムに変化し位相変調方式の相数自体が全
く不明であり、秘匿性の高い変調方式となっている。こ
のため、変調位相に応じた位相比較器特性を持ち搬送波
再生により復調するコスタスループ型の受信装置では搬
送波再生すらできず復調不可能である。また、準同期検
波方式により復調する場合においても、乱数データの暗
号鍵を知らずに解読を試みても信号の復調は極めて困難
である。特に、本発明では位相誤差の処理（復調）の段
階で解読を行う必要があるが、離散的でない任意の位相
をとる被変調波信号からその相数と乱数のパターンを推
定することは極めて困難である。例え、何らかのパター
ンを推定したとしてもそのパターンが正しいかどうかは
信号を復調してみなければ解らないのであり、信号の復
調には多大な演算処理を要することから、総合的に見て
暗号の解読は実質上不可能に近い。このように本発明の
秘匿通信装置としての効果は頗る大である。
ータのビット数により決まる離散的な変調位相から更に
乱数データで決まる任意の値だけ位相を回転することに
より暗号化を行っているため、受信側においては、信号
の位相がランダムに変化し位相変調方式の相数自体が全
く不明であり、秘匿性の高い変調方式となっている。こ
のため、変調位相に応じた位相比較器特性を持ち搬送波
再生により復調するコスタスループ型の受信装置では搬
送波再生すらできず復調不可能である。また、準同期検
波方式により復調する場合においても、乱数データの暗
号鍵を知らずに解読を試みても信号の復調は極めて困難
である。特に、本発明では位相誤差の処理（復調）の段
階で解読を行う必要があるが、離散的でない任意の位相
をとる被変調波信号からその相数と乱数のパターンを推
定することは極めて困難である。例え、何らかのパター
ンを推定したとしてもそのパターンが正しいかどうかは
信号を復調してみなければ解らないのであり、信号の復
調には多大な演算処理を要することから、総合的に見て
暗号の解読は実質上不可能に近い。このように本発明の
秘匿通信装置としての効果は頗る大である。
【図１】本発明の送信装置の一実施例を示す図である。
【図２】本発明の受信装置の一実施例を示す図である。
【図３】本発明の復調器の一例を示す図である。
【図４】本発明の送信装置及び受信装置の各部のタイム
チャートの一例を示す図である。
チャートの一例を示す図である。
【図５】従来の技術を示す図である。
１ マッピング回路 ２ 複素乗算器 ３ 乱数発生器 ４ 正弦関数発生器 ５ 余弦関数発生器 ６、７ ローパスフィルタ ８、９ 乗算器 １０ π／２位相器 １１ ローカル発振器 １２ 加算器 １３ ローカル発振器 １４ π／２位相器 １５、１６ 乗算器 １７、１８ ローパスフィルタ １９、２０ サンプラー ２１ 複素乗算器 ２２ 乱数発生器 ２３ 符号反転器 ２４ ＳＩＮ関数発生器 ２５ ＣＯＳ関数発生器 ２６ 復調器 ２７ 複素乗算器 ３０ デジタル電圧制御発振器 ３１ ＳＩＮ関数発生器 ３２ ＣＯＳ関数発生器 ３５ 電圧制御発振器 Ｐ パラメータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 9/12 Ｈ０４Ｍ 1/68
Claims (4)
- 【請求項１】 送信データを該データに対応する２次元
位相空間上のベクトルデータに変換するマッピング回路
と、前記ベクトルデータの位相を第１の乱数データによ
り回転させる第１の位相回転器と、前記第１の位相回転
器の出力の直交変調を行う直交変調器と、前記直交変調
器の出力を受信し非同期に直交検波を行う直交検波器
と、前記直交検波器のベクトルデータ出力を第２の乱数
データにより送信側と逆に位相回転させる第２の位相回
転器と、前記第２の位相回転器の出力を復調する復調器
とを備えることを特徴とする位相変調暗号化伝送装置。 - 【請求項２】 送信データを２次元位相空間上に位置付
け２次元方向のデータに変換するマッピング回路と、暗
号鍵となるパラメータに基づき第一の乱数データを発生
する第一の乱数発生器と、前記第一の乱数データを入力
とする正弦、余弦関数発生器と、前記マッピング回路の
出力データと、前記正弦、余弦関数発生器の出力とを複
素乗算する複素乗算器と、前記複素乗算器の出力の波形
整形を行うローパスフィルタと、前記ローパスフィルタ
の出力を直交変調を行う直交変調器と、前記直交変調器
出力を受信し非同期に直交検波を行う直交検波器と、前
記直交検波器の出力の帯域制限を行うローパスフィルタ
と、前記ローパスフィルタの出力をデータタイミングで
サンプリングするサンプラーと、前記第一の乱数データ
と同一で符号が異なる第二の乱数データを発生する第二
の乱数発生器と、前記第二の乱数データを入力とする正
弦、余弦関数発生器と、前記サンプラーの出力と前記正
弦、余弦関数発生器の出力とを複素乗算する複素乗算器
と、前記複素乗算器の出力を復調する復調器とを備えた
ことを特徴とする位相変調暗号化伝送装置。 - 【請求項３】 送信データを対応する２次元位相空間上
のベクトルデータに変換するマッピング回路と、前記ベ
クトルデータの位相を乱数データにより回転させる位相
回転器と、前記位相回転器の出力の直交変調を行う直交
変調器とを備えることを特徴とする位相変調暗号化送信
装置。 - 【請求項４】 受信信号を非同期に直交検波を行う直交
検波器と、前記直交検波器のベクトルデータ出力を乱数
データにより送信側と逆に位相回転させる位相回転器
と、前記位相回転器の出力を復調する復調器とを備える
ことを特徴とする位相変調暗号化受信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6322642A JP2845147B2 (ja) | 1994-12-26 | 1994-12-26 | 位相変調暗号化伝送装置及びその送信装置、受信装置 |
| US08/576,968 US5838797A (en) | 1994-12-26 | 1995-12-26 | Secure communication by encryption/decryption of vector at PSK modulation/detection stage |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6322642A JP2845147B2 (ja) | 1994-12-26 | 1994-12-26 | 位相変調暗号化伝送装置及びその送信装置、受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08181727A true JPH08181727A (ja) | 1996-07-12 |
| JP2845147B2 JP2845147B2 (ja) | 1999-01-13 |
Family
ID=18145988
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6322642A Expired - Fee Related JP2845147B2 (ja) | 1994-12-26 | 1994-12-26 | 位相変調暗号化伝送装置及びその送信装置、受信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5838797A (ja) |
| JP (1) | JP2845147B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008514159A (ja) * | 2004-09-23 | 2008-05-01 | モトローラ・インコーポレイテッド | 無線通信システムにおいて無線通信を暗号化する方法及び装置 |
| JP2008515281A (ja) * | 2004-09-23 | 2008-05-08 | モトローラ・インコーポレイテッド | 無線通信システムにおいて無線通信を暗号化する方法及び装置 |
| JP2010041075A (ja) * | 2008-07-31 | 2010-02-18 | Sharp Corp | 通信システムおよび通信方法 |
| JP2015050686A (ja) * | 2013-09-03 | 2015-03-16 | Ｎｅｃ東芝スペースシステム株式会社 | デジタル変復調方法及びシステム |
| JP2016127519A (ja) * | 2015-01-07 | 2016-07-11 | Ｎｅｃスペーステクノロジー株式会社 | 通信装置、通信方法及び通信システム |
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| GB2328591B (en) * | 1997-08-21 | 2003-03-05 | Comm & Control Electronics Ltd | Local communication system and apparatus for use therein |
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1994
- 1994-12-26 JP JP6322642A patent/JP2845147B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1995
- 1995-12-26 US US08/576,968 patent/US5838797A/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2845147B2 (ja) | 1999-01-13 |
| US5838797A (en) | 1998-11-17 |
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