JPH08172543A - 往復偏向式ｃｒｔディスプレイ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ＣＲＴディスプレイにおいて、水平出力スイッ
チング素子の損失電力の低減。 【解決手段】図４において、水平偏向方向切替手段（２
７）、１／２分周手段（２５）、水平偏向コイル（４）
及びＳ字補正用キャパシタ（８）が往復式水平偏向手段
を形成する。切替手段（２７）は、水平周期毎に交互
に、水平偏向コイルの１端を、電源及びＧＮＤに切替接
続する。この交互切替に際して、大振幅のフライバック
パルスを発生させることなく、水平偏向を交互に順／逆
切替する。水平偏向方向切替手段即ち水平出力スイッチ
ング素子の損失電力を従来技術の約１／１０以下に低減
できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、超高精細画像情報
の表示に適した水平往復偏向式ＣＲＴディスプレイ装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年のディジタル回路技術に支えられた
コンピュータ技術の発展は著しい。しかし、コンピュー
タの処理した画像情報を人間の目に見せるためのディス
プレイ技術の進歩は遅々とした感がある。現時点で最も
高精細な天然色の動画像を映出できるデバイスはＣＲＴ
である。

【０００３】しかし乍、ＣＲＴディスプレイの最高水平
周波数は現在の所約１３０kHzを越え得ていない。また
走査線本数の最大値は、約２０００本を越えておらず、
大多数は約１０２４本以下の状態に留まっている。

【０００４】そのひとつの理由は、水平走査数を約１３
０kHz以上とするには、電磁偏向式水平偏向出力回路の
消費電力が過大となることにあった。消費電力が過大と
なる理由は、周知の通り水平帰線期間に約１ｋＶの高電
圧のフライバックパルスを発生させる必要があり、従っ
て、この高電圧に耐えるスイッチング素子を遮断する際
に発生する電力損失を低減することが困難であることに
あった。

【０００５】従来の水平偏向出力回路の構成を図１に示
す。同図で１は水平ドライブパルス入力端子、２は水平
出力トランジスタ、３はダンパダイオード、４は水平偏
向コイル、５は電源供給用チョークコイル、６は電源、
７は水平帰線期間共振用キャパシタ、８はＳ字歪み補正
用キャパシタである。

【０００６】水平出力トランジスタ（２）を遮断する際
のせん移時に発生する損失電力を図２、図３の波形図に
よって説明する。

【０００７】図２において、９は偏向コイル（４）に流
れる電流波形、１０は偏向コイル両端の電圧波形であ
る。

【０００８】図３にフライバックパルスの立ち上り始め
の部分の波形を拡大して示す。同図で、１１はトランジ
スタ（４）のコレクタ電流、１２はコレクタ電圧であ
る。時間ｔ＝０にて、トランジスタの遮断が始り、ｔ＝
ｔ_fにおいて終るものとし、かつ、この期間において電
流は直線的に減少するものと仮定した。すると、遮断に
要する損失電力は、次の式（１）の通り求まる。また、
水平帰線期間Ｔ_retが通常、水平周期Ｔ_Hの約１５％であ
ることから式（２）が成立し、これを式（１）に代入し
て、式（３）が成立する。

【０００９】

【数１】

【００１０】即ち、損失電力はフォールタイムｔ_fの２
乗に比例し、水平周期Ｔ_Hの３乗に反比例する。

【００１１】トランジスタに要求される電流ピーク値Ｉ
₀と電圧ピーク値Ｖ₀との積は次式に示す通り、水平周期
Ｔ_Hに反比例する。

【００１２】

【数２】

【００１３】従って、Ｉ₀Ｖ₀Ｐの積は式（３）、（４）
からｔ_fの２乗に比例し水平周波数の４乗に比例する。
従って、水平偏向周波数をある限度以上に向上すること
が、従来技術においては極めて困難であった。

【００１４】更に、偏向コイル自体の発熱も問題となっ
ていた。何故なら、高周波数においては、うづ電流に起
因する損失電力が周波数に比例して増大するからであ
る。うづ電流損失は、偏向磁界の変化速度が最大となる
帰線期間の中央において最大となる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】本発明の直接のひとつ
の目的は、上記従来技術の問題点を克服して、水平偏向
周波数を約１３０kHz以上に増大し、かつ、損失電力の
低減された新走査方式のＣＲＴディスプレイ装置を提供
するにある。

【００１６】本発明のもうひとつの目的は、上記新走査
式ＣＲＴディスプレイ装置において発生する種々の問題
点を解決、補償する手段を提供するにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のひとつの実施例においては、その水平偏向
回路において、往復式水平偏向手段を備える。

【００１８】また本発明の垂直偏向回路においては、階
段状偏向手段を備える。

【００１９】本発明のもうひとつの実施例においては、
縦線ジグザグ状妨害を補正するための補正手段を備え
る。

【００２０】本発明のもうひとつの実施例においては、
画像信号振幅変調手段を備える。

【００２１】該往復式水平偏向手段は、順方向走査と逆
方向走査とを交互に繰り返すように動作する。従って、
従来技術におけるフライバックパルスの発生を不要化で
きる。従って、共振キャパシタの値を約１０倍以上に増
大できる。従って、スイッチング素子のスイッチングに
伴う損失電力を約１／１０以下に低減できる。更にスイ
ッチング素子に要求される耐圧を約１／５に低減でき
る。従って、より廉価なスイッチング素子を用いて更に
フォールタイムを低減することができる。従って、更に
損失電力を低減できる。また従って、偏向コイルのうづ
電流損失を低減することができる。

【００２２】該階段状垂直偏向手段は、上記双方向水平
偏向手段の作用に伴う走査線間隔の左右不揃いの問題を
解消する作用を有する。

【００２３】該補正手段は、水平リニアリティ歪みに応
じて、水平偏向速度もしくは画像信号送出速度を変調す
ることによって、等価的に、縦線のジグザク曲がりを補
償するように作用する。

【００２４】該画像信号振幅変調手段は、水平リニアリ
ティ歪みに応じて、画像信号振幅を変調することによっ
て、走査線の輝度の不揃いを補償するように作用する。

【００２５】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施例を図４に示
す。

【００２６】同図で、１３は画像信号入力端子、１４は
ＡＤコンバータ、１５は半導体メモリ素子を用いた線走
査方向交互化変換手段、１６はＤＡコンバータ、１７は
出力増幅器、１８はＣＲＴ、４′は偏向ヨーク、４″は
補助偏向ヨーク、１９は水平同期信号入力端子、２０は
位相検波器、２１は電圧制御発振器、２２はカウンタ、
２０，２１，２２は位相同期回路（ＰＬＬ）を形成す
る。カウンタ（２２）の出力には少なく共サンプリング
周波数（ｆ_S）を有するパルス信号（２３）と水平周波
数（ｆ_H）を有するパルス信号（２４）とが得られる。
２５，２５′は１／２分周手段用フリップフロップであ
ってその出力に、周波数０．５ｆ_Hのパルス信号（２
６，２６′）を得る。２７は水平偏向方向切替スイッチ
手段であってパルス信号（２６′）が“Ｈ”の時はＧＮ
Ｄ側に、“Ｌ”の時は電源側に接続される。４，８は既
述の水平偏向コイル、Ｓ字歪補正用キャパシタである。
コイル（４）は偏向ヨーク（４′）に別途の垂直偏向コ
イルと共に実装される。同図で２５′，２７，４が往復
式水平偏向手段を形成する。その動作を図６に示す。

【００２７】同図で、２６′は既述０．５ｆ_Hパルスの
波形、３４，３５は水平偏向コイル（４）の電流波形及
びコイル両端の電圧波形である。本図から判るように往
復式水平偏向を具現化できていることが理解される。ま
た、その遅延時間は、約０．５Ｔ_retに等しいことが理
解される（後掲式８参照）。図７に、図５のＳ字歪み補
正用キャパシタの働きを考慮に入れた波形図３４′（電
流波形）、３５′（コイル両端の電圧波形）、３５″
（Ｓ字キャパシタ８の電圧波形）を示す。

【００２８】次に、図４の線走査方向交互化変換手段
（１５）の動作を図５に示す。同図で横軸は時間（ｔ）
であり、走査線番号を記してある。２６は既述の０．５
ｆ_Hパルス信号である。Ｍ１，Ｍ２に各々ラインメモリ
を意味し、縦軸は各メモリのアドレス座標を意味する。
斜実線３０は、メモリＭ１へ入力画像信号の奇数番目の
走査線上の入力画像信号を書き込むタイミングを示す。
斜点線３１はそれらを読み出すタイミングを示す。斜実
線３２、斜点線３３は、メモリＭ２及び、偶数番目の走
査線上の入力画像信号に対して同様のことを意味する。
同図から判るようにメモリＭ１からは順方向に読み出さ
れ、メモリＭ２からは逆方向に読み出される。従って線
走査方向の交叉化が達成される。本発明の変形例とし
て、コンピュータ信号源側に該線走査方向変換手段を設
けても良い。その場合には、信号源側からディスプレイ
へと順逆走査の判別信号を伝送する。

【００２９】図４において、２８，２９は各々可変遅延
手段であって、各遅延時間端子２８′，２９′に別途外
部から印加される直流電圧によって調節される。具体的
にはモノマルチバイブレータを使用できる。

【００３０】可変遅延手段２８の遅延時間を調節するこ
とによって、再生画像の水平位置を調節することができ
る。

【００３１】可変遅延手段２９の遅延時間は、水平帰線
期間の約半分（０．５Ｔ_ret）に設定される。そうする
ことによって、往復式水平偏向回路の既述遅延時間を補
償することができる。

【００３２】可変遅延手段２９の遅延時間の偏移誤差は
再生画像において、ジグザグ状縦線障害を発生する。即
ち、可変遅延手段２９は、ジグザグ状縦線障害を補正す
るためのものである。以上で図４の説明を終る。

【００３３】次に本発明の階段状垂直偏向手段を図８に
示す。同図で３６は垂直同期信号入力端子、３７は垂直
走査位相調整用モノマルチバイブレータ、３８はカウン
タ、２４は、図４で既述のｆ_Hパルス信号である。カウ
ンタ（３８）は、パルス信号（２４）をカウントし、垂
直同期信号によってリセットされる。３９はＤＡコンバ
ータ、４０は通常の垂直偏向回路に用いられる低速の負
帰還増幅器、４１は垂直偏向コイルであって、図４の偏
向ヨーク４′に実装される。４２は共振用キャパシタ、
４３は垂直偏向電流検出用抵抗器、４４は高速の微小振
幅偏向用負帰還増幅器、４５は垂直補助コイルであっ
て、図４の補助偏向ヨーク４″に実装される。４６は共
振用キャパシタ、４７は垂直補助偏向電流検出用抵抗
器、４８，４９は抵抗器である。各抵抗器の値は次式を
満たすように選定される。

【００３４】

【数３】

【００３５】式（７）は、コイル４１，４５の偏向感度
の相違を整合吸収するための条件である。

【００３６】図８の構成の動作を図９の波形図に示す。
同図で５２は、ＤＡコンバータ（３９）の出力に比例し
た波形、５１は、コイル（４１）に流れる直線状のこぎ
り波電流に比例した垂直偏向量である。入力波形（５
２）が階段状であるにも拘らず出力が直線状のこぎり波
となる理由は、通常の垂直偏向回路は、その応答速度が
遅いためである。波形５３は、補助コイル（４５）によ
って追加される補助偏向量であって、この値は、波形５
１と波形５２の差にほぼ等しい。５４は波形５１と波形
５３との和であって、総合垂直偏向量である。波形５４
から理解されるように、図８の構成によって所期の階段
状垂直偏向が達成される。図９において垂直帰線期間の
波形５３′は、若干の異常を示すが、画像非表示期間で
あるため禍とはならない。以上で階段状垂直のこぎり波
偏向手段についての説明を終る。

【００３７】次に本発明の水平偏向速度変調手段を図１
０に示す。同図で端子３５″には、図４のＳ字キャパシ
タ（８）の電圧波形（図７の３５″）に比例した波形の
信号が入力される。この信号は正負のパラボラ波形が交
互に繰り返される形式のものである。５６は負帰還増幅
器、５７は水平補助偏向コイルであって、図４の補助偏
向ヨーク（４″）に実装される。５８は電流検出用抵抗
器である。

【００３８】本図の構成の作用効果を図１６に後掲す
る。同図７８は往復式水平偏向手段を備えたＣＲＴディ
スプレイに固有の縦線ジグザグ曲がり妨害を表したもの
である。同図で水平実線は順方向（左から右へ）走査
線、水平点線は逆方向走査線を表す。図は、２本の縦直
線を画面上に表示したい場合を示す。水平偏向コイルの
損失に起因する２次歪みによって同図７８に示す通り、
ジグザグ縦線妨害を発生する。本発明の図１０の構成に
おいては、端子３５″へ入力される正負パラボラ波の振
幅は水平偏向回路の２次歪みの大きさに等しくなるよう
に設定される。

【００３９】従って本発明の図１０の構成を適用するこ
とにより、図１６の７９に示す通り、ジグザグ妨害を消
去できる。以上で図１０の作用説明を終る。図１０にお
いて、入力端子３５″には、代替案として、別途のデジ
タルメモリの出力をＤＡコンバートした出力を用いても
良い。これは、周知のデジタルコンバージェンス技術の
応用によって容易に実現できる。

【００４０】次に、画像送出速度変調手段の実施例を図
１１に示す。図１０においては、水平偏向の歪みを水平
補助偏向によって補正した。一方、図１１においては、
水平偏向歪みをそのまま放置して、画像信号をＣＲＴの
カソード電極へと出力するタイミングを変調することに
よって等価的に補正する。

【００４１】図１１において、４，８，１３〜２９は既
述のものと同じである。５９，６０，６１はＰＬＬであ
る。６２はＰＬＬの出力のサンプリング用パルス、６３
は水平パルスである。６４は加算器、６５はＤＡコンバ
ータ、６６はプログラマブルメモリであって６４，６
５，６６は本発明の画像表示送出変調手段を構成する。

【００４２】次に図１１の動作を説明する。６７はメモ
リ（６６）へのアドレス信号入力端子であって、該アド
レス信号は、カウンタ（２２）の出力パルス逹によって
形成される。この部分は周知のデジタルコンバージェン
ス回路技術を応用して容易に構成できる。線走査方向変
換手段（１５）への書き込みタイミングは、ＰＬＬ５
９，６０，６１の出力パルス逹によって決定される。

【００４３】一方、同手段（１５）からのデータの読み
出しタイミングは、ＰＬＬ２０，６４，２１，２２の出
力パルス逹によって決定される。メモリ６６には、既述
水平偏向回路の偏向速度歪みに応じたデータが蓄積され
ている。このデータは、アドレス信号（６７）に応じて
読み出され、ＤＡコンバータ（６５）を経て、加算器
（６４）を経て、電圧制御発振器（２１）の周波数を制
御する。該発振器（２１）の出力はカウンタ（２２）を
経て、交換手段（１５）からの読出速度を制御する。従
って、水平偏向速度の遅い場所では、画像読出送出速度
が低下せしめられ、水平偏向速度の早い場所では、画像
読出送出速度が増大せしめられる。従って既述図１６の
縦線像ジグザグ妨害を等価的に消去することができる。
以上で図１１の説明を終る。本構成の変形として、水平
方向のデジタルコンバージェンス補正をも、６４，６
５，６６の部分に兼用させても良い。

【００４４】図１１の構成は、図１０のそれに比べて、
補助水平偏向コイル（５７）が不要化されるという利点
がある。しかし、一方、走査線の輝度が非一様化される
という欠点を有する。何故なら一般に水平偏向回路の偏
向速度は各走査の前半において早く、後半において遅
く、かつ偏向速度の早い部分は遅い部分に比べて暗くな
るからである。この明暗差は、往復走査方式において特
にめだち易い。何故なら、順方向走査線は左半分が暗く
なり、逆方向走査線は右半分が明るくなるからである。

【００４５】順逆走査線輝度変化妨害を消去する手段を
図１２に示す。同図で１６，１７，１８は既述のもので
ある。６９は利得制御手段、７０は利得制御信号入力で
ある。信号７０の波形例を同図７０′に示す。信号（７
０）として、図１１のＤＡコンバータ６５の出力信号に
比例する信号を用いることができる。本構成によって輝
度変化妨害を補償することができる。

【００４６】図１３に、本発明の階段状垂直偏向手段の
変形例を示す。同図で３６，３７，２４，３８，３９，
４０，４１，４２，４３，４４は図８におけるものと同
じである。

【００４７】１００，１００′は水平周波数よりも低い
周波数成分のみを通過する低域濾波器である。

【００４８】１０３はモノマルチバイブレータであって
その出力に、その幅が水平帰線期間（Ｔ_ret）よりも狭
い水平パルスを発生する。１０４は乗算器であってその
出力に垂直のこぎり波の２乗（Ｙ²）を出力する。１０
５は振幅変調回路、１０６はパルス増幅器、１０７はパ
ルストランスである。パルストランスの入力には、図示
の通り水平パルスの振幅が垂直周期の（Ｔ_V）パラボラ
波によって振幅変調された波形が現れる。この水平パル
ス電圧はトランス１０７を経て、垂直偏向コイル（４
１）に印加され、図７に既述した波形５３と同様の水平
周期（Ｔ_H）の微小のこぎり波電流となる。図１３の１
０１は３乗回路、１０２は加算器、１０１，１０２は垂
直Ｓ字歪み補正用である。振幅変調回路（１０５）は垂
直Ｓ字歪みに応じて、走査線間隔を一様化するためのも
のである。以上で図１３に示した階段状垂直偏向手段の
変形の説明を終る。

【００４９】図１３の変形例として、１００，１０
０′，１０３，１０４，１０５，１０６及び１０７を省
略し、負帰還増幅器４０に高速のものを用いても良い。
但し、その際、偏向ヨークにおいて水平偏向電流が垂直
偏向コイル（４１）にもれ込み、クロストークを生ずる
のでこれを打ち消するための減算回路が別途必要とな
る。

【００５０】次に図１４に水平偏向方向切替手段の変形
例を示す。同図において、２６′は既述図４における
０．５ｆ_Hパルスである。７３，７３′は各々パルス立
下り、パルス立上り部遅延回路、７４，７４′はドライ
ブアンプ、７５，７５′は各々Ｐチャネル、Ｎチャネル
ＭＯＳトランジスタであり、各々、逆方向偏向用及び順
方向偏向用である。７６，７６′はダンパダイオード、
７は共振用キャパシタ、４は水平偏向コイル、８はＳ字
歪み補正用キャパシタである。図１４の動作を図１５に
示す。波形２６′，７３，７３′は各々図１４の２
６′，７３，７３′の出力部の波形である。トランジス
タ７５は波形７３が“Ｌ”の状態でのみＯＮし、トラン
ジスタ７５′は波形７３′が“Ｈ”の状態でのみＯＮす
る。同図から判るように、一方のトランジスタＯＦＦし
て後、水平帰線期間（Ｔ_ret）よりも長い時間を経て
後、もう一方のトランジスタがＯＮする。従って、両方
のトランジスタが同時にＯＮする際に発生する異常損失
の発生が防止される。本構成においては、共振用キャパ
シタ（８）の値（Ｃ）は、式（２）に代えて、次式で決
定される。

【００５１】

【数４】

【００５２】式（２）と式（１０）とを比べて判るよう
に、本発明においては、共振用キャパシタの値（７）
を、従来技術に比べて１０倍以上に増大化できる。従っ
て、式（１）で既述した損失評価式に基き、水平出力ト
ランジスタのスイッチングに伴う電力損失を約１／１０
以下に軽減できる。

【００５３】本発明の階段状垂直偏向手段の有無の比較
を図１７に示す。同図で８０は“無”の場合、８１は
“有”の場合の走査線模様を示す。“有”の場合には、
走査線間隔が一様化されていることが示されている。

【００５４】本発明のディスプレイを温度変化の激しい
環境で使用する場合には、偏向ヨーク部（図４の４′）
に熱電対等の温度検出器を配置し、その出力によって、
図１１のＤＡコンバータ（６５）の利得を制御すること
が推奨される。

【００５５】往復水平偏向方式に固有のジグザグ状縦線
障害を自動的に消去する方策を図１８に示す。同図の構
成は、既掲図１１の構成と組合せて使用される。図１８
において、４，８，２２，２６，２９は図１１における
それらと同一である。８２は水平偏向電流検出手段であ
って、具体的には抵抗器または、トランスと負荷抵抗器
によって形成できる。その出力には、再生画像上の水平
座標と１対１対応関係を有する水平走査位置信号Ｉが得
られる。この信号Ｉを順方向走査期間はＩ（Ａ）と表記
し、逆方向走査期間はＩ（Ｂ）と表記する。ここに、
Ａ，Ｂはカウンタ（２２）の出力２進数信号である。９
１〜９５はサンプルホールド手段、８５，８６，８７は
減算器、８９は比較増幅器、９０は比較用参照電圧（Ｉ
_R）を印加する端子である。９７は利得制御回路、９８
は電源電圧制御回路である。８３はサンプリングパルス
発生用デコーダ手段であって、その出力にサンプリング
パルス９１′〜９５′を発生する。以上で図１８の構成
の説明を終り、次にその動作を図１９の波形図に示す。

【００５６】図１９において、２６′，２６は既述の
０．５ｆ_Hパルス信号の波形である。９９は既述の水平
偏向電流の波形（図６の波形３４）に比例したＩ
（Ａ），Ｉ（Ｂ）の波形である。順方向走査期間の横座
標はＡであり、逆方向走査期間の横座標はＢである。Ａ
₁，Ａ₂，Ａ₃は各々順方向走査期間における再生画像の
左端、中央、右端に対応するカウンタ出力２進数であ
る。Ｂ₁，Ｂ₂は各々、逆方向走査期間における左端、中
央に対応するカウンタ出力である。これらの各値は、ほ
ぼ次式を満たすように選定される。次式において、Ｄ
は、１水平走査期間当りの総画素数、ｆ_Sは既述ＡＤコ
ンバータのサンプリング周波数、ｆ_Hは水平周波数であ
る。

【００５７】

【数５】

【００５８】上式中の式１２〜１５の定義によれば、Ｉ
（Ａ₁）とＩ（Ｂ₁）と合致させることによって再生画像
の左端部の、更にＩ（Ａ₂）とＩ（Ｂ₂）とを合致させる
ことによって中央部の、各ジグザグ状縦線障害が消去さ
れる。

【００５９】デコーダ（８３）は、カウンタ出力Ａ，Ｂ
が各々Ａ₁，Ａ₂，Ａ₃，Ｂ₁，Ｂ₂に合致するタイミング
において、図示の通りサンプリングパルス（９１′〜９
５′）を発生する。従って、サンプルホールド手段９１
〜９５の出力には、各々Ｉ（Ａ₁），Ｉ（Ｂ₁），Ｉ（Ａ
₂），Ｉ（Ｂ₂），Ｉ（Ａ₃）が得られる。従って２９，
９７，９８の各制御入力端子には、Ｉ（Ａ₁）−Ｉ
（Ｂ₁），Ｉ（Ａ₂）−Ｉ（Ｂ₂），Ｉ（Ａ₁）−Ｉ
（Ａ₃）−Ｉ_Rに比例した信号が得られる。

【００６０】可変遅延手段（２９）は、制御入力｛Ｉ
（Ａ₁）−Ｉ（Ｂ₁）｝が増減するのに応じて、その遅延
時間を増減する。従って、図１１の構成と図１８の構成
とを組合せて使用することにより、Ｉ（Ａ₁）の値とＩ
（Ｂ₁）の値とが合致するように負帰還制御される。従
って、再生画像の左端におけるジグザグ状縦線障害が自
動的に消去される。

【００６１】利得制御回路（９７）は、図１１におい
て、ＤＡコンバータ（６５）と加算器（６４）との間に
挿入される。該利得制御回路（９７）は、その制御入力
｛Ｉ（Ａ₂）−Ｉ（Ｂ₂）｝の増減に応じて、その利得を
減増する。従って、図１１の構成と図１８の構成とを組
合せて使用することにより、Ｉ（Ａ₂）の値とＩ（Ｂ₂）
の値とが合致するように負帰還制御される。従って、再
生画像の中央部におけるジグザグ状縦線障害が自動的に
消去される。

【００６２】電源電圧制御回路（９８）は、図１１の水
平偏向方向切替手段（２７）へ供給される電源電圧Ｖ_cc
を出力する。該電源電圧制御回路（２７）は、その制御
入力｛Ｉ（Ａ₁）−Ｉ（Ａ₃）−Ｉ_R｝の増減に応じて、
電源電圧を減増する。従って、図１１の構成と図１８の
構成とを組合せて使用することにより、｛Ｉ（Ａ₁）−
Ｉ（Ａ₃）｝の値を自動的にＩ_Rの値に合致させることが
できる。即ち、水平サイズを自動的に一定化することが
できる。尚、再生画像の左右端に現れるピンクッション
状歪みを消去するには、参照信号（図１８の９０の端子
に印加されるＩ_R）の波形中に垂直周期のパラボラ波
（図１３の２乗回路（１０４）の出力）を含有せしめて
おく。以上で図１８、図１９の説明を終る。

【００６３】以上で本発明の各実施例の説明を終る。

【００６４】

【発明の効果】本発明の往復式水平偏向手段によれば、
水平偏向出力トランジスタのスイッチングに伴う損失電
力を従来技術に比べて、約１／１０以下に低減できる。

【００６５】本発明の階段状垂直偏向手段によれば、走
査線間隔を一様化し、画質を向上することができる。

【００６６】本発明の画像表示速度変調手段によれば、
画像の縦線のジグザグ曲がり妨害を軽減することができ
る。

【００６７】本発明の画像信号振幅変調手段によれば、
水平リニアリティ歪みに起因する走査線輝度変化妨害を
軽減することができる。

【００６８】本発明によれば、従来技術の限界を越え
た、水平偏向周波数１３０kHz以上の超高精細ＣＲＴデ
ィスプレイを提供できる。勿論、本発明を、水平周波数
１３０kHz以下のディスプレイに用いても良いし、ま
た、投写形ディスプレイ用のＣＲＴディスプレイに用い
ても良い。いずれの場合にも、水平偏向出力トランジス
タの損失電力を大幅に低減できるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技術の水平偏向出力回路。

【図２】図１の動作説明用波形図。

【図３】図１の損失電力説明用波形図。

【図４】本発明の往復式水平偏向手段の構成を示す図。

【図５】図５の動作説明タイミング図。

【図６】図５の動作説明用波形図。

【図７】図５の動作説明用波形図。

【図８】本発明階段垂直偏向手段の構成を示す図。

【図９】図８の動作説明用波形図。

【図１０】本発明の水平偏向速度変調手段の構成を示す
図。

【図１１】本発明の画像送出速度変調手段の構成を示す
図。

【図１２】本発明の画像信号振幅変調手段を示す図。

【図１３】図８の変形例を示す図。

【図１４】本発明の水平偏向方向切替手段の構成を示す
図。

【図１５】図１４の動作説明用波形図。

【図１６】縦線ジグザグ妨害画面を示す図。

【図１７】走査線模様を示す図。

【図１８】縦線ジグザグ状妨害自動消去手段の構成を示
す図。

【図１９】図１８の動作説明用波形図。

【符号の説明】

１…水平ドライブパルス、 ２…水平出力トランジスタ、 ３…ダンパダイオード、 ４…水平偏向コイル、 ４′…偏向ヨーク、 ４″…補助偏向ヨーク、 ５…チョークコイル、 ７…共振用キャパシタ、 ８…Ｓ字歪補正用キャパシタ、 １３…画像信号入力、 １４…ＡＤコンバータ、 １５…線走査方向交互化変換手段、 １６…ＤＡコンバータ、 １７…出力増幅器、 １８…ＣＲＴ、 １９…水平同期信号、 ２０，２１，２２…ＰＬＬ、 ２５…１／２分周手段、 ２７…水平偏向方向切替手段、 ３６…垂直同期信号、 ３８…カウンタ、 ３９…ＤＡコンバータ、 ４１…垂直偏向コイル、 ４５…垂直補助偏向コイル、 ５７…水平補助偏向コイル、 ６４，６５，６６…画像送出速度変調手段、 ６９…画像信号振幅変調手段。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】画像信号処理回路、水平偏向回路及び垂直
   偏向回路を備えたＣＲＴディスプレイ装置において、 該水平偏向回路が、少なく共、往復式水平偏向手段から
   形成され、 該往復式水平偏向手段は、相互に直列に接続された水平
   偏向方向切替手段、水平偏向コイル及びＳ字歪み補正用
   キャパシタから構成され、 該画像信号処理回路が、少なく共、線走査方向交互変換
   手段から形成され、 該垂直偏向回路が、少なく共、階段状垂直偏向手段から
   形成され、 更に該水平偏向回路のリニアリティ歪みに起因して発生
   する往復偏向方式に固有の縦線ジグザグ状妨害を補正す
   るための補正手段を備えてなる往復偏向式ＣＲＴディス
   プレイ装置。
2. 【請求項２】請求項１において、該補正手段が、水平補
   助偏向コイルにパラボラ波状電流を供給する水平偏向速
   度変調手段によって形成され、かつ、該パラボラ波の極
   性が水平周期毎に交互に反転するように形成されてなる
   往復偏向式ＣＲＴディスプレイ装置。
3. 【請求項３】請求項１において、該補正手段が、画像送
   出速度変調手段によって形成され、更に、画像送出速度
   変調に付随して発生する走査線輝度交互変化妨害を軽減
   するために、画像信号振幅変調手段を備えてなる往復偏
   向式ＣＲＴディスプレイ装置。
4. 【請求項４】請求項１において、更に縦線ジグザグ状妨
   害を消去するための自動消去手段を備え、 該自動消去手段は少なく共、水平偏向電流検出手段、該
   検出手段に後続するサンプルホールド手段、該サンプル
   ホールド手段に後続する減算手段、該減算手段に後続す
   る可変遅延手段によって形成され、 該可変遅延手段の遅延時間の増減によって、上記該水平
   偏向手段の偏向タイミングが遅早制御されてなる往復偏
   向式ＣＲＴディスプレイ装置。