JPH0762970B2 - スイツチ回路 - Google Patents
スイツチ回路Info
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- JPH0762970B2 JPH0762970B2 JP60183350A JP18335085A JPH0762970B2 JP H0762970 B2 JPH0762970 B2 JP H0762970B2 JP 60183350 A JP60183350 A JP 60183350A JP 18335085 A JP18335085 A JP 18335085A JP H0762970 B2 JPH0762970 B2 JP H0762970B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、接点を備え、その接点の開閉により継電器な
どの誘導性負荷の電流を断続するスイッチ回路に関す
る。
どの誘導性負荷の電流を断続するスイッチ回路に関す
る。
（従来の技術） 従来の、接点に発生するアーク放電を防止して接点を保
護するようにしたスイッチ回路としては、接点に並列に
コンデンサ（バイパスコンデンサ）を接続し、接点が開
くときには接点の電流をこのバイパスコンデンサを介し
てバイパスするようにしたものがある。
護するようにしたスイッチ回路としては、接点に並列に
コンデンサ（バイパスコンデンサ）を接続し、接点が開
くときには接点の電流をこのバイパスコンデンサを介し
てバイパスするようにしたものがある。
第９図は、そのような方式を採用した従来のスイッチ回
路の一例の回路図である。第９図において、Esは直流電
源、S1は開閉することにより負荷への電流を断続させる
ための接点、Ｃは接点S1が開くときに接点電流をバイパ
スするためのバイパスコンデンサ、Ｒは接点S1が閉じる
ことにより、それが閉じる前にバイパスコンデンサＣに
充電されていた電荷の放電による放電電流を制限する電
流制限抵抗、Ｌは継電器などの誘導性負荷である。
路の一例の回路図である。第９図において、Esは直流電
源、S1は開閉することにより負荷への電流を断続させる
ための接点、Ｃは接点S1が開くときに接点電流をバイパ
スするためのバイパスコンデンサ、Ｒは接点S1が閉じる
ことにより、それが閉じる前にバイパスコンデンサＣに
充電されていた電荷の放電による放電電流を制限する電
流制限抵抗、Ｌは継電器などの誘導性負荷である。
このような構成のスイッチ回路は次のように動作する。
即ち、接点S1が閉じているときはコンデンサＣと接点S1
とは電流制限抵抗Ｒを介して閉回路を構成している。こ
のため、接点S1が開く前には、コンデンサＣの電荷はこ
の閉回路内で放電されている。この状態から、接点S1が
開いていく。これに伴って、接点S1の電圧降下が大きく
なる。その電圧降下の増大に伴って、誘導性負荷Ｌに流
れる負荷電流Ｉは、接点S1を介して流れてくる量を減少
するとともに、バイパスコンデンサＣを通じて流れてく
る量が増大し、負荷電流ＩはすべてコンデンサＣを通る
ようになる。そして、負荷電流ＩによりコンデンサＣが
充電され、接点S1の電圧が大きくなるまでに接点S1が開
く。
とは電流制限抵抗Ｒを介して閉回路を構成している。こ
のため、接点S1が開く前には、コンデンサＣの電荷はこ
の閉回路内で放電されている。この状態から、接点S1が
開いていく。これに伴って、接点S1の電圧降下が大きく
なる。その電圧降下の増大に伴って、誘導性負荷Ｌに流
れる負荷電流Ｉは、接点S1を介して流れてくる量を減少
するとともに、バイパスコンデンサＣを通じて流れてく
る量が増大し、負荷電流ＩはすべてコンデンサＣを通る
ようになる。そして、負荷電流ＩによりコンデンサＣが
充電され、接点S1の電圧が大きくなるまでに接点S1が開
く。
ところで、接点S1の耐圧（接点耐圧）は、接点S1が開く
に従って上昇する。一方、接点S1に加わる電圧（接点電
圧）ＶもコンデンサＣの充電量の増大に従って上昇す
る。この場合、電流制限抵抗Ｒの抵抗値が充分に小さけ
れば、接点電圧Ｖは次式（１）で表される。
に従って上昇する。一方、接点S1に加わる電圧（接点電
圧）ＶもコンデンサＣの充電量の増大に従って上昇す
る。この場合、電流制限抵抗Ｒの抵抗値が充分に小さけ
れば、接点電圧Ｖは次式（１）で表される。
Ｖ＝（I/C）×ｔ ……（１） ただし式（１）において、Ｉは負荷電流Ｉの電流値、Ｃ
はコンデンサＣの容量値、ｔは時間である。
はコンデンサＣの容量値、ｔは時間である。
第10図は縦軸に電圧、横軸に時間をとり、前記接点電圧
と接点耐圧との関係を示すためのグラフである。このグ
ラフにおいて示される実線は接点電圧Ｖを示し、破線は
接点S1の接点耐圧を示している。第10図では接点耐圧よ
りも接点電圧Ｖの方が小さい関係になっているが、この
ような関係であれば、アーク放電が発生することがな
い。したがって、このような場合では、接点保護の目的
が達成されることになる。
と接点耐圧との関係を示すためのグラフである。このグ
ラフにおいて示される実線は接点電圧Ｖを示し、破線は
接点S1の接点耐圧を示している。第10図では接点耐圧よ
りも接点電圧Ｖの方が小さい関係になっているが、この
ような関係であれば、アーク放電が発生することがな
い。したがって、このような場合では、接点保護の目的
が達成されることになる。
このようにして、接点S1が開いてコンデンサＣに蓄えら
れた電荷は、次に接点S1が閉じたとき、コンデンサＣ→
接点S1→電流制限抵抗Ｒの経路で放電する。（ただし、
→はその放電電流の進む方向を示している。以下、同
じ。）この時の最大電流は、Es/Rで決定される。ただ
し、Esは直流電源Esの電圧値、Ｒは電流制限抵抗Ｒの抵
抗値である。
れた電荷は、次に接点S1が閉じたとき、コンデンサＣ→
接点S1→電流制限抵抗Ｒの経路で放電する。（ただし、
→はその放電電流の進む方向を示している。以下、同
じ。）この時の最大電流は、Es/Rで決定される。ただ
し、Esは直流電源Esの電圧値、Ｒは電流制限抵抗Ｒの抵
抗値である。
（発明が解決しようとする問題点） ところで、このようなスイッチ回路において、アーク放
電防止のため接点耐圧と接点電圧とが第10図のような関
係となるようにするには、コンデンサＣの容量を大きく
することが必要となる。容量が大きいコンデンサはサイ
ズが一般的に大きくなる。
電防止のため接点耐圧と接点電圧とが第10図のような関
係となるようにするには、コンデンサＣの容量を大きく
することが必要となる。容量が大きいコンデンサはサイ
ズが一般的に大きくなる。
ところが、サイズが大きいコンデンサでは、周波数特性
が良くないので、接点S1が開きはじめたときに負荷電流
Ｉが瞬時にコンデンサＣに移動せず、このため接点S1を
充分に保護することができない。
が良くないので、接点S1が開きはじめたときに負荷電流
Ｉが瞬時にコンデンサＣに移動せず、このため接点S1を
充分に保護することができない。
また、容量が大きいコンデンサでは接点S1が閉じたと
き、放電すべき電荷が大きくなり、このため、その放電
に長時間を必要とする。更に放電電流が接点S1に流れる
ので接点S1を傷め易い。そして、接点S1を閉じるときの
チャタリング現象によって生じるアーク放電に対しては
それの防止効果がない。
き、放電すべき電荷が大きくなり、このため、その放電
に長時間を必要とする。更に放電電流が接点S1に流れる
ので接点S1を傷め易い。そして、接点S1を閉じるときの
チャタリング現象によって生じるアーク放電に対しては
それの防止効果がない。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであ
る。
る。
（問題点を解決するための手段） 本発明のスイッチ回路は、負荷と直流電源との間に接続
された主接点と、この主接点と並列に接続されたトラン
ジスタと、前記トランジスタのベース・エミッタ間に接
続されて前記主接点と交互にオン状態になる補助接点
と、前記主接点の電圧が加えられるコンデンサと、この
コンデンサに蓄積される電圧を前記主接点を通じて放電
する放電回路と、前記コンデンサの放電電流を前記トラ
ンジスタのベースに供給して該トランジスタをオンに駆
動する回路部とを備える構成であり、主接点を開くと
き、主接点の電圧降下の増大によって前記コンデンサを
充電し、その充電電流でその前記トランジスタをオンに
駆動することによって負荷電流を導いて主接点を無電流
の状態で開き、主接点の開動作が完了した後に前記補助
接点が閉じて該トランジスタをオフにし、主接点の開動
作に伴うアーク放電の発生を防止する一方、主接点を閉
じるとき、まず補助接点を開いてから該主接点が接触す
ると同時に該主接点と前記放電回路を通じて前記コンデ
ンサを放電するが、該主接点が閉動作を完了するまでの
間に発生するチャタリング現象でのオフの瞬間に該コン
デンサに流れる充電電流で前記トランジスタをオンに駆
動することによって負荷電流を導いて主接点を無電流に
し、主接点の閉動作に伴うアーク放電の発生を防止する
構成である。
された主接点と、この主接点と並列に接続されたトラン
ジスタと、前記トランジスタのベース・エミッタ間に接
続されて前記主接点と交互にオン状態になる補助接点
と、前記主接点の電圧が加えられるコンデンサと、この
コンデンサに蓄積される電圧を前記主接点を通じて放電
する放電回路と、前記コンデンサの放電電流を前記トラ
ンジスタのベースに供給して該トランジスタをオンに駆
動する回路部とを備える構成であり、主接点を開くと
き、主接点の電圧降下の増大によって前記コンデンサを
充電し、その充電電流でその前記トランジスタをオンに
駆動することによって負荷電流を導いて主接点を無電流
の状態で開き、主接点の開動作が完了した後に前記補助
接点が閉じて該トランジスタをオフにし、主接点の開動
作に伴うアーク放電の発生を防止する一方、主接点を閉
じるとき、まず補助接点を開いてから該主接点が接触す
ると同時に該主接点と前記放電回路を通じて前記コンデ
ンサを放電するが、該主接点が閉動作を完了するまでの
間に発生するチャタリング現象でのオフの瞬間に該コン
デンサに流れる充電電流で前記トランジスタをオンに駆
動することによって負荷電流を導いて主接点を無電流に
し、主接点の閉動作に伴うアーク放電の発生を防止する
構成である。
（実施例） 第１図は本発明の実施例１の回路図である。第１図にお
いて、Esは直流電源、Ｃはコンデンサ、D1,D2はダイオ
ード、Ｒは抵抗、Trは半導体スイッチ素子としてのトラ
ンジスタ、Ｚは過電圧防止用のアレスタ、Ｆはヒュー
ズ、Ｌは継電器等の誘導性負荷である。S1はトランジス
タTrのコレクタ・エミッタに並列に接続された主接点、
S2は補助接点である。主接点S1と補助接点S2とは共通の
可動接点を持っており、この両接点S1,S2はトランスフ
ァ接点となっている。なお、トランジスタTrはこれと同
等の機能を持つ素子であればこの素子に置き換えてもよ
い。
いて、Esは直流電源、Ｃはコンデンサ、D1,D2はダイオ
ード、Ｒは抵抗、Trは半導体スイッチ素子としてのトラ
ンジスタ、Ｚは過電圧防止用のアレスタ、Ｆはヒュー
ズ、Ｌは継電器等の誘導性負荷である。S1はトランジス
タTrのコレクタ・エミッタに並列に接続された主接点、
S2は補助接点である。主接点S1と補助接点S2とは共通の
可動接点を持っており、この両接点S1,S2はトランスフ
ァ接点となっている。なお、トランジスタTrはこれと同
等の機能を持つ素子であればこの素子に置き換えてもよ
い。
このような構成において、主接点S1を開く場合について
説明する。主接点S1が開き始めると、主接点S1の両端間
での電圧降下が大きくなる。これに伴って、ヒューズＦ
→コンデンサＣ→ダイオードD1→トランジスタTrのベー
スの経路でコンデンサＣに充電電流が流れ始める。この
充電電流は、トランジスタTrのベースに対してはベース
電流となる。こうして、トランジスタTrのベースにベー
ス電流Ibが流れると、トランジスタTrのコレクタには、
このトランジスタTrの電流増幅率β倍の電流が流れる。
そうすると、負荷電流Ｉはそのベースとコレクタに1:β
の割合に分かれて流れる。主接点S1の両端間電圧Ｖはコ
ンデンサＣの充電電圧に等しいので該電圧Ｖは次式
（２）で与えられる。
説明する。主接点S1が開き始めると、主接点S1の両端間
での電圧降下が大きくなる。これに伴って、ヒューズＦ
→コンデンサＣ→ダイオードD1→トランジスタTrのベー
スの経路でコンデンサＣに充電電流が流れ始める。この
充電電流は、トランジスタTrのベースに対してはベース
電流となる。こうして、トランジスタTrのベースにベー
ス電流Ibが流れると、トランジスタTrのコレクタには、
このトランジスタTrの電流増幅率β倍の電流が流れる。
そうすると、負荷電流Ｉはそのベースとコレクタに1:β
の割合に分かれて流れる。主接点S1の両端間電圧Ｖはコ
ンデンサＣの充電電圧に等しいので該電圧Ｖは次式
（２）で与えられる。
Ｖ＝（Ib/C）×ｔ ＝〔I/（1/β）Ｃ〕ｔ ……（２） ここで、ＣはコンデンサＣの容量、Ibはベース電流値で
ある。したがって、式（２）を前記式（１）と比較する
と、電圧Ｖの変化率が同じであるとすれば、実施例のコ
ンデンサＣの静電容量は、第９図のそれに比較して（１
＋β）分の一で済むようになっている。
ある。したがって、式（２）を前記式（１）と比較する
と、電圧Ｖの変化率が同じであるとすれば、実施例のコ
ンデンサＣの静電容量は、第９図のそれに比較して（１
＋β）分の一で済むようになっている。
主接点S1が充分開き終わると、この主接点S1とトランス
ファ接点となっている補助接点S2がオンとなる。補助接
点S2がオンすると、トランジスタTrはベース・エミッタ
間が短絡されてオフとなる。トランジスタTrがオフにな
ると、負荷電流ＩはすべてコンデンサＣを流れるように
なる。このためコンデンサＣは急速に充電される。この
充電により電圧Ｖは急速に上昇し、アレスタＺの制限電
圧に達する。接点S1は、既に十分開いており、耐圧が十
分高くなっているので放電するおそれはない。アレスタ
Ｚの電圧降下は直流電源Esの電圧より大きいので負荷電
流Ｉは次第に減少してついにはゼロとなる。
ファ接点となっている補助接点S2がオンとなる。補助接
点S2がオンすると、トランジスタTrはベース・エミッタ
間が短絡されてオフとなる。トランジスタTrがオフにな
ると、負荷電流ＩはすべてコンデンサＣを流れるように
なる。このためコンデンサＣは急速に充電される。この
充電により電圧Ｖは急速に上昇し、アレスタＺの制限電
圧に達する。接点S1は、既に十分開いており、耐圧が十
分高くなっているので放電するおそれはない。アレスタ
Ｚの電圧降下は直流電源Esの電圧より大きいので負荷電
流Ｉは次第に減少してついにはゼロとなる。
コンデンサＣに充電された電荷は次に主接点S1が閉じた
とき、コンデンサＣ→ヒューズＦ→主接点S1→抵抗Ｒ→
ダイオードD2の経路を通じて放電する。抵抗Ｒとダイオ
ードD2はコンデンサの放電回路である。コンデンサＣの
容量は小さいのでその放電を短時間の内に行なうことが
できる。この場合、ヒューズＦはトランジスタTrに短絡
故障が生じたときにこのトランジスタTrを回路から切り
離す。ヒューズＦの電流定格は負荷電流Ｉよりも小さな
ものを用いる。
とき、コンデンサＣ→ヒューズＦ→主接点S1→抵抗Ｒ→
ダイオードD2の経路を通じて放電する。抵抗Ｒとダイオ
ードD2はコンデンサの放電回路である。コンデンサＣの
容量は小さいのでその放電を短時間の内に行なうことが
できる。この場合、ヒューズＦはトランジスタTrに短絡
故障が生じたときにこのトランジスタTrを回路から切り
離す。ヒューズＦの電流定格は負荷電流Ｉよりも小さな
ものを用いる。
正常動作ではヒューズＦの通電時間は非常に短い。した
がって、その放電によりヒューズＦが溶断することはな
い。また、ヒューズＦが溶断すれば、その後はアーク放
電の発生を防止する効果はなくなる。しかし、この場合
は、主接点S1は通常の接点として負荷電流Ｉの断続を行
なうことができる。
がって、その放電によりヒューズＦが溶断することはな
い。また、ヒューズＦが溶断すれば、その後はアーク放
電の発生を防止する効果はなくなる。しかし、この場合
は、主接点S1は通常の接点として負荷電流Ｉの断続を行
なうことができる。
トランジスタTrを電界効果トランジスタに置き換えると
電界効果トランジスタにはゲート電流が流れないので、
主接点S1が開き始めてから補助接点S2がオンになるまで
の間、コンデンサＣは殆ど充電されない。したがって、
電圧Ｖは一定の低電圧に保たれる。このためアーク放電
の防止には、より効果がある。コンデンサＣの容量は非
常に小さなものでよいので主接点S1が閉じた時のコンデ
ンサＣの放電は極めて短時間に行なわれ、主接点S1のチ
ャタリング現象に対してもアーク放電防止の効果を持つ
ようになる。トランジスタTrに電界効果トランジスタを
用いるときはゲート電圧がゼロのときに遮断するノーマ
ルオフ型のものが適する。
電界効果トランジスタにはゲート電流が流れないので、
主接点S1が開き始めてから補助接点S2がオンになるまで
の間、コンデンサＣは殆ど充電されない。したがって、
電圧Ｖは一定の低電圧に保たれる。このためアーク放電
の防止には、より効果がある。コンデンサＣの容量は非
常に小さなものでよいので主接点S1が閉じた時のコンデ
ンサＣの放電は極めて短時間に行なわれ、主接点S1のチ
ャタリング現象に対してもアーク放電防止の効果を持つ
ようになる。トランジスタTrに電界効果トランジスタを
用いるときはゲート電圧がゼロのときに遮断するノーマ
ルオフ型のものが適する。
第２図は本発明の実施例２の回路図であり、第１図と対
応する部分には同一の符号を付している。第２図では直
流電源Esと負荷Ｌとは図示されていない。第２図に示さ
れる実施例２は第１図の回路に端子T1,T2およびT3を有
するトランスＴを追加した点に特徴を有する。主接点S1
が開かれるときの動作は第１図の回路と同様である。
応する部分には同一の符号を付している。第２図では直
流電源Esと負荷Ｌとは図示されていない。第２図に示さ
れる実施例２は第１図の回路に端子T1,T2およびT3を有
するトランスＴを追加した点に特徴を有する。主接点S1
が開かれるときの動作は第１図の回路と同様である。
第３図は主接点S1が閉じるときの実施例２の動作回路を
示している。即ち、主接点S1が閉じた瞬間、コンデンサ
Ｃに充電されていた電荷によりコンデンサＣ→ヒューズ
Ｆ→主接点S1→ダイオードD2→端子T2→端子T1→抵抗Ｒ
→コンデンサＣの経路で電流i1が流れる。この電流i1に
より、トランスＴの巻線比（端子T1−T2と端子T2−T3と
の間の巻線比）に従って端子T2→端子T3に電流i2が誘導
される。誘導電流i2はトランジスタTrのベースに流れ
る。
示している。即ち、主接点S1が閉じた瞬間、コンデンサ
Ｃに充電されていた電荷によりコンデンサＣ→ヒューズ
Ｆ→主接点S1→ダイオードD2→端子T2→端子T1→抵抗Ｒ
→コンデンサＣの経路で電流i1が流れる。この電流i1に
より、トランスＴの巻線比（端子T1−T2と端子T2−T3と
の間の巻線比）に従って端子T2→端子T3に電流i2が誘導
される。誘導電流i2はトランジスタTrのベースに流れ
る。
この誘導電流i2によりトランジスタTrはオンに駆動され
る。主接点S1が瞬時開いても電流i1および負荷電流Ｉは
トランジスタTrを通じて流れるので電圧Ｖは低電圧に保
たれる。これにより、主接点S1を閉じるときのチャタリ
ング現象による主接点S1のアーク放電は防止される。ト
ランスＴは正帰還回路を構成する。
る。主接点S1が瞬時開いても電流i1および負荷電流Ｉは
トランジスタTrを通じて流れるので電圧Ｖは低電圧に保
たれる。これにより、主接点S1を閉じるときのチャタリ
ング現象による主接点S1のアーク放電は防止される。ト
ランスＴは正帰還回路を構成する。
第４図は本発明の実施例３の回路図であり、第２図の回
路において、巻線T4−T5を追加し、この巻線にトランジ
スタTrのコレクタ電流が流れるようにした点に特徴を有
する。巻線T4−T5と巻線T2−T3はトランジスタTrの電流
正帰還回路を構成する。この正帰還回路の作用により、
トランジスタTrはオン状態を自己保持することができ
る。
路において、巻線T4−T5を追加し、この巻線にトランジ
スタTrのコレクタ電流が流れるようにした点に特徴を有
する。巻線T4−T5と巻線T2−T3はトランジスタTrの電流
正帰還回路を構成する。この正帰還回路の作用により、
トランジスタTrはオン状態を自己保持することができ
る。
主接点S1が開かれるときは、前述のようにコンデンサＣ
の充電電流がトランジスタTrのベースに流れることによ
って前記巻線による正帰還回路がトリガされる。このト
リガにより、補助接点S2が閉じるまで負荷電流Ｉがバイ
パスされる。これにより主接点S1の電圧は低電圧に保た
れる。
の充電電流がトランジスタTrのベースに流れることによ
って前記巻線による正帰還回路がトリガされる。このト
リガにより、補助接点S2が閉じるまで負荷電流Ｉがバイ
パスされる。これにより主接点S1の電圧は低電圧に保た
れる。
主接点S1が閉じるときは、一旦主接点S1が閉じることに
よりコンデンサＣの放電電流が流れて正帰還回路がトリ
ガされる。これにより主接点S1のチャタリング現象によ
るアーク放電発生を防止する。コンデンサＣは正帰還回
路をトリガするだけでよいので、第１図または第２図の
回路におけるコンデンサＣより、更に小さな静電容量の
ものでよい。
よりコンデンサＣの放電電流が流れて正帰還回路がトリ
ガされる。これにより主接点S1のチャタリング現象によ
るアーク放電発生を防止する。コンデンサＣは正帰還回
路をトリガするだけでよいので、第１図または第２図の
回路におけるコンデンサＣより、更に小さな静電容量の
ものでよい。
第５図は本発明の実施例４の回路図であり、トランスＴ
の巻線T1−T3はトランジスタTrのベース電流を供給し、
巻線T4−T5はコレクタ電流を流すので第２図の回路と同
様に電流正帰還回路を構成している。コンデンサＣも第
２図と同様に正帰還回路をトリガし、抵抗R1もトリガの
作用をする。巻線T6−T7は主接点S1を流れる電流によっ
て巻線T4−T5とは逆方向の起磁力を発生し、トランスＴ
の磁束をリセットして鉄心の利用率を増大させる効果を
持つ。
の巻線T1−T3はトランジスタTrのベース電流を供給し、
巻線T4−T5はコレクタ電流を流すので第２図の回路と同
様に電流正帰還回路を構成している。コンデンサＣも第
２図と同様に正帰還回路をトリガし、抵抗R1もトリガの
作用をする。巻線T6−T7は主接点S1を流れる電流によっ
て巻線T4−T5とは逆方向の起磁力を発生し、トランスＴ
の磁束をリセットして鉄心の利用率を増大させる効果を
持つ。
第６図および第７図は第５図の実施例４の動作回路をそ
れぞれ示している。ここで、N1は巻線T4−T5,T6−T7の
巻数、N2は巻線T1−T3の巻数である。第８図は縦軸を磁
束、横軸を巻数×磁化電流とし、トランジスタＴの鉄心
の磁束の変化を示している。主接点S1を閉じる場合は、
まず補助接点S2が開かれる。これにより、抵抗R1を通じ
てトランジスタTrのベース電流が供給される。この供給
により、正帰還回路がトリガされて第６図の動作回路と
なる。トランジスタTrはオン状態に保たれ、電圧Ｖは小
さくコンデンサＣは放電し、負荷電流Ｉはトランジスタ
Trを通じて流れる。トランスＴの磁束Φは第８図上で、
最初Ｂ′にあったものがトリガされた以後は、時間と共
にＢ′→Ｂ→Ｃに移動する。尚、巻線の電圧はT1−T3
（巻数N2）の電圧がダイオードDBの電圧降下とトランジ
スタTrのベース電圧との和となり、他の巻線の電圧は巻
数比に従う。IfはトランスＴの磁化電流をあらわし、Ic
からIfを除いた電流が巻数比に従って、Ibとして２次巻
線に伝達される。
れぞれ示している。ここで、N1は巻線T4−T5,T6−T7の
巻数、N2は巻線T1−T3の巻数である。第８図は縦軸を磁
束、横軸を巻数×磁化電流とし、トランジスタＴの鉄心
の磁束の変化を示している。主接点S1を閉じる場合は、
まず補助接点S2が開かれる。これにより、抵抗R1を通じ
てトランジスタTrのベース電流が供給される。この供給
により、正帰還回路がトリガされて第６図の動作回路と
なる。トランジスタTrはオン状態に保たれ、電圧Ｖは小
さくコンデンサＣは放電し、負荷電流Ｉはトランジスタ
Trを通じて流れる。トランスＴの磁束Φは第８図上で、
最初Ｂ′にあったものがトリガされた以後は、時間と共
にＢ′→Ｂ→Ｃに移動する。尚、巻線の電圧はT1−T3
（巻数N2）の電圧がダイオードDBの電圧降下とトランジ
スタTrのベース電圧との和となり、他の巻線の電圧は巻
数比に従う。IfはトランスＴの磁化電流をあらわし、Ic
からIfを除いた電流が巻数比に従って、Ibとして２次巻
線に伝達される。
可動接点が主接点S1に達し、主接点S1が閉じると動作回
路は第７図となる。図における電流の関係は次式（３）
で与えられる。
路は第７図となる。図における電流の関係は次式（３）
で与えられる。
Ic＝A/B ……（３） ただし、Ａ＝Ｉ−If Ｂ＝１＋N2/N1β Ic:トランジスタTrのコレクタ電流 N1:巻線T4−T5、T6−T7の巻線 N2:巻線T1−T3の巻線 If:巻線T6−T7に換算したトランスＴの励磁電流 βがN2/N1より大きく鉄芯が飽和していなければ励磁電
流Ifは小さく、負荷電流ＩはIsとIcとにほぼ等分して流
れる。巻線の電圧は第６図とは逆であるから、磁束は第
８図のＣ点からＡ点に向かって移動する。この移動によ
りやがて、鉄芯が飽和する。即ち動作点はＡ点となる。
これにより、励磁電流Ifが増加して、Isと等しくなる。
この時点で巻線T1−T3には電流が伝達されなくなり、ト
ランジスタTrはオフとなる。このオフ以降は、電流はす
べて接点S1を通じて流れ、また磁束は負方向の飽和磁束
になっている。
流Ifは小さく、負荷電流ＩはIsとIcとにほぼ等分して流
れる。巻線の電圧は第６図とは逆であるから、磁束は第
８図のＣ点からＡ点に向かって移動する。この移動によ
りやがて、鉄芯が飽和する。即ち動作点はＡ点となる。
これにより、励磁電流Ifが増加して、Isと等しくなる。
この時点で巻線T1−T3には電流が伝達されなくなり、ト
ランジスタTrはオフとなる。このオフ以降は、電流はす
べて接点S1を通じて流れ、また磁束は負方向の飽和磁束
になっている。
接点S1を開くときは、まず接点S1が開き始め、電圧降下
が大きくなってコンデンサＣに充電電流が流れる。これ
により、正帰還回路がトリガされて第６図の動作回路が
形成される。この状態では、トランジスタTrがオンとな
って負荷電流Ｉをバイパスする。接点S1が完全に開くま
で電圧Ｖは低電圧に保たれ、接点S1にアーク放電は発生
しない。この間にトランスＴの磁束は第８図のＡ点から
Ｂ点に移動する。接点S1が充分に開いて接点S2が閉じる
と、トランジスタTrはオフとなり、コンデンサＣが充電
され、電圧Ｖはアレスタ電圧になって、負荷電流Ｉは減
少してゼロになる。トランスＴの磁束は第８図のＢ点か
らＢ′点に移動して停止する。
が大きくなってコンデンサＣに充電電流が流れる。これ
により、正帰還回路がトリガされて第６図の動作回路が
形成される。この状態では、トランジスタTrがオンとな
って負荷電流Ｉをバイパスする。接点S1が完全に開くま
で電圧Ｖは低電圧に保たれ、接点S1にアーク放電は発生
しない。この間にトランスＴの磁束は第８図のＡ点から
Ｂ点に移動する。接点S1が充分に開いて接点S2が閉じる
と、トランジスタTrはオフとなり、コンデンサＣが充電
され、電圧Ｖはアレスタ電圧になって、負荷電流Ｉは減
少してゼロになる。トランスＴの磁束は第８図のＢ点か
らＢ′点に移動して停止する。
このように第５図のトランスＴは正帰還の動作中に第８
図のＡ点からＣ点に移動した磁束が、第７図の動作期間
中にＡ点にリセットされるので、鉄芯の利用率が良く、
鉄芯を小形にできる。
図のＡ点からＣ点に移動した磁束が、第７図の動作期間
中にＡ点にリセットされるので、鉄芯の利用率が良く、
鉄芯を小形にできる。
（発明の効果） 以上のように、本発明によれば、直流電源を用いたスイ
ッチ回路において、主接点と並列にトランジスタの駆動
部を、接点の電圧によるコンデンサの充放電電流によ
り、またはトランジスタに正帰還を施すトランスにより
トランジスタをオンに駆動するように構成し、また、主
接点と共にトランスファー接点を構成する補助接点をト
ランジスタのベース・エミッタ間に接続してトランジス
タをオフに駆動することによって接点に生じるアーク放
電を効果的に防止し、接点の長寿命化を達成することが
できる。なお、コンデンサの充放電によるものは比較的
小電流の回路に、トランスを使用するものは比較的大電
流の回路に適する。
ッチ回路において、主接点と並列にトランジスタの駆動
部を、接点の電圧によるコンデンサの充放電電流によ
り、またはトランジスタに正帰還を施すトランスにより
トランジスタをオンに駆動するように構成し、また、主
接点と共にトランスファー接点を構成する補助接点をト
ランジスタのベース・エミッタ間に接続してトランジス
タをオフに駆動することによって接点に生じるアーク放
電を効果的に防止し、接点の長寿命化を達成することが
できる。なお、コンデンサの充放電によるものは比較的
小電流の回路に、トランスを使用するものは比較的大電
流の回路に適する。
第１図ないし第８図は本発明の各実施例を示し、第１図
は実施例１の回路図、第２図は実施例２の回路図、第３
図は実施例２の動作説明に供する回路図、第４図は実施
例３の回路図、第５図は実施例４の回路図、第６図およ
び第７図はそれぞれ実施例４の動作説明に供する回路
図、第８図は実施例４の磁束と励磁電流との関係のグラ
フである。 第９図は従来例の回路図、第10図は従来例の動作説明に
供するグラフである。 各図中、符号Esは直流電源、Ｌは負荷、S1は主接点、S2
は補助接点、Ｃはコンデンサ、Trはトランジスタ、Ｚは
アレスタ。
は実施例１の回路図、第２図は実施例２の回路図、第３
図は実施例２の動作説明に供する回路図、第４図は実施
例３の回路図、第５図は実施例４の回路図、第６図およ
び第７図はそれぞれ実施例４の動作説明に供する回路
図、第８図は実施例４の磁束と励磁電流との関係のグラ
フである。 第９図は従来例の回路図、第10図は従来例の動作説明に
供するグラフである。 各図中、符号Esは直流電源、Ｌは負荷、S1は主接点、S2
は補助接点、Ｃはコンデンサ、Trはトランジスタ、Ｚは
アレスタ。
Claims (5)
- 【請求項１】負荷と直流電源との間に接続された主接点
と、 この主接点と並列に接続されたトランジスタと、 前記トランジスタのベース・エミッタ間に接続されて前
記主接点と交互にオン状態になる補助接点と、 前記主接点の電圧が加えられるコンデンサと、 このコンデンサに蓄積される電圧を前記主接点を通じて
放電する放電回路と、 前記コンデンサの放電電流を前記トランジスタのベース
に供給して該トランジスタをオンに駆動する回路部とを
備え、 主接点を開くとき、主接点の電圧降下の増大によって前
記コンデンサを充電し、その充電電流でその前記トラン
ジスタをオンに駆動することによって負荷電流を導いて
主接点を無電流の状態で開き、主接点の開動作が完了し
た後に前記補助接点が閉じて該トランジスタをオフに
し、主接点の開動作に伴うアーク放電の発生を防止する
一方、主接点を閉じるとき、まず補助接点を開いてから
該主接点が接触すると同時に該主接点と前記放電回路を
通じて前記コンデンサを放電するが、該主接点が閉動作
を完了するまでの間に発生するチャタリング現象でのオ
フの瞬間に該コンデンサに流れる充電電流で前記トラン
ジスタをオンに駆動することによって負荷電流を導いて
主接点を無電流にし、主接点の閉動作に伴うアーク放電
の発生を防止する、ことを特徴とするスイッチ回路。 - 【請求項２】前記コンデンサの放電電流を前記トランジ
スタのベースに導き該トランジスタをオンに駆動し、該
トランジスタのコレクタを通じて該コンデンサを放電す
る正帰還回路を備え、主接点を閉じるときその閉動作に
伴うアーク放電の発生を防止する、ことを特徴とする特
許請求の範囲第１項に記載のスイッチ回路。 - 【請求項３】前記正帰還回路をトランスで構成し、該ト
ランスは前記コンデンサの電流を流す巻線と、前記トラ
ンジスタのベースに電流を供給する巻線とを備えてい
る、ことを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載のス
イッチ回路。 - 【請求項４】前記正帰還回路を構成するトランスが、前
記トランジスタのコレクタ電流を流す巻線を備えてい
る、ことを特徴とする特許請求の範囲第３項に記載のス
イッチ回路。 - 【請求項５】前記正帰還回路を構成するトランスが、前
記主接点の電流を流すとともにその起磁力の極性が前記
コレクタ電流による起磁力とは逆になるような巻線と、
前記正帰還によって生じる前記トランスの鉄芯の磁束変
化を主接点の電流によってリセットするように構成し、
前記コレクタ電圧をベースに導く抵抗とを備え、前記補
助接点が開いたときに直ちに前記正帰還回路をトリガ
し、トランジスタをオンに駆動する、ことを特徴とする
特許請求の範囲第４項に記載のスイッチ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60183350A JPH0762970B2 (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | スイツチ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60183350A JPH0762970B2 (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | スイツチ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6243015A JPS6243015A (ja) | 1987-02-25 |
| JPH0762970B2 true JPH0762970B2 (ja) | 1995-07-05 |
Family
ID=16134199
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60183350A Expired - Fee Related JPH0762970B2 (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | スイツチ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0762970B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018113223A (ja) * | 2017-01-13 | 2018-07-19 | オムロン株式会社 | 直流開閉器のアーク消去装置 |
| JP2018113221A (ja) * | 2017-01-13 | 2018-07-19 | オムロン株式会社 | 直流開閉器のアーク消去装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006123582A (ja) * | 2004-10-26 | 2006-05-18 | Nissan Motor Co Ltd | 自動車用通気構造 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61138125U (ja) * | 1985-02-18 | 1986-08-27 |
-
1985
- 1985-08-20 JP JP60183350A patent/JPH0762970B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018113223A (ja) * | 2017-01-13 | 2018-07-19 | オムロン株式会社 | 直流開閉器のアーク消去装置 |
| JP2018113221A (ja) * | 2017-01-13 | 2018-07-19 | オムロン株式会社 | 直流開閉器のアーク消去装置 |
| US11087934B2 (en) | 2017-01-13 | 2021-08-10 | Omron Corporation | Arc-quenching device for direct current switch |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6243015A (ja) | 1987-02-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |