JPH081351A

JPH081351A - インバータ制御交流式抵抗溶接装置及びその抵抗溶接方法

Info

Publication number: JPH081351A
Application number: JP16326494A
Authority: JP
Inventors: Kinya Ichikawa; 欣也市川; Suteo Fujino; 捨生藤野
Original assignee: NASU TOA KK
Current assignee: NASU TOA KK
Priority date: 1994-06-21
Filing date: 1994-06-21
Publication date: 1996-01-09

Abstract

(57)【要約】【目的】インバータ制御直流式における問題を解決
し、単相交流式の特徴を併せ持たせ、特に、小型，軽量
化を図り、電極の長寿命化を図ると共に、低い溶接電流
で且つ安定した電流範囲を持たせること。【構成】溶接トランス４の２次側の整流器を削除し、
インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂又はＱ
₃，Ｑ₄を高周波で一定期間交互にスイッチングさせ
る。これにより溶接トランス４に２次側から台形波交流
を出力する。この台形波交流の周波数を商用電源の２〜
５倍の１００〜３００Ｈｚの範囲とし、スイッチング素
子Ｑ₁〜Ｑ₄のスイッチング周波数を１０〜３０ＫＨｚ
の高周波とする。これによりインバータ制御直流式と単
相交流式との長所をそれぞれ併せ持った溶接装置が可能
となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路を用い
たインバータ制御交流式抵抗溶接装置及びその抵抗溶接
方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図６は従来のインバータ式の抵抗溶接装
置のブロック回路図を示し、また図７は図６の各部の電
圧，電流波形を示すものである。電源としては単相交流
の場合もあるが図示例では三相交流（５０／６０Ｈｚ）
の場合を示している（図７（ａ）参照）。１は三相ダイ
オードブリッジ回路からなる整流回路であり、この整流
回路１により図７（ｂ）に示すように三相交流が整流
（直流化）される。上記整流回路１からの整流出力は平
滑コンデンサＣ₀ からなる平滑回路２にて平滑されてイ
ンバータ回路３に電源として直流電源が供給される。

【０００３】上記インバータ回路３は、例えば４個のス
イッチング素子からなるフルブリッジ回路から構成され
ており、制御回路（図示せず）により各アームのスイッ
チング素子が交互にスイッチングされて図７（ｃ）に示
すような高周波交流が出力されるようになっている。こ
の高周波交流は溶接トランス４の１次巻線Ｎ₁ に印加さ
れて、所望の電圧に降圧されて該溶接トランス４の２次
巻線Ｎ₂ に出力される。溶接トランス４の２次巻線Ｎ₂
には整流用ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ からなるセンサー・タ
ップ型の単相全波整流回路が設けられている。

【０００４】ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ のカソード側と２次
巻線Ｎ₂ のセンサー・タップには２次側導体５，６が接
続されていて、２次側導体５，６の先端には一対の電極
７，８が設けられている。そして電極７，８にて母材
（例えば２枚の板）９を加圧して商用周波数の何サイク
ルかの間インバータ回路３のスイッチング素子をスイッ
チングさせて溶接トランス４の出力をダイオードＤ₁ ，
Ｄ₂ で整流して図７（ｄ）に示すような直流電流（溶接
電流）を一定期間母材９に流して抵抗溶接を行う。

【０００５】ところで、抵抗溶接装置には上記のような
インバータ直流式や単相交流式が既に存在しており、適
宜に使用されている。単相交流式は溶接トランスの２次
側の整流器が不要となり、その分小型化が可能となる。
また、単相交流式の最大の特徴は、溶接トランスの１次
側には出力調整を兼ねたスイッチング素子である安価な
サイリスタがあるだけで、装置全体の価格が安いことで
ある。したがって単相交流式の抵抗溶接装置は広く使用
されている。更には図４に示すように交流式の場合は電
極寿命が長いという特徴を有している。図４は打点回数
とナゲット径の関係を示すものであり、詳細は実施例の
部分で説明するが、定電流制御のインバータ直流式の１
８００回と、定電圧制御のインバータ直流式の２９００
回に比べて単相交流式の方が３１００回と電極寿命が長
い。

【０００６】ところがインバータ直流式の場合において
は、ナゲットを形成する溶接電流範囲が単相交流式の場
合と比べて約２〜４倍であり、溶接部の散り（splash）
の少ない安定した溶接が可能である。また、所定のナゲ
ット径（４√ｔ：ｔは板厚）を得るのに必要な溶接電流
は、単相交流式では例えば８７００Ａ位からであり、イ
ンバータ直流式では５６００Ａ位からであり、そのた
め、インバータ直流式の方が単相交流式と比べて低い溶
接電流で溶接が可能となる。

【０００７】そこで、装置の費用が安価な単相交流式で
あっても、安定した電流範囲での溶接、低い溶接電流で
の溶接という観点から考えると、インバータ直流式が多
く使用されている。特に、施工の難易度、溶接品質など
の面では、熱伝導の良いアルミニウム合金などにはゼロ
クロスの無い直流が有利（溶接電流の安定範囲が広い）
であり、散りを嫌う場合にも同様である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところが上記のように
種々の有利な点を備えているインバータ直流式に限らず
単相や三相整流式の直流式は、溶接電流を供給する電極
７，８の極性がプラス、マイナスに固定されるため、交
流式では現れない下記に示すような多くの問題を有して
いる。被溶接物と接触する電極先端部の変形が陽極に偏
り、接触面積が広がるため電流密度が低下し、そのた
め、電極寿命が交流式と比較して短い。整流器での電圧降下は電力損失となり、交流式と比
較して消費電力が大きい。整流器及びこの整流器を冷却するための冷却板の価
格が高い。溶接トランスは小型・軽量化されるが、整流器及び
冷却板が必要なため、総合的には期待される小型・軽量
化が実現できない。被溶接物が磁化される場合があり、残留磁気により
品質不良となる場合がある。アルミニウム合金などでは、ナゲットが板厚方向に
偏り品質不良となったり、溶接が困難な場合がある。メッキ鋼板の種類によっては、極性を逆にしないと
溶接が困難な場合がある。上記と類似した現象として、特にシリーズ通電の
場合には、打痕や圧痕、焼けなどの表面状態が極性によ
って異なり、品質不良となったり、溶接が困難な場合が
ある。

【０００９】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、インバータ制御直流式における問題を解決し、
単相交流式の特徴を併せ持たせるようにしたものであ
り、特に、小型，軽量化を図り、電極の長寿命化を図る
と共に、低い溶接電流で且つ安定した電流範囲を持った
インバータ制御交流式抵抗溶接装置及びその抵抗溶接方
法を提供することを目的としたものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明の請求項１
記載のインバータ制御交流式抵抗溶接装置では、商用電
源を整流する整流回路１と、この整流回路１の出力を平
滑する平滑回路２と、この平滑回路２にて直流化された
直流電源が電源として供給されスイッチング素子Ｑ₁ 〜
Ｑ₄ からなるインバータ回路３と、このインバータ回路
３の出力が１次巻線Ｎ₁ に印加される溶接トランス４
と、この溶接トランス４の２次側導体５，６の両端に設
けられ母材９を抵抗溶接する一対の電極７，８と、上記
インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ をスイ
ッチングさせて正側に一定期間高周波発振させると共
に、上記正側の発振後に負側に一定期間高周波発振させ
て上記溶接トランス４の２次側に台形波交流を出力させ
るインバータ制御装置１０とを備えていることを特徴と
している。

【００１１】また、請求項２記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接方法では、商用電源を整流する整流回路１
と、この整流回路１の出力を平滑する平滑回路２と、こ
の平滑回路２にて直流化された直流電源が電源として供
給されスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ からなるインバータ
回路３と、このインバータ回路３の出力が１次巻線Ｎ₁
に印加される溶接トランス４と、この溶接トランス４の
２次側導体５，６の両端に設けられ母材９を抵抗溶接す
る一対の電極７，８と、上記インバータ回路３のスイッ
チング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を高周波にてスイッチングさせる
インバータ制御装置１０とを備え、上記インバータ制御
装置１０によりインバータ回路３のスイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ を正側に一定期間高周波発生させ、その後イン
バータ回路３のスイッチング素子Ｑ₃ ，Ｑ₄ を負側に一
定期間高周波発生させることで、上記溶接トランス４の
２次側に台形波交流を出力させて母材９を抵抗溶接する
ようにしたことを特徴としている。

【００１２】更に、請求項３記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接装置及びインバータ制御交流式抵抗溶接方法
では、上記溶接トランス４の２次側から出力される台形
波交流の周波数を商用電源の２〜５倍の整数倍とし、イ
ンバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の発振周
波数を１０〜３０ＫＨｚとしたことを特徴としている。

【００１３】

【作用】請求項１記載のインバータ制御交流式抵抗溶接
装置によれば、インバータ制御装置１０により、インバ
ータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ をスイッチン
グさせて正側に一定期間高周波発振させると共に、上記
正側の発振後に負側に一定期間高周波発振させて上記溶
接トランス４の２次側に台形波交流を出力させるように
しているので、溶接トランス４の２次側には正の溶接電
流が一定期間流れ、その一定期間の経過後に負の溶接電
流が一定期間流れる。そのため、一対の電極７，８及び
母材９に対しては一定期間インバータ制御直流式と同様
の溶接電流が流れ、また一定期間毎に正と負の溶接電流
が流れるため、全体としては一対の電極７，８及び母材
９に対して台形波交流が流れることになる。

【００１４】また、請求項２記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接方法によれば、インバータ制御装置１０によ
り、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を
スイッチングさせて正側に一定期間高周波発振させると
共に、上記正側の発振後に負側に一定期間高周波発振さ
せて上記溶接トランス４の２次側に台形波交流を出力さ
せるようにしているので、溶接トランス４の２次側には
正の溶接電流が一定期間流れ、その一定期間の経過後に
負の溶接電流が一定期間流れる。そのため、一対の電極
７，８及び母材９に対しては一定期間インバータ制御直
流式と同様の溶接電流が流れ、また一定期間毎に正と負
の溶接電流が流れるため、全体としては一対の電極７，
８及び母材９に対して台形波交流が流れることになる。

【００１５】更に、請求項３記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接装置及びインバータ制御交流式抵抗溶接方法
によれば、溶接トランス４の２次側から出力される台形
波交流の周波数を商用電源の２〜５倍の整数倍としてい
るので、使用者にとって従来より慣習的に用いている所
謂商用電源のサイクル管理ができ、使用者に違和感を与
えない。また、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ
₁ 〜Ｑ₄ の発振周波数を１０〜３０ＫＨｚとしているの
で、溶接トランス４の偏磁現象の制御が容易となり、ス
イッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の破壊の防止が可能となる。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は本発明のブロック回路図を示し、溶接トラ
ンス４、インバータ回路３等は従来と同様の構成であ
り、１０は上記インバータ回路３を制御するインバータ
制御装置である。また、図６に示す従来の構成とは異な
り、整流器（ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ ）は使用していな
い。上記インバータ回路３に電源を供給する構成は図６
の従来例と同様であるので、図１では整流回路１や平滑
回路２は図示していない。

【００１７】インバータ回路３は、４つのスイッチング
素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のフルブリッジ回路で構成されており、
スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ は、例えば、ＩＧＢＴ(Ins
ulated Gate Bipolar Transistor) やトランジスタなど
の半導体スイッチング素子で構成している。スイッチン
グ素子Ｑ₁ とＱ₄ 、Ｑ₃ とＱ₂ のそれぞれの接続点間に
溶接トランス４の１次巻線Ｎ₁ を介装し、溶接トランス
４の２次巻線Ｎ₂ としの２次側導体５，６の先端には電
極７，８がそれぞれ設けられている。そして、母材９の
両側に上記電極７，８を配置して周知のように抵抗溶接
を行うものである。

【００１８】インバータ制御装置１０は図１に示すよう
に、基本タイミング発生回路１１、ＰＷＭ回路１２、ド
ライバー１３、波形整形回路１４、偏磁防止回路１５、
Ａ／Ｄ変換器１６、補正回路１７、指令回路１８等で構
成されている。なお、上記補正回路１７及び指令回路１
８は実際にはソフトウエアによる処理にて行っている。
また、ドライバー１３の出力はスイッチング素子Ｑ₁ 〜
Ｑ₄ のベースにそれぞれ入力されており、ドライバー１
３の出力信号により各スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ をス
イッチング制御するようになっている。さらに、溶接ト
ランス４の１次巻線Ｎ₁ 側、つまりインバータ回路３の
出力側にはカレントトランス２１が設けてあり、その出
力が波形整形回路１４に入力されている。

【００１９】基本タイミング発生回路１１は上記インバ
ータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄ を高周波で発
振させるべく所定の範囲の周波数を出力する回路であ
り、例えば１０〜３０ＫＨｚの間の任意の周波数が発振
可能としてある。ＰＷＭ回路１２は溶接時において所定
の電圧値、あるいは所定の電流値になるようにスイッチ
ング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のオン期間幅を制御するものであ
り、またスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ は、Ｑ₁ とＱ₂ 、
Ｑ₃ とＱ₄ がそれぞれオン、オフ制御する機能を有して
おり、ＰＷＭ回路１２からの出力がドライバー１３を介
してスイッチング素子Ｑ₁ とＱ₂ 、Ｑ₃ とＱ₄ をそれぞ
れ交互にオンまたはオフするように駆動制御している。

【００２０】インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁
〜Ｑ₄ のスイッチング動作により溶接トランス４の出力
電流は後述するように台形波交流となるが、その前に図
１に示すブロック回路図の全体の動作を説明する。まず
操作者がスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のスイッチング周
波数と上記台形波交流の周波数を予め設定し、その設定
値に対応した信号が補正回路１７、指令回路１８を介し
てＰＷＭ回路１２に入力され、ＰＷＭ回路１２はドライ
バー１３を介してスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂（又はＱ₃
，Ｑ₄ ）をスイッチングさせる。インバータ回路３を
定電流制御する場合ではカレントトランス２１の２次出
力が波形整形回路１４を介してＡ／Ｄ変換器１６に入力
され、その検出値が補正回路１７に入力される。そして
補正回路１７で設定値と検出値とを比較して定電流とな
るように指令回路１８を介してＰＷＭ回路１２を制御し
てスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のオン期間幅を制御す
る。なおこの場合は溶接トランス４の１次側で設定した
電流値となるように制御される。もちろん電流値は任意
に設定可能である。

【００２１】一方溶接トランス４の偏磁現象を防止する
ために上記波形整形回路１４からの出力が偏磁防止回路
１５にも入力されており、溶接トランス４が磁気飽和し
かけた時に偏磁防止回路１５に出力にてＰＷＭ回路１２
をスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ ₄ のオン期間幅が小さくな
るように制御してスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ に過大な
電流が流れるのを防止して、スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ
₄ が破壊するのを阻止している。また定電圧制御の場合
には、溶接トランス４の１次巻線Ｎ₁ と並列にパルスト
ランスを接続し、該パルストランスの２次側の出力電圧
を検出し、その検出出力を補正回路１７側にフィードバ
ックして定電圧制御を行う。

【００２２】ここで、図２（ａ）はインバータ回路３の
出力電圧を示し、図２（ｂ）は溶接トランス４の出力電
流を示している。図２に示す時刻ｔ₁ 〜時刻ｔ₂ までの
期間インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ とＱ₂ が
１０ＫＨｚのスイッチング周波数でオンオフし、また他
方のアームのスイッチング素子Ｑ₃ とＱ₄ はオフしてい
る。次に、時刻ｔ₂ 〜時刻ｔ₃ の期間では、スイッチン
グ素子Ｑ₁ とＱ₂ がオフしており、スイッチング素子Ｑ
₃ とＱ₄ が１０ＫＨｚのスイッチング周波数でオンオフ
するようにしている。そしてこのスイッチング動作を所
定の商用電源のサイクル数だけ繰り返して母材９の溶接
を行う。すなわち、図２の時刻ｔ₁ 〜時刻ｔ₂ では溶接
トランス４の出力電流が正の極性（正側の直流電流）と
なり、時刻ｔ₂ 〜時刻ｔ₃ では溶接トランス４の出力電
流が負の極性（負側の直流電流）となる。したがって溶
接トランス４の出力電流は全体として図２（ｂ）に示す
ような台形波交流となり、この台形波交流により母材９
を抵抗溶接する。

【００２３】溶接トランス４の出力電流、つまり台形波
交流の周波数としては、従来より慣習的に用いられてい
る商用電源のサイクル管理ができるように、商用電源の
周波数の２〜５倍の１００〜３００Ｈｚとしている。図
２に示す場合では、台形波交流の周波数を２倍の１００
Ｈｚ（または１２０Ｈｚ）としているので、１００Ｈｚ
の場合は１周期が１０ｍｓｅｃであり、１２０Ｈｚの場
合には８．３ｍｓｅｃである。したがって商用電源のサ
イクル管理ができるために、操作者は従来の装置と同様
に何ら違和感は感じないものである。

【００２４】このように上記台形波交流の周波数は、従
来の制御装置の時間設定単位である商用電源のサイクル
管理を継承して、使用者の操作に対する違和感をなくす
ためにしているものであり、技術的にはこれに限定され
るものではない。したがって溶接トランス４の２次側出
力の台形波交流の周波数を、商用電源の２〜５倍の範囲
内の１００Ｈｚ〜３００Ｈｚの間であれば、１Ｈｚ単位
で可変制御するようにしても良いものである。またイン
バータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のスイッチ
ング周波数も１０〜３０ＫＨｚの範囲内で任意の周波数
に設定可能としてある。このスイッチング周波数を１０
〜３０ＫＨｚとしているのは、台形波交流の正側，負側
のそれぞれの半周期に多数のパルスを持たせて、溶接ト
ランス４に磁気飽和が生じた場合に最初の複数のパルス
で出力電流を絞る方向に制御し、残りのパルスで定電流
あるいは定電圧制御を可能にすることが主な理由であ
る。これにより溶接トランス４の偏磁現象の制御が容易
となり、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄の破壊を防止する
ことができる。

【００２５】ここで、図３は母材９のナゲット形成温度
に至るまでの時間を各溶接方法毎に示したものであり、
所謂コンデンサ式では一気に放電するためにナゲット形
成温度に至る時間は最も早いＰ₁ である。その次に早い
のが従来のインバータ制御直流式であり、Ｐ₂ である。
しかしながらこのインバータ制御直流式は従来例で説明
したように多くの問題点を有している。そして、安価な
単相交流式ではインバータ制御直流式における問題点を
有していないものの、ナゲット形成温度に至る時間が最
も遅いＰ₃ である。また単相交流式も従来例で説明した
ように高い溶接電流を必要としたり、安定溶接電流の範
囲が狭いという問題を有している。そこで本発明におけ
る台形波交流式でのナゲット形成温度に至る時間Ｐ₄ は
インバータ制御直流式の場合と略近似した特性となり少
し遅いものの、単相交流式の場合と比較した場合には比
較的早くナゲット形成温度に至る。

【００２６】また図４は合金化亜鉛めっき鋼板における
打点数とナゲット径との関係を示し、電極の寿命が従来
の定電流式インバータ制御直流式では１８００回、定電
圧式インバータ制御直流式では２９００回、従来の交流
式では３１００回である。しかし本発明の台形波交流式
では３９００回と大幅に寿命が延びている。これは台形
波交流式なので電極の極性が偏らず、交流式と比較して
低い溶接電流で溶接が可能となるからである。

【００２７】また、台形波交流式では、正負交互に直流
の溶接電流が流れるために、単相交流式の場合と比べて
一定期間では直流式的に溶接を行うことになるので、低
い溶接電流で溶接が可能となり、また単相交流式と比べ
て溶接電流の広い範囲にわたって溶接部の散りの少ない
安定した溶接が可能となる。さらに、台形波交流式で
は、従来のように溶接トランス４の２次側の整流器が不
要となり、整流器での電圧降下における電力損失がなく
なり、且つ交流式と比較して低い溶接電流で溶接が可能
となるため、消費電力量を大幅に少なくすることができ
る。また、本発明の台形波交流式では上記の整流器及
び、この整流器を冷却するための冷却板が不要となるた
め、小型，軽量化が実現できる。

【００２８】また従来のインバータ制御直流式において
は、電極の極性が固定化されていたため、被溶接物が磁
化されて残留磁気により品質不良となる場合があった
が、本発明の台形波交流式では従来の交流式と比較して
低い溶接電流で溶接が可能となるため、残留磁気を交流
式以下にできて、残留磁気による品質不良を防止するこ
とが可能となる。

【００２９】さらに従来、インバータ制御直流式におい
てアルミニウム合金などではナゲットが板厚方向に偏り
品質不良となったり、溶接が困難な場合があったが、本
発明の台形波交流式では従来の交流式と同様にナゲット
が板厚方向に偏ることなく溶接ができ、不良の発生を防
止でき、しかも溶接も容易にできる。また、従来のイン
バータ制御直流式では、めっき鋼板の種類によって極性
を逆にしないと溶接が困難な場合があったが、本発明の
台形波交流式では、台形波交流なので一定期間毎に極性
が逆になるので、めっき鋼板の種類を問わずに容易に溶
接が可能となる。特にシリーズ通電の場合においても、
一定期間毎に極性が逆になるので、打痕や圧痕、焼けな
どの表面状態が異なることはなく、不良の発生を防止
し、且つ溶接も容易となる。

【００３０】また一般のインバータ制御直流式では、制
御装置と専用の溶接トランスが必要であるが、台形波交
流式では、溶接トランスは従来の交流式用を使用するこ
とができるため、応用範囲が広く設備金額を抑えること
が可能である。例えば、現在使用している交流式溶接機
を、本発明の台形波交流式として溶接性を改善する場合
には、制御装置を従来型の本発明の台形波交流式（本発
明のインバータ制御装置）とするだけで実現でき、その
ため、溶接トランス単体の費用、溶接トランスの交換費
用が不要であり、工期の短縮にもなり、経済効果が極め
て大きい。

【００３１】図５はインバータ回路３の他の実施例を示
し、ハーフブリッジで構成した場合である。すなわち、
スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 、コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ で
インバータ回路を構成している。なお本発明に用いるイ
ンバータ回路３の構成としては、図１に示すフルブリッ
ジや、図５に示すハーフブリッジのいずれの構成でも良
いが、例えば、大容量機（２００Ｖ系は１５ｋＶＡ、４
００Ｖ系は３０ｋＶＡ程度を境に）はフルブリッジ、こ
れ以下はハーフブリッジと使い分けるようにしても良
い。

【００３２】また、図１に示すインバータ回路３のスイ
ッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の動作としては、スイッチング
素子Ｑ₁ とＱ₂ またはＱ₃ とＱ₄ とを同時にスイッチン
グさせているが、例えば、スイッチング素子Ｑ₁ をオン
状態としておき、スイッチング素子Ｑ₂ を高周波（１０
ＫＨｚ）でスイッチングさせるようにしても良い。

【００３３】また、本溶接装置の商用電源としては単相
交流でも、三相交流の場合でも本発明を適用することが
できる。三相交流の場合には電源設備を安価に構成する
ことができる。この理由は以下の通りである。すなわ
ち、比較的容量の大きい電源設備に使用される機器や部
品は、その負荷が主として三相交流機であることから、
三相仕様が標準的で単相仕様は特殊で高価となる。一般
的な生産工場内の配線は三相であって、この三相設備に
単相の負荷を接続すれば電圧降下が大きくなり、他の機
器に悪影響を与える可能性が大きい。これを避けるため
にには、上記の三相用設備とは別の単相用設備が必要と
なる。溶接機が三相入力であれば、容量に余裕が有れば
付加工事の必要がなく、容量不足の場合には不足してい
る箇所だけを補強すれば良いため、総合的に安価とな
る。さらに、電力会社の線路のインピーダンスが大きい
場合には、電圧フリッカの恐れがあり、三相の線電流の
大きさは単相の１／√３となり、電圧フリッカに対する
余裕が大きくなる。

【００３４】

【発明の効果】請求項１記載のインバータ制御交流式抵
抗溶接装置によれば、インバータ制御装置により、イン
バータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせて正
側に一定期間高周波発振させると共に、上記正側の発振
後に負側に一定期間高周波発振させて上記溶接トランス
の２次側に台形波交流を出力させるようにしているの
で、溶接トランスの２次側には正の溶接電流が一定期間
流れ、その一定期間の経過後に負の溶接電流が一定期間
流れる。そのため、一対の電極及び母材に対しては一定
期間インバータ制御直流式と同様の溶接電流が流れ、ま
た一定期間毎に正と負の溶接電流が流れるため、全体と
しては一対の電極及び母材に対して台形波交流が流れる
ことになる。したがって、インバータ制御直流式と単相
交流式の特徴を併せ持つことになり、従来の単なる交流
式と比較して低い溶接電流で溶接が可能となり、従来の
交流式と比べて電極の長寿命化が可能となる。また、正
または負の一定期間毎に直流の溶接電流を流しているた
め、従来のインバータ制御直流式と同様の溶接方法とな
り、そのため、低い溶接電流で溶接ができると共に、従
来の交流式の場合と比べてナゲットを形成する溶接電流
範囲を広くとることができて、溶接部の散りの少ない安
定した溶接が可能となる。

【００３５】しかも、溶接トランスの２次側に台形波交
流を出力する本発明の台形波交流式では、従来のインバ
ータ制御直流式で用いていた整流器が不要となり、更に
交流式と比較して低い溶接電流で溶接が可能となるた
め、消費電力量を少なくすることができる。また上述の
ように整流器が不要となるので、整流器及びこの整流器
を冷却するために別途要してした冷却板が不要となる。
したがって整流器及び冷却板が不要となるので、小型，
軽量化を図ることができる。また従来のインバータ制御
直流式においては、電極の極性がプラス、マイナスに固
定化されていたため、被溶接物が磁化されて残留磁気に
より品質不良となる場合があったが、台形波交流式であ
ると共に、本発明の台形波交流式では従来の交流式と比
較して低い溶接電流で溶接が可能となるため、残留磁気
を交流式以下にできて、残留磁気による品質不良を防止
することが可能となる。

【００３６】さらに従来、インバータ制御直流式におい
てアルミニウム合金などではナゲットが板厚方向に偏り
品質不良となったり、溶接が困難な場合があったが、本
発明の台形波交流式では従来の交流式と同様となるた
め、ナゲットが板厚方向に偏ることなく溶接ができ、不
良の発生を防止でき、しかも溶接も容易にできる。ま
た、従来のインバータ制御直流式では、めっき鋼板の種
類によって極性を逆にしないと溶接が困難な場合があっ
たが、本発明の台形波交流式では、台形波交流なので一
定期間毎に極性が逆になり、そのため、めっき鋼板の種
類を問わずに容易に溶接が可能となる。特にシリーズ通
電の場合においても、一定期間毎に極性が逆になるの
で、打痕や圧痕、焼けなどの表面状態が異なることはな
く、不良の発生を防止し、且つ溶接も容易となる。

【００３７】また一般のインバータ制御直流式では、制
御装置と専用の溶接トランスが必要であるが、台形波交
流式では、溶接トランスは従来の交流式用を使用するこ
とができるため、応用範囲が広く設備金額を抑えること
が可能である。例えば、現在使用している交流式溶接機
を、本発明の台形波交流式として溶接性を改善する場合
には、制御装置を従来型の本発明の台形波交流式（本発
明のインバータ制御装置）とするだけで実現でき、その
ため、溶接トランス単体の費用、溶接トランスの交換費
用が不要であり、工期の短縮にもなり、経済効果が極め
て大きい。

【００３８】また、請求項２記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接方法によれば、インバータ制御装置により、
インバータ回路のスイッチング素子をスイッチングさせ
て正側に一定期間高周波発振させると共に、上記正側の
発振後に負側に一定期間高周波発振させて上記溶接トラ
ンスの２次側に台形波交流を出力させるようにしている
ので、溶接トランスの２次側には正の溶接電流が一定期
間流れ、その一定期間の経過後に負の溶接電流が一定期
間流れる。そのため、一対の電極及び母材に対しては一
定期間インバータ制御直流式と同様の溶接電流が流れ、
また一定期間毎に正と負の溶接電流が流れるため、全体
としては一対の電極及び母材に対して台形波交流が流れ
ることになる。したがって、インバータ制御直流式と単
相交流式の特徴を併せ持つことになり、従来の単なる交
流式と比較して低い溶接電流で溶接が可能となり、従来
の交流式と比べて電極の長寿命化が可能となる。また、
正または負の一定期間毎に直流の溶接電流を流している
ため、従来のインバータ制御直流式と同様の溶接方法と
なり、そのため、低い溶接電流で溶接ができると共に、
従来の交流式の場合と比べてナゲットを形成する溶接電
流範囲を広くとることができて、溶接部の散りの少ない
安定した溶接が可能となる。

【００３９】しかも、溶接トランスの２次側に台形波交
流を出力する本発明の台形波交流式では、従来のインバ
ータ制御直流式で用いていた整流器が不要となり、更に
交流式と比較して低い溶接電流で溶接が可能となるた
め、消費電力量を少なくすることができる。また上述の
ように整流器が不要となるので、整流器及びこの整流器
を冷却するために別途要してした冷却板が不要となる。
したがって整流器及び冷却板が不要となるので、小型，
軽量化を図ることができる。また従来のインバータ制御
直流式においては、電極の極性がプラス、マイナスに固
定化されていたため、被溶接物が磁化されて残留磁気に
より品質不良となる場合があったが、台形波交流式であ
ると共に、本発明の台形波交流式では従来の交流式と比
較して低い溶接電流で溶接が可能となるため、残留磁気
を交流式以下にできて、残留磁気による品質不良を防止
することが可能となる。

【００４０】さらに従来、インバータ制御直流式におい
てアルミニウム合金などではナゲットが板厚方向に偏り
品質不良となったり、溶接が困難な場合があったが、本
発明の台形波交流式では従来の交流式と同様になるた
め、ナゲットが板厚方向に偏ることなく溶接ができ、不
良の発生を防止でき、しかも溶接も容易にできる。ま
た、従来のインバータ制御直流式では、めっき鋼板の種
類によって極性を逆にしないと溶接が困難な場合があっ
たが、本発明の台形波交流式では、台形波交流なので一
定期間毎に極性が逆になり、そのため、めっき鋼板の種
類を問わずに容易に溶接が可能となる。特にシリーズ通
電の場合においても、一定期間毎に極性が逆になるの
で、打痕や圧痕、焼けなどの表面状態が異なることはな
く、不良の発生を防止し、且つ溶接も容易となる。

【００４１】また一般のインバータ制御直流式では、制
御装置と専用の溶接トランスが必要であるが、台形波交
流式では、溶接トランスは従来の交流式用を使用するこ
とができるため、応用範囲が広く設備金額を抑えること
が可能である。例えば、現在使用している交流式溶接機
を、本発明の台形波交流式として溶接性を改善する場合
には、制御装置を従来型の本発明の台形波交流式（本発
明のインバータ制御装置）とするだけで実現でき、その
ため、溶接トランス単体の費用、溶接トランスの交換費
用が不要であり、工期の短縮にもなり、経済効果が極め
て大きい。

【００４２】更に、請求項３記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接装置及びインバータ制御交流式抵抗溶接方法
によれば、溶接トランスの２次側から出力される台形波
交流の周波数を商用電源の２〜５倍の整数倍としている
ので、上述のような多くの効果を有しているにも関わら
ず、使用者にとって従来より慣習的に用いている所謂商
用電源のサイクル管理ができ、使用者に違和感を与えな
い。また、インバータ回路のスイッチング素子の発振周
波数を１０〜３０ＫＨｚとしているので、溶接トランス
の偏磁現象の制御が容易となり、スイッチング素子の破
壊の防止が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例の溶接装置のブロック回路図で
ある。

【図２】（ａ）は本発明の実施例のインバータ回路の出
力電圧の波形図である。（ｂ）は本発明の実施例の溶接
トランスの出力電流の波形図である。

【図３】ナゲット形成温度に至るまでの各溶接方法にお
ける通電時間を示す図である。

【図４】各溶接方法における電極寿命を示す図である。

【図５】本発明のインバータ回路の他の実施例を示す回
路図である。

【図６】従来例の溶接装置のブロック回路図である。

【図７】（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ従来例の図６に示す
各部の波形を示す図である。

【符号の説明】

１整流回路２平滑回路３インバータ回路４溶接トランス５２次側導体６２次側導体７電極８電極９母材１０インバータ制御装置Ｑ₁ 〜Ｑ₄ スイッチング素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流回路（１）と、
この整流回路（１）の出力を平滑する平滑回路（２）
と、この平滑回路（２）にて直流化された直流電源が電
源として供給されスイッチング素子（Ｑ₁ ）〜（Ｑ₄ ）
からなるインバータ回路（３）と、このインバータ回路
（３）の出力が１次巻線（Ｎ₁ ）に印加される溶接トラ
ンス（４）と、この溶接トランス（４）の２次側導体
（５）（６）の両端に設けられ母材（９）を抵抗溶接す
る一対の電極（７）（８）と、上記インバータ回路
（３）のスイッチング素子（Ｑ₁ ）〜（Ｑ₄ ）をスイッ
チングさせて正側に一定期間高周波発振させると共に、
上記正側の発振後に負側に一定期間高周波発振させて上
記溶接トランス（４）の２次側に台形波交流を出力させ
るインバータ制御装置（１０）とを備えていることを特
徴とするインバータ制御交流式抵抗溶接装置。
【請求項２】商用電源を整流する整流回路（１）と、
この整流回路（１）の出力を平滑する平滑回路（２）
と、この平滑回路（２）にて直流化された直流電源が電
源として供給されスイッチング素子（Ｑ₁ ）〜（Ｑ₄ ）
からなるインバータ回路（３）と、このインバータ回路
（３）の出力が１次巻線（Ｎ₁ ）に印加される溶接トラ
ンス（４）と、この溶接トランス（４）の２次側導体
（５）（６）の両端に設けられ母材（９）を抵抗溶接す
る一対の電極（７）（８）と、上記インバータ回路
（３）のスイッチング素子（Ｑ₁ ）〜（Ｑ₄ ）を高周波
にてスイッチングさせるインバータ制御装置（１０）と
を備え、上記インバータ制御装置（１０）によりインバ
ータ回路（３）のスイッチング素子（Ｑ₁ ）（Ｑ₂ ）を
正側に一定期間高周波発生させ、その後インバータ回路
（３）のスイッチング素子（Ｑ₃ ）（Ｑ₄ ）を負側に一
定期間高周波発生させることで、上記溶接トランス
（４）の２次側に台形波交流を出力させて母材（９）を
抵抗溶接するようにしたことを特徴とするインバータ制
御交流式抵抗溶接方法。
【請求項３】上記溶接トランス（４）の２次側から出
力される台形波交流の周波数を商用電源の２〜５倍の整
数倍とし、インバータ回路（３）のスイッチング素子
（Ｑ₁ ）〜（Ｑ₄ ）の発振周波数を１０〜３０ＫＨｚと
したことを特徴とする請求項１または請求項２記載のイ
ンバータ制御交流式抵抗溶接装置及びインバータ制御交
流式抵抗溶接方法。