JPH08162866A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
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- JPH08162866A JPH08162866A JP30454294A JP30454294A JPH08162866A JP H08162866 A JPH08162866 A JP H08162866A JP 30454294 A JP30454294 A JP 30454294A JP 30454294 A JP30454294 A JP 30454294A JP H08162866 A JPH08162866 A JP H08162866A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スペクトラム拡散信号受信装置における自動
利得制御（ＡＧＣ）の応答精度を向上する。 【構成】 スペクトラム拡散信号受信装置の自動利得制
御回路において、正極性パルス信号と負極性パルス信号
との配列からなる検波信号S1を正極性パルス信号に変換
する絶対値変換回路20と、前記絶対値変換回路よりの正
極性パルス信号と位相の一致したタイミング信号を発生
するタイミング信号発生回路（微分回路21ａ、コンパレ
ータ21ｂ）と、前記タイミング信号発生回路よりのタイ
ミング信号で前記絶対値変換回路よりの正極性パルス信
号それぞれをサンプリングしてレベル検出するサンプル
ホールド回路21ｃとを設け、同検出したレベルＳ23に基
づきＡＧＣアンプ３の利得制御信号を生成し（ループフ
ィルタ17等）、同生成した利得制御信号S3に基づき利得
制御する。
利得制御（ＡＧＣ）の応答精度を向上する。 【構成】 スペクトラム拡散信号受信装置の自動利得制
御回路において、正極性パルス信号と負極性パルス信号
との配列からなる検波信号S1を正極性パルス信号に変換
する絶対値変換回路20と、前記絶対値変換回路よりの正
極性パルス信号と位相の一致したタイミング信号を発生
するタイミング信号発生回路（微分回路21ａ、コンパレ
ータ21ｂ）と、前記タイミング信号発生回路よりのタイ
ミング信号で前記絶対値変換回路よりの正極性パルス信
号それぞれをサンプリングしてレベル検出するサンプル
ホールド回路21ｃとを設け、同検出したレベルＳ23に基
づきＡＧＣアンプ３の利得制御信号を生成し（ループフ
ィルタ17等）、同生成した利得制御信号S3に基づき利得
制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自動利得制御回路に係
り、より詳細には、スペクトラム拡散方式による送信信
号の受信装置において、自動利得制御（ＡＧＣ）に必要
な相関信号レベルの検出に関する。なお、相関信号とは
スペクトラム拡散信号をＳＡＷマッチドフィルタ、その
他各種フィルタ等で復調した信号をいう。
り、より詳細には、スペクトラム拡散方式による送信信
号の受信装置において、自動利得制御（ＡＧＣ）に必要
な相関信号レベルの検出に関する。なお、相関信号とは
スペクトラム拡散信号をＳＡＷマッチドフィルタ、その
他各種フィルタ等で復調した信号をいう。
【０００２】
【従来の技術】ＢＰＳＫやＱＰＳＫなどの位相変調を用
いたスペクトラム拡散方式による送信信号の受信装置に
はフェージングによる電界変動等に対して安定受信をす
るために自動利得制御（以下、「ＡＧＣ」と記す）回路
が設けられている。図４は従来のＡＧＣ回路の要部ブロ
ック図、図５は図４の説明のためのタイミングチャート
等である。アンテナ１で受信されたスペクトラム拡散信
号はローノイズアンプ２で増幅しＡＧＣアンプ３を経て
第１のミキサ４へ至る。同第１のミキサ４で、前記ＡＧ
Ｃアンプ３よりの信号と局部発振器５よりの局部発振信
号とを混合し、中間周波（ＩＦ）信号に変換する。同中
間周波信号から帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６で所定帯
域の信号を取り出し、ＩＦアンプ７で増幅後、スペクト
ラム拡散信号復調器としてのＳＡＷ（弾性表面波）マッ
チドフィルタ８へ送る。同フィルタ８で復調された信号
（相関信号）は、１データ期間（拡散周期）T1（図５
Ａ）遅延する遅延回路９と、第２のミキサ10とからなる
遅延検波回路で遅延検波する。同遅延検波信号を低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）11に通すとことにより図５（Ａ）
のように、正極性パルスと負極性パルスの配列からなる
検波信号S1が得られる。同信号S1の正負パルスとディジ
タルデータの「１」「０」とが対応する。例えば、正
（＋）側はディジタルデータの「１」に対応し、負
（−）側は同「０」に対応する。従って、同図の場合の
データは「１０１０」の例を示す。
いたスペクトラム拡散方式による送信信号の受信装置に
はフェージングによる電界変動等に対して安定受信をす
るために自動利得制御（以下、「ＡＧＣ」と記す）回路
が設けられている。図４は従来のＡＧＣ回路の要部ブロ
ック図、図５は図４の説明のためのタイミングチャート
等である。アンテナ１で受信されたスペクトラム拡散信
号はローノイズアンプ２で増幅しＡＧＣアンプ３を経て
第１のミキサ４へ至る。同第１のミキサ４で、前記ＡＧ
Ｃアンプ３よりの信号と局部発振器５よりの局部発振信
号とを混合し、中間周波（ＩＦ）信号に変換する。同中
間周波信号から帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６で所定帯
域の信号を取り出し、ＩＦアンプ７で増幅後、スペクト
ラム拡散信号復調器としてのＳＡＷ（弾性表面波）マッ
チドフィルタ８へ送る。同フィルタ８で復調された信号
（相関信号）は、１データ期間（拡散周期）T1（図５
Ａ）遅延する遅延回路９と、第２のミキサ10とからなる
遅延検波回路で遅延検波する。同遅延検波信号を低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）11に通すとことにより図５（Ａ）
のように、正極性パルスと負極性パルスの配列からなる
検波信号S1が得られる。同信号S1の正負パルスとディジ
タルデータの「１」「０」とが対応する。例えば、正
（＋）側はディジタルデータの「１」に対応し、負
（−）側は同「０」に対応する。従って、同図の場合の
データは「１０１０」の例を示す。
【０００３】検波信号S1はデータパルス生成回路12と絶
対値変換回路13とに分岐して送出される。データパルス
生成回路12で検波信号S1に対応したデータパルスが生成
され、同生成されたパルスを基にデータ判別回路14でデ
ータ判別し、再生データを得る。分岐した他方の絶対値
変換回路13は図５（Ｂ）に示すように、正負のパルスか
らなる検波信号S1を同一極性の信号（絶対値信号と称
す）S2に変換する。同絶対値信号S2はクロック再生回路
15と包絡線検波回路16とに分岐する。クロック再生回路
15は種々の信号処理に使用するクロック信号を絶対値信
号S2を基に再生する。包絡線検波回路16は絶対値信号S2
を包絡線検波することで同信号S2のピークを検出する。
図５（Ｃ）にこの包絡線検波波形を、同図（Ｄ）に包絡
線検波回路16の具体例を示す。絶対値信号S2のレベルは
前述のＳＡＷマッチドフィルタ８より出力される相関信
号のレベルを表すので包絡線検波することで相関信号の
レベルが検出されることになる。包絡線検波回路16の出
力はループフィルタ17、基準電圧との電圧比較器18及び
レベル調整回路19を経てＡＧＣ制御信号S3となり、ＡＧ
Ｃアンプ３の利得制御に使用される。
対値変換回路13とに分岐して送出される。データパルス
生成回路12で検波信号S1に対応したデータパルスが生成
され、同生成されたパルスを基にデータ判別回路14でデ
ータ判別し、再生データを得る。分岐した他方の絶対値
変換回路13は図５（Ｂ）に示すように、正負のパルスか
らなる検波信号S1を同一極性の信号（絶対値信号と称
す）S2に変換する。同絶対値信号S2はクロック再生回路
15と包絡線検波回路16とに分岐する。クロック再生回路
15は種々の信号処理に使用するクロック信号を絶対値信
号S2を基に再生する。包絡線検波回路16は絶対値信号S2
を包絡線検波することで同信号S2のピークを検出する。
図５（Ｃ）にこの包絡線検波波形を、同図（Ｄ）に包絡
線検波回路16の具体例を示す。絶対値信号S2のレベルは
前述のＳＡＷマッチドフィルタ８より出力される相関信
号のレベルを表すので包絡線検波することで相関信号の
レベルが検出されることになる。包絡線検波回路16の出
力はループフィルタ17、基準電圧との電圧比較器18及び
レベル調整回路19を経てＡＧＣ制御信号S3となり、ＡＧ
Ｃアンプ３の利得制御に使用される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、包絡線検波方
式によるレベルの検出はレベルの立ち上がり、立ち下が
りの応答速度に差が出るため検出感度が悪くなり、検出
精度が劣るという欠点がある。この検出精度を改善する
ために包絡線検波回路（図５Ｄ）の放電時定数（Ｃ、
Ｒ）を大きくとるとループフィルタ17の設計帯域まで影
響を及ぼし、安定なＡＧＣ制御系の実現が困難となる。
これを回避するためにＡＧＣ制御帯域を小さくするとフ
ェージングやシャドーイングなどのレベル変動に対する
応答性が悪くなるとともに送受切換時間を大きくとる必
要が生じる。従って、包絡線検波方式による相関信号レ
ベルの検出精度・応答性をアップすることには一定の限
界がある。本発明は上記欠点の改善を図ったものであ
り、相関信号のレベルを従来の包絡線検波方式によらず
新たな構成により検出し、同検出に基づき自動利得制御
を行うようにした自動利得制御回路を提供することを目
的とする。
式によるレベルの検出はレベルの立ち上がり、立ち下が
りの応答速度に差が出るため検出感度が悪くなり、検出
精度が劣るという欠点がある。この検出精度を改善する
ために包絡線検波回路（図５Ｄ）の放電時定数（Ｃ、
Ｒ）を大きくとるとループフィルタ17の設計帯域まで影
響を及ぼし、安定なＡＧＣ制御系の実現が困難となる。
これを回避するためにＡＧＣ制御帯域を小さくするとフ
ェージングやシャドーイングなどのレベル変動に対する
応答性が悪くなるとともに送受切換時間を大きくとる必
要が生じる。従って、包絡線検波方式による相関信号レ
ベルの検出精度・応答性をアップすることには一定の限
界がある。本発明は上記欠点の改善を図ったものであ
り、相関信号のレベルを従来の包絡線検波方式によらず
新たな構成により検出し、同検出に基づき自動利得制御
を行うようにした自動利得制御回路を提供することを目
的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、受信したスペ
クトラム拡散信号をＡＧＣアンプで利得制御し、同利得
制御したＲＦ信号を中間周波信号に変換し、同変換した
中間周波信号をスペクトラム拡散復調して相関信号を
得、同相関信号を検波して正極性パルス信号と負極性パ
ルス信号との配列からなる検波信号を得、同検波信号の
レベルに基づき前記ＡＧＣアンプの利得制御信号を生成
し、同生成した利得制御信号に基づき前記ＡＧＣアンプ
の利得制御をなすようにしたスペクトラム拡散信号受信
装置の自動利得制御回路において、前記検波信号を正極
性パルス信号に変換する絶対値変換回路と、前記絶対値
変換回路よりの正極性パルス信号と位相の一致したタイ
ミング信号を発生するタイミング信号発生回路と、前記
タイミング信号発生回路よりのタイミング信号で前記絶
対値変換回路よりの正極性パルス信号それぞれをサンプ
リングしてレベル検出するサンプルホールド回路とを設
け、同検出したレベルに基づき前記ＡＧＣアンプの利得
制御信号を生成し、同生成した利得制御信号に基づき前
記ＡＧＣアンプの利得制御をなすようにしたスペクトラ
ム拡散信号受信装置の自動利得制御回路を提供するもの
である。
クトラム拡散信号をＡＧＣアンプで利得制御し、同利得
制御したＲＦ信号を中間周波信号に変換し、同変換した
中間周波信号をスペクトラム拡散復調して相関信号を
得、同相関信号を検波して正極性パルス信号と負極性パ
ルス信号との配列からなる検波信号を得、同検波信号の
レベルに基づき前記ＡＧＣアンプの利得制御信号を生成
し、同生成した利得制御信号に基づき前記ＡＧＣアンプ
の利得制御をなすようにしたスペクトラム拡散信号受信
装置の自動利得制御回路において、前記検波信号を正極
性パルス信号に変換する絶対値変換回路と、前記絶対値
変換回路よりの正極性パルス信号と位相の一致したタイ
ミング信号を発生するタイミング信号発生回路と、前記
タイミング信号発生回路よりのタイミング信号で前記絶
対値変換回路よりの正極性パルス信号それぞれをサンプ
リングしてレベル検出するサンプルホールド回路とを設
け、同検出したレベルに基づき前記ＡＧＣアンプの利得
制御信号を生成し、同生成した利得制御信号に基づき前
記ＡＧＣアンプの利得制御をなすようにしたスペクトラ
ム拡散信号受信装置の自動利得制御回路を提供するもの
である。
【０００６】
【作用】正極性パルス信号と負極性パルス信号との配列
からなる検波信号を絶対値変換回路により絶対値信号化
し、同じ極性のパルス配列にする。同絶対値信号を使用
し、同絶対値信号と同位相のタイミング信号を発生する
（タイミング信号発生回路）。上記タイミング信号のタ
イミングで絶対値信号をサンプリングしてピークレベル
を検出する（サンプルホールド回路）。このピークレベ
ル検出により相関信号のピークレベルが検出されたこと
になる。同検出したピークレベルに従い、従来と同構成
のループフィルタ、比較器及びレベル調整回路を介して
ＡＧＣアンプの利得を制御する。
からなる検波信号を絶対値変換回路により絶対値信号化
し、同じ極性のパルス配列にする。同絶対値信号を使用
し、同絶対値信号と同位相のタイミング信号を発生する
（タイミング信号発生回路）。上記タイミング信号のタ
イミングで絶対値信号をサンプリングしてピークレベル
を検出する（サンプルホールド回路）。このピークレベ
ル検出により相関信号のピークレベルが検出されたこと
になる。同検出したピークレベルに従い、従来と同構成
のループフィルタ、比較器及びレベル調整回路を介して
ＡＧＣアンプの利得を制御する。
【０００７】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明による自動利得
制御回路を説明する。図１は本発明による自動利得制御
回路の一実施例を示す要部ブロック図、図２は図１を説
明するためのタイミングチャートである。図１におい
て、図４と同等のものは同一符号を付してあり、20はＬ
ＰＦ11よりの検波信号S1を同一極性のパルス配列にする
絶対値変換回路、21はピーク検出ブロックであり、同ブ
ロックを構成する21ａは絶対値変換回路20よりのパルス
信号を微分する微分回路、21ｂは基準電圧Vsと微分回路
21ａよりの微分出力とを比較し、同基準電圧以上のとき
にタイミングパルスを出力するコンパレータ、21ｃはコ
ンパレータ21ｂよりのタイミングパルスで絶対値変換回
路20よりのパルス信号のピークでホールドするサンプル
ホールド回路である。
制御回路を説明する。図１は本発明による自動利得制御
回路の一実施例を示す要部ブロック図、図２は図１を説
明するためのタイミングチャートである。図１におい
て、図４と同等のものは同一符号を付してあり、20はＬ
ＰＦ11よりの検波信号S1を同一極性のパルス配列にする
絶対値変換回路、21はピーク検出ブロックであり、同ブ
ロックを構成する21ａは絶対値変換回路20よりのパルス
信号を微分する微分回路、21ｂは基準電圧Vsと微分回路
21ａよりの微分出力とを比較し、同基準電圧以上のとき
にタイミングパルスを出力するコンパレータ、21ｃはコ
ンパレータ21ｂよりのタイミングパルスで絶対値変換回
路20よりのパルス信号のピークでホールドするサンプル
ホールド回路である。
【０００８】次に、本発明の動作について説明する。図
１において、絶対値変換回路20及びピーク検出ブロック
21を除いた他のブロックは図４のそれと同様である。ま
た、絶対値変換回路20においても図４と同一でもよいが
他の方法（後述）もある。従って、図４と共通部分につ
いては前述（従来技術）と重複する。アンテナ１で受信
されたスペクトラム拡散信号はローノイズアンプ２で増
幅しＡＧＣアンプ３を経て第１のミキサ４へ至る。同第
１のミキサ４で、前記ＡＧＣアンプ３よりの信号と局部
発振器５よりの局部発振信号とを混合し、中間周波（Ｉ
Ｆ）信号に変換する。同中間周波信号から帯域通過フィ
ルタ（ＢＰＦ）６で所定帯域の信号を取り出し、ＩＦア
ンプ７で増幅後、スペクトラム拡散信号復調器としての
ＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタ８へ送る。同フ
ィルタ８で復調された信号（相関信号）は、１データ期
間（拡散周期）T1（図５Ａ）遅延する遅延回路９と、第
２のミキサ10とからなる遅延検波回路で遅延検波する。
１において、絶対値変換回路20及びピーク検出ブロック
21を除いた他のブロックは図４のそれと同様である。ま
た、絶対値変換回路20においても図４と同一でもよいが
他の方法（後述）もある。従って、図４と共通部分につ
いては前述（従来技術）と重複する。アンテナ１で受信
されたスペクトラム拡散信号はローノイズアンプ２で増
幅しＡＧＣアンプ３を経て第１のミキサ４へ至る。同第
１のミキサ４で、前記ＡＧＣアンプ３よりの信号と局部
発振器５よりの局部発振信号とを混合し、中間周波（Ｉ
Ｆ）信号に変換する。同中間周波信号から帯域通過フィ
ルタ（ＢＰＦ）６で所定帯域の信号を取り出し、ＩＦア
ンプ７で増幅後、スペクトラム拡散信号復調器としての
ＳＡＷ（弾性表面波）マッチドフィルタ８へ送る。同フ
ィルタ８で復調された信号（相関信号）は、１データ期
間（拡散周期）T1（図５Ａ）遅延する遅延回路９と、第
２のミキサ10とからなる遅延検波回路で遅延検波する。
【０００９】同遅延検波信号を低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）11に通すとことにより図５（Ａ）及び図２（Ａ）の
ように、正極性パルスと負極性パルスの配列からなる検
波信号S1が得られる。同信号S1のの正負パルスとディジ
タルデータの「１」「０」とが対応する。例えば、正
（＋）側はディジタルデータの「１」に対応し、負
（−）側は同「０」に対応する。従って、同図の場合の
データは「１０１０」の例を示す。検波信号S1はデータ
パルス生成回路12と絶対値変換回路20とに分岐して送出
される。データパルス生成回路12で検波信号S1に対応し
たデータパルスが生成され、同生成されたパルスを基に
データ判別回路14でデータ判別し、再生データを得る。
分岐した他方の絶対値変換回路20は図５（Ｂ）及び図２
（Ｂ）に示すように、正負のパルスからなる検波信号S1
を同一極性の信号（絶対値信号と称す）S2に変換する。
同絶対値信号S2はクロック再生回路15とピーク検出ブロ
ック21とに分岐する。
Ｆ）11に通すとことにより図５（Ａ）及び図２（Ａ）の
ように、正極性パルスと負極性パルスの配列からなる検
波信号S1が得られる。同信号S1のの正負パルスとディジ
タルデータの「１」「０」とが対応する。例えば、正
（＋）側はディジタルデータの「１」に対応し、負
（−）側は同「０」に対応する。従って、同図の場合の
データは「１０１０」の例を示す。検波信号S1はデータ
パルス生成回路12と絶対値変換回路20とに分岐して送出
される。データパルス生成回路12で検波信号S1に対応し
たデータパルスが生成され、同生成されたパルスを基に
データ判別回路14でデータ判別し、再生データを得る。
分岐した他方の絶対値変換回路20は図５（Ｂ）及び図２
（Ｂ）に示すように、正負のパルスからなる検波信号S1
を同一極性の信号（絶対値信号と称す）S2に変換する。
同絶対値信号S2はクロック再生回路15とピーク検出ブロ
ック21とに分岐する。
【００１０】一方のクロック再生回路15は種々の信号処
理に使用するクロック信号を絶対値信号S2を基に再生す
る。他方のピーク検出ブロック21では絶対値信号S2のピ
ークを検出する。具体的には、微分回路21ａで絶対値信
号S2を微分し、微分信号Ｓ21〔図２（Ｃ）〕を出力す
る。同微分信号Ｓ21はコンパレータ21ｂで基準電圧Vsと
比較される。この基準電圧Vsはいわゆるしきい電圧（ス
レッショルドレベル）に設定する。図２（Ｃ）に微分信
号Ｓ21と基準電圧Vsとの関係を示す。この比較で、コン
パレータ21ｂは微分信号Ｓ21が基準電圧Vs以上となる範
囲でパルスを出力する。このパルスを次段のサンプルホ
ールドにおけるタイミング信号Ｓ22として使用する。図
２（Ｄ）は同タイミング信号Ｓ22を示し、同図（Ｃ）の
微分信号Ｓ21及び基準電圧Vsとのタイミング関係は図示
ようになる。
理に使用するクロック信号を絶対値信号S2を基に再生す
る。他方のピーク検出ブロック21では絶対値信号S2のピ
ークを検出する。具体的には、微分回路21ａで絶対値信
号S2を微分し、微分信号Ｓ21〔図２（Ｃ）〕を出力す
る。同微分信号Ｓ21はコンパレータ21ｂで基準電圧Vsと
比較される。この基準電圧Vsはいわゆるしきい電圧（ス
レッショルドレベル）に設定する。図２（Ｃ）に微分信
号Ｓ21と基準電圧Vsとの関係を示す。この比較で、コン
パレータ21ｂは微分信号Ｓ21が基準電圧Vs以上となる範
囲でパルスを出力する。このパルスを次段のサンプルホ
ールドにおけるタイミング信号Ｓ22として使用する。図
２（Ｄ）は同タイミング信号Ｓ22を示し、同図（Ｃ）の
微分信号Ｓ21及び基準電圧Vsとのタイミング関係は図示
ようになる。
【００１１】サンプルホールド回路21ｃには絶対値変換
回路20よりの絶対値信号S2と、上記タイミング信号Ｓ22
とが入力する。同サンプルホールド回路21ｃはタイミン
グ信号Ｓ22の入力タイミングで絶対値信号S2をサンプリ
ングし、そのピークレベルをホールドする。これを図示
したものが図２（Ｅ）のピークレベルＳ23である。この
サンプリングホールドは１パルス（１データ）ごとに繰
り返され、次のパルスまでホールドされる。これにより
絶対値信号S2のピークが常に検出されることとなる。そ
して、絶対値信号S2のレベルは前述のＳＡＷマッチドフ
ィルタ８より出力される相関信号のレベルを表すのでピ
ークレベルＳ23が相関信号のレベルを表す。
回路20よりの絶対値信号S2と、上記タイミング信号Ｓ22
とが入力する。同サンプルホールド回路21ｃはタイミン
グ信号Ｓ22の入力タイミングで絶対値信号S2をサンプリ
ングし、そのピークレベルをホールドする。これを図示
したものが図２（Ｅ）のピークレベルＳ23である。この
サンプリングホールドは１パルス（１データ）ごとに繰
り返され、次のパルスまでホールドされる。これにより
絶対値信号S2のピークが常に検出されることとなる。そ
して、絶対値信号S2のレベルは前述のＳＡＷマッチドフ
ィルタ８より出力される相関信号のレベルを表すのでピ
ークレベルＳ23が相関信号のレベルを表す。
【００１２】サンプルホールド回路21ｃの出力Ｓ23はル
ープフィルタ17、基準電圧との電圧比較器18及びレベル
調整回路19を経てＡＧＣ制御信号S3となり、ＡＧＣアン
プ３の利得制御に使用される。上述において、絶対値変
換回路20を従来（図４）と同構成、即ち、検波信号S1を
自乗（乗算）する方法で得ることとしたが、図３に示す
方法によっても絶対値信号S2が得られる。図３はＳＡＷ
マッチドフィルタ８のよりの相関信号出力をミキサ31で
自乗（乗算）する。同自乗した信号には中間周波数が含
まれているので、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）32で中間
周波成分を除去し、相関信号のレベルを表す信号のみを
取り出す。同ＬＰＦ32の出力を前記微分回路21ａで微分
する。
ープフィルタ17、基準電圧との電圧比較器18及びレベル
調整回路19を経てＡＧＣ制御信号S3となり、ＡＧＣアン
プ３の利得制御に使用される。上述において、絶対値変
換回路20を従来（図４）と同構成、即ち、検波信号S1を
自乗（乗算）する方法で得ることとしたが、図３に示す
方法によっても絶対値信号S2が得られる。図３はＳＡＷ
マッチドフィルタ８のよりの相関信号出力をミキサ31で
自乗（乗算）する。同自乗した信号には中間周波数が含
まれているので、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）32で中間
周波成分を除去し、相関信号のレベルを表す信号のみを
取り出す。同ＬＰＦ32の出力を前記微分回路21ａで微分
する。
【００１３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ス
ペクトラム拡散信号受信装置の自動利得制御に必要な相
関信号のピークレベルを、同相関信号をサンプリング
し、そのピーク値でホールドする方法で検出するので従
来の包絡線検波方式に比し、応答速度の速い検出が可能
となる。また、回路構成も簡易である。特に、従来の包
絡線検波方式の場合、積分動作のために立ち上がりと立
ち下がりに非対称性が生じるが、本発明の構成ではこの
ような非対称性がない。このことは電界変化に対する追
従性が良いことを意味する。以上から、フェージングの
ような電界変動に対し高速、高精度の自動利得制御が可
能となり、従って、受信装置の性能を向上させることが
できる。
ペクトラム拡散信号受信装置の自動利得制御に必要な相
関信号のピークレベルを、同相関信号をサンプリング
し、そのピーク値でホールドする方法で検出するので従
来の包絡線検波方式に比し、応答速度の速い検出が可能
となる。また、回路構成も簡易である。特に、従来の包
絡線検波方式の場合、積分動作のために立ち上がりと立
ち下がりに非対称性が生じるが、本発明の構成ではこの
ような非対称性がない。このことは電界変化に対する追
従性が良いことを意味する。以上から、フェージングの
ような電界変動に対し高速、高精度の自動利得制御が可
能となり、従って、受信装置の性能を向上させることが
できる。
【図１】本発明による自動利得制御回路の一実施例を示
す要部ブロック図である。
す要部ブロック図である。
【図２】図１を説明するためのタイミングチャートであ
る（Ａ〜Ｅ）。
る（Ａ〜Ｅ）。
【図３】絶対値変換回路の一実施例を示す要部ブロック
図である。
図である。
【図４】従来の自動利得制御回路の要部ブロック図であ
る。
る。
【図５】従来の自動利得制御回路を説明するためのタイ
ミングチャート（Ａ〜Ｃ）、及び絶対値変換回路として
の包絡線検波回路図（Ｄ）である。
ミングチャート（Ａ〜Ｃ）、及び絶対値変換回路として
の包絡線検波回路図（Ｄ）である。
３ ＡＧＣアンプ ８ ＳＡＷマッチドフィルタ 20 絶対値変換回路 21 ピーク検出ブロック 21a 微分回路 21b コンパレータ 21c サンプルホールド回路 S1 検波信号 S2 絶対値信号 S21 微分信号 S22 タイミング信号 S23 ピークレベル
Claims (4)
- 【請求項１】 受信したスペクトラム拡散信号をＡＧＣ
アンプで利得制御し、同利得制御したＲＦ信号を中間周
波信号に変換し、同変換した中間周波信号をスペクトラ
ム拡散復調して相関信号を得、同相関信号を検波して正
極性パルス信号と負極性パルス信号との配列からなる検
波信号を得、同検波信号のレベルに基づき前記ＡＧＣア
ンプの利得制御信号を生成し、同生成した利得制御信号
に基づき前記ＡＧＣアンプの利得制御をなすようにした
スペクトラム拡散信号受信装置の自動利得制御回路にお
いて、前記検波信号を正極性パルス信号に変換する絶対
値変換回路と、前記絶対値変換回路よりの正極性パルス
信号と位相の一致したタイミング信号を発生するタイミ
ング信号発生回路と、前記タイミング信号発生回路より
のタイミング信号で前記絶対値変換回路よりの正極性パ
ルス信号それぞれをサンプリングしてレベル検出するサ
ンプルホールド回路とを設け、同検出したレベルに基づ
き前記ＡＧＣアンプの利得制御信号を生成し、同生成し
た利得制御信号に基づき前記ＡＧＣアンプの利得制御を
なすようにしたことを特徴とするスペクトラム拡散信号
受信装置の自動利得制御回路。 - 【請求項２】 前記絶対値変換回路を、前記相関信号を
自乗する乗算器と、同乗算器出力から所要低域成分を取
り出すローパスフィルタとで構成したことを特徴とする
請求項１記載の自動利得制御回路。 - 【請求項３】 前記タイミング信号発生回路を、前記絶
対値変換回路よりの正極性パルス信号を微分する微分回
路と、前記微分回路よりの信号を所定の基準電圧と比較
し、同基準電圧以上のときにタイミングパルスを出力す
るコンパレータとで構成したことを特徴とする請求項１
記載の自動利得制御回路。 - 【請求項４】 前記サンプルホールド回路におけるレベ
ル検出を、前記絶対値変換回路よりの正極性パルス信号
それぞれのピークレベルを検出するようにしたことを特
徴とする請求項１記載の自動利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30454294A JPH08162866A (ja) | 1994-12-08 | 1994-12-08 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30454294A JPH08162866A (ja) | 1994-12-08 | 1994-12-08 | 自動利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08162866A true JPH08162866A (ja) | 1996-06-21 |
Family
ID=17934262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30454294A Pending JPH08162866A (ja) | 1994-12-08 | 1994-12-08 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08162866A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112468118A (zh) * | 2020-11-17 | 2021-03-09 | 北京北方华创微电子装备有限公司 | 电路组件、信号检测方法和半导体工艺设备 |
-
1994
- 1994-12-08 JP JP30454294A patent/JPH08162866A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112468118A (zh) * | 2020-11-17 | 2021-03-09 | 北京北方华创微电子装备有限公司 | 电路组件、信号检测方法和半导体工艺设备 |
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