JPH06162882A

JPH06162882A - しゃ断装置

Info

Publication number: JPH06162882A
Application number: JP5171299A
Authority: JP
Inventors: Edward Keith Howell; エドワード・ケイス・ハウエル
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1992-07-22
Filing date: 1993-07-12
Publication date: 1994-06-10
Also published as: DE4324267A1

Abstract

(57)【要約】【目的】しゃ断器が開かれる前に、しゃ断器から負荷
電流を方向転換し、しゃ断器をアーク発生または電圧破
壊無しに開く。【構成】可飽和リアクトル１５で構成した被制御イン
ピーダンスをしゃ断器１４と直列に接続して、負荷電流
を通すための回路網を形成する。パルス形成回路３６，
３８が回路網の両端間に接続される。電流をしゃ断しな
ければならないとき、回路網に負荷電流とは逆向きにパ
ルスを印加することにより、可飽和リアクトルを低イン
ピーダンス状態から高インピーダンス状態に切り換え
て、回路網の電流を充分小さくして、しゃ断器接点を開
く。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本出願は、エネルギー源と負荷を
相互接続する電力線に流れる負荷電流を迅速にしゃ断す
るための改良された装置、特にアークを生じないでしゃ
断デバイスを開放するための改良された装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】かなりの大きさの負荷電流をしゃ断デバ
イス、たとえばしゃ断器またはスイッチによってしゃ断
したとき、しゃ断デバイスの開放する接点間に大きな電
流、電圧およびアークが生じる。これらの望ましくない
現象により、アーク電圧およびプラズマに適応するよう
に特別に作られた大きいしゃ断デバイスを使用しなけれ
ばならず、またその結果として生ずる接点の点食や摩耗
に耐えるように考えられた特別の接点部材も必要とな
る。それでも、接点の摩耗は生じ得る。更に、かなり大
きな過渡電流および電圧が電力線に生じる可能性があ
り、この現象により完全なしゃ断のために必要な時間が
増大する。したがって、これらの従来の装置は用途によ
っては不満足なものとなる。

【０００３】これらの望ましくない現象および影響を低
減するためのしゃ断すなわちスイッチング装置が開示さ
れてきた。一般に、それらは開放しつつある接点間のア
ーク、電流および電圧を小さくするようにしゃ断デバイ
スの開離しつつある接点を通る電流を制限しようとする
ものである。しゃ断スイッチの開離する接点間にアーク
が生じた後に動作する多数の装置がある。このような装
置の一つについて説明する。

【０００４】米国特許第３，３９０，３０５号には、そ
のしゃ断スイッチとして真空しゃ断器、すなわち真空雰
囲気内で動作するスイッチを使用するしゃ断装置が開示
されている。真空しゃ断器が開放されると、真空しゃ断
器の開離する接点相互の間のギャップにアークが形成さ
れる。「電流零」と呼ばれるある限定された時点にアー
クが消える筈である。しかしこの点で、再点弧が生じ得
る、すなわちアークが再びとんで、しゃ断が無効になる
ことがある。上記米国特許では、再点弧を避けるため三
つの対策がとられている。第一は、アークを消弧、すな
わちアークを零にすることである。これを行うため、真
空しゃ断器すなわち一次真空しゃ断器の開放後、アーク
の生じている接点を通して、負荷電流と逆の方向に電流
を印加している。詳しく述べると、スイッチすなわち二
次真空しゃ断器を閉じることにより、一次真空しゃ断器
のアークの生じている接点を通して、予め充電されたコ
ンデンサを放電させている。このスイッチは、一次真空
しゃ断器の開放により作動される機械的リンクによって
閉じられる。第二の対策は、電流零になる前の電流減衰
速度を小さくすることである。この目的のため、一次真
空しゃ断器と直列に、また予め充電されたコンデンサお
よびスイッチの直列組み合わせと直列に可飽和リアクト
ルを接続している。平常時、可飽和リアクトルは飽和状
態にあるので、負荷電流の正規の流れに影響を及ぼさな
い。しかし、アークの消弧（ｑｕｅｎｃｈｉｎｇ）の際
に一次真空しゃ断器を通るアーク電流を小さくしたと
き、リアクトルが不飽和状態になる。電流零に近づいて
アーク電流が更に小さくなったとき、不飽和状態のリア
クトルがアーク電流の低下に逆らう電圧を誘導するの
で、その減衰速度が小さくなる。最後の第三の対策は、
「電流零」で、真空しゃ断器の開離する接点間に「回復
電圧」が上昇して、その際にアークが再点弧される可能
性があるので、この回復電圧の上昇速度を下げることで
ある。これを行うため、一次真空しゃ断器と並列に、か
つ可飽和リアクトルと直列に、コンデンサと制動抵抗の
直列回路網を接続している。要するに、一次真空しゃ断
器が最初に開かれたときに生じるアークを消滅させるた
め、スイッチすなわち二次真空しゃ断器を閉じ、そして
可飽和リアクトルにより電流零になる前の電流減少速度
を小さくし、さらに上記回路網により電流零の後の電圧
増大速度を小さくしている。

【０００５】しかし、開離する接点を通る電流を制限
し、かつアークを無くすかわりにアークを少なくするし
ゃ断装置は、用途によっては満足できない場合もある。
アークが生じるので、プラズマすなわち電離が起きる。
電離の程度、したがって、アークを消すために必要な時
間はアーク電圧および電流の大きさの関数である。特に
大きさの大きい負荷電流をしゃ断すべきときは、しゃ断
デバイスの接点は何らアークを発生せずに開放しなけれ
ばならない。これを行うためには、しゃ断スイッチを開
放する前に負荷電流をしゃ断スイッチから充分に代替の
分路に迂回させなければならない。米国特許第４，６３
６，９０７号の「無アークしゃ断器」（Ａｒｃｌｅｓｓ
ＣｉｒｃｕｉｔＩｎｔｅｒｒｕｐｔｅｒ）および米
国特許第４，７２３，１８７号の「電流転流回路」（Ｃ
ｕｒｒｅｎｔＣｏｍｍｕｔａｔｉｏｎＣｉｒｃｕｉ
ｔ）に、この型の無アークしゃ断装置が開示されてい
る。これらの装置では、たとえば米国特許第４，６５
８，２２７号の「高速磁気接点ドライバ」（Ｈｉｇｈ
ＳｐｅｅｄＭａｇｎｅｔｉｃＣｏｎｔａｃｔＤｒ
ｉｖｅｒ）に開示されているような高速しゃ断デバイス
が使用されている。米国特許第４，６３６，９０７号お
よび第４，７２３，１８７号に、しゃ断デバイスの開離
可能な接点と直列の被制御インピーダンス回路が開示さ
れている。しゃ断信号に応動して、被制御インピーダン
ス回路の平常時の低インピーダンス値が上げられること
により、充分な電圧降下が生じて、負荷電流が開離可能
な接点から、接点および被制御インピーダンス回路と並
列に接続された迂回回路に切り換えられる。負荷電流が
切り換えられた後に、接点が開かれるので、電圧破壊無
しに接点が完全に開くことができる。

【０００６】上記の米国特許第４，６３６，９０７号お
よび第４，７２３，１８７号に開示されている被制御イ
ンピーダンス回路には、能動素子すなわち固体素子が含
まれている。固体素子はしゃ断デバイスに直接接続して
もよいし、あるいはしゃ断デバイスと回路をなすように
変圧器結合してもよい。平常時には固体素子がオンとな
り、負荷電流に対する低インピーダンス経路が形成され
る。固体素子に制御信号を印加して固体素子をオフにす
ることにより、電流しゃ断が開始される。これにより、
固体素子の両端間、したがって被制御インピーダンス回
路の両端間にかなり増大した電圧降下が生じる。これに
より、負荷電流が電流迂回回路に転流される。

【０００７】被制御インピーダンス回路にこのような能
動固体素子を使用することにより、いくつかの設計の問
題が生じる。特に大きな負荷電流の場合、被制御インピ
ーダンス回路、したがってその固体素子は、オン状態の
間、極めて低い電圧降下、したがって極めて低い電力消
費を示すものでなければならない。しかし、ダイオー
ド、トランジスタ、およびサイリスタのような殆どの固
体素子では、一つ以上の直列接続されたＰＮ接合を通っ
て電流が流れる。飽和状態の間でも、各接合は少なくと
も所定の接合電圧降下を示す。したがって、電力消費
は、たとえば１００％のような高いデューティサイクル
で大きな負荷電流の場合かなり大きくなり得る。多数の
接合が直列に接続されるとき、一般に高電圧阻止能力を
有する固体素子が使用される場合には、接合電圧降下、
したがって電力消費が大きくなる。電界効果トランジス
タ、たとえばＭＯＳＦＥＴは、望ましくない接合降下無
しに動作できるので、効果的に使用することができる。
しかし、大電力のしゃ断のため、このような素子の並列
アレーが必要とされる可能性がある。これにより、アバ
ランシェ電圧を整合させるのが困難になり、素子の間の
アバランシェモードの電流の不均一分布により破損の危
険性が生じる。対策はいくつか存在するが、これらの問
題の解は複雑になることがある。いずれにしても、高電
力装置に対して有用な固体素子は一般に高価である。

【０００８】

【発明の目的】本発明の一つの目的は、大きい負荷電流
の方向転換およびしゃ断を行うための改良された装置を
提供することである。もう一つの目的は、開離可能なス
イッチ接点の開放によって負荷電流がしゃ断され、開放
時にアークが生じることが無く、また開放過程の間に電
圧破壊を生じ得る電圧が加わらないようにするこのよう
な改良された装置を提供することである。

【０００９】更にもう一つの目的は、複雑な制御回路を
必要としないこのような装置を提供することである。更
にもう一つの目的は、広範囲の電流の大きさの中で所望
のレベルの負荷電流をしゃ断することができる電流しゃ
断装置を提供することである。更にもう一つの目的は、
被制御インピーダンス回路内で固体素子を必要としない
このような装置を提供することである。

【００１０】更にもう一つの目的は、簡単で、コンパク
トで、コスト効率の良い、このような装置を提供するこ
とである。

【００１１】

【発明の概要】本発明によれば、しゃ断装置は、平常時
に閉位置に維持されている一対の開離可能な接点を含
み、電源と負荷との間で負荷電流を通すための回路網を
構成するために可飽和リアクタンス手段と直列に接続さ
れた第一のスイッチング手段をそなえている。可飽和リ
アクタンス手段は平常時に負荷電流によって飽和状態に
維持されるが、そのインダクタンスが大幅に大きくなる
不飽和状態に駆動され得る。従って、可飽和リアクタン
ス手段は被制御インピーダンスを構成し、負荷電流をし
ゃ断しなければならないときに、この被制御インピーダ
ンスは低い値から大幅に高い値にスイッチングすること
ができる。電流迂回回路が上記回路網の両端間に接続さ
れていて、回路網を通して充分な電流を負荷電流とは反
対の方向に生じるような極性、ピーク値および継続時間
のパルスを発生し、これにより、可飽和リアクタンス手
段を不飽和状態に一時的に駆動する。開離可能な接点部
材がまだ閉じている間に、負荷電流しゃ断信号に応動し
て電流迂回回路は回路網両端間にパルスを印加する。開
離可能な接点部材がまだ閉じている間に、パルスにより
可飽和リアクタンス手段が不飽和状態に一時的に駆動さ
れて、負荷電流を回路網から電流迂回回路に方向転換さ
せる動作がすべて行われるように、可飽和リアクタンス
手段および電流迂回回路が構成される。これにより、回
路網を通る電流が充分小さい値に維持されるので、開離
可能な接点が次に開くとき開離可能な接点相互の間のア
ークの発生が防止される。回路網からの負荷電流の方向
転換時に、開離可能な接点を開くように第一のスイッチ
ング手段の接点ドライバ、すなわち作動手段が作動さ
れ、これにより、接点相互の間の電圧が充分に低い値に
ある間に接点が完全に開かれて、接点相互の間の電圧破
壊が防止される。

【００１２】可飽和リアクタンス手段は、高透磁率で低
飽和保磁力のコアにより堅く取り囲まれたワイヤ導体で
構成される。実施例では、ワイヤ導体の縦軸のまわりに
同心状に巻かれた非晶質金属薄板のドーナツ形のコアが
使用される。電流迂回回路は、所定の電圧に予め充電さ
れた容量手段およびそれと直列に接続された第二のスイ
ッチング手段を有するパルス形成回路で構成するのが好
ましい。予め充電された容量手段を回路網を通して放電
するように電流しゃ断信号によって閉じられるまで、第
二のスイッチング手段は平常時開いている。負荷電流が
電流迂回回路に方向転換されて、第一のスイッチング手
段の開離可能な接点が開いたとき、電流迂回回路の両端
間の電位がかなりの大きさに上昇することがあり得る。
このため、電圧が所定の電圧に達したときに導通して残
りの負荷電流を消散するようにするバリスタのような電
圧クランプ手段を接続することが好ましい。

【００１３】本発明による別のしゃ断装置は、より大き
な範囲内の所望の負荷電流振幅での電流しゃ断を可能に
する。電流迂回回路は更に、片方向導電手段、たとえば
ダイオードまたはＳＣＲをそなえており、これは回路網
およびパルス形成回路と並列に直接接続され、パルス形
成回路が発生する電流パルスの方向に電流を通すような
向きになっている。電流パルスにより、片方向導電手段
は導電状態となり、回路網両端間の電圧を片方向導電手
段の低順方向導電電圧に制限する。これは、回路網から
の負荷電流の方向転換を行う被制御インピーダンス手段
（たとえば可飽和リアクトル）のインピーダンスの増大
と協力する。これはまた、その間に第一のスイッチング
手段を開くことができる時間の延長も助ける。実施例で
は、第一の片方向導電手段として、ダイオードの代わり
に、スイッチング式の片方向導電素子たとえばサイリス
タが使用される。サイリスタは、被制御インピーダンス
（たとえば可飽和リアクタンス手段）の両端間の電圧の
関数としてゲーティングすなわちターンオンされる。サ
イリスタのゲーティング信号は、その入力が被制御イン
ピーダンス（たとえば可飽和リアクタンス手段）の両端
間に接続された積分回路網により供給することが好まし
い。

【００１４】インダクタンス手段をパルス形成回路の容
量手段と直列に接続して、それと共に、電流パルスのピ
ーク振幅を制限する直列共振回路を形成してもよい。パ
ルス形成回路が発生する初期電流パルスの導通を阻止す
るが、その後はインダクタンス手段と第二の片方向導電
手段を含むループ回路内での導通を支持するような極性
で、インダクタンス手段の両端間に第二の片方向導電手
段、たとえばダイオードを接続してもよい。第一のスイ
ッチング手段の作動手段すなわち接点ドライバは、その
作動巻線をインダクタンス手段と直列に接続して、電流
迂回回路が発生するパルスにより直接第一のスイッチン
グ手段の開離可能な接点を開放させるようにしてもよ
い。このように、被制御インピーダンスとして可飽和リ
アクトルを使用することにより、パルス形成回路の第二
のスイッチング手段をターンオンするしゃ断信号にだけ
応動して電流しゃ断が行われる。この構成により、回路
構成要素の動作を正しく調節するために付加的な制御信
号を発生する必要が避けられる。

【００１５】

【実施例の記載】図１は、直流電源から供給されるかな
り大きい電流をしゃ断することができる無アークしゃ断
装置の実施例を示す。端子１０および１２は電源および
負荷を含む外部回路に接続されるように構成されてい
る。これらの端子は、導線１１、高速機械スイッチ１４
の接点１６、１８および２０、可飽和リアクトル１５の
導線３０、ならびに導線１３によって相互接続される。
高速スイッチ１４には、固定された静止接点１６および
２０、可動ブリッジ接点１８、ならびに接点ドライバ２
２が含まれている。高速スイッチ１４は上記米国特許第
４，６５８，２２７号に開示された一般的な型式のもの
であることが好ましい。ブリッジ接点１８は固定接点の
間に配置され、平常時に上記経路を介して電源と負荷と
の間で負荷電流の切り換えを行う。ブリッジ接点は、電
気信号に応動して接点ドライバ２２により極めて素早く
開かれる。可飽和リアクトル１５については、続いて詳
しく説明する。可飽和リアクトル１５は、ワイヤ導体３
０のまわりに伸びる強磁性体のドーナツ形のコア３３で
ワイヤ導体３０を取り囲むことにより構成し、コア内に
殆どエアギャップが無いようにすることが好ましい。コ
ア３３は透磁率が高く、飽和保磁力が非常に低く、導体
３０の縦軸のまわりに巻かれた非晶質金属薄板で構成す
ることが好ましい。適当な非晶質金属薄板はアライド・
メットグラス・プロダクツ社（ＡｌｌｉｅｄＭｅｔｇ
ｌａｓＰｒｏｄｕｃｔｓ）からメットグラス（ＭＥＴ
ＧＬＡＳ）という商標で販売されている。パルス形成回
路とも呼ぶことが出来る電流迂回回路が、コンデンサ３
６、導線３４、および第二の固体のスイッチ３８の直列
回路を含む。固体スイッチ３８はここではサイリスタと
して示されている。この回路は、スイッチ１４および可
飽和リアクトル１５を含む回路網と並列に、導線１１お
よび１３ならびに導線２４および２６を介して接続され
る。また、オプションとして、酸化金属バリスタ（ＭＯ
Ｖ：ｍｅｔａｌｏｘｉｄｅｖａｒｉｓｔｏｒ）のよ
うな電圧クランプ素子４０を導線２４と２６の間に接続
することが好ましい。

【００１６】平常時の動作では、電流ベクトルＩ₀およ
びＩ₁で示すように端子１０からの負荷電流が導線１
１、スイッチ１４の接点１６、１８および２０、可飽和
リアクトル１５の導体３０、および導線１３を介して端
子１２に流れる。電圧ベクトルＶ₁で示される、スイッ
チ１４両端間の微小な電圧は通常、１００ミリボルトよ
り小さい。定常状態では、可飽和リアクトル１５を通っ
て流れる負荷電流はこれを飽和状態に維持する。飽和状
態では、可飽和リアクトル１５のインダクタンスは非常
に小さく、その電圧降下Ｖ₂は事実上零である。コンデ
ンサ３６は導線５２および抵抗５４により直流電源５６
に接続されている。電源は、導線３４が導線２４に対し
て正になるようにコンデンサ３６を所定の電圧Ｖｃｃに
予充電する。したがって、コンデンサ両端間の初期電圧
ＶｃはＶｃｃである。このとき導線３４は導線２６に対
して、Ｖ₁とＶｃｃとの和に等しい正の電圧となる。こ
の正の電圧がスイッチ３８に印加される。

【００１７】負荷電流をしゃ断しなければならないとき
は、たとえば制御回路からの適当なゲート信号の印加に
より固体スイッチ３８がターンオンされる。図１ではス
イッチ３８がサイリスタで構成され、このサイリスタの
アノードおよびカソードはそれぞれ導線３４および２６
に接続され、ゲート電極は導線４８を介して制御回路４
２の出力に接続されている。希望する場合には、過負荷
電流に応動して自動的に負荷電流しゃ断を行うことがで
きる。この目的のため、選択的な電流センサ４４が導線
４６を介して制御回路４２の入力に負荷電流の大きさの
表示を与える。負荷電流が所定の振幅の大きさのしきい
値を超えた場合には、制御回路が線４８に出力を生じる
ことにより、スイッチ３８をターンオンする。制御回路
のもう一つの出力が導線５２により接点ドライバ２２に
印加される。これにより、次に説明するように、続いて
ブリッジ接点１８が開かれる。

【００１８】負荷電流をしゃ断するためにスイッチ３８
がターンオンされると、電流ベクトルＩ₂で示されるよ
うにコンデンサ３６は、導線３４、スイッチ３８、導線
２６、可飽和リアクトル１５、閉じたスイッチ１４、お
よび導線２４を介して電流を放電する。電流パルスＩ₂
は正弦波状に上昇する。この正弦波の周波数は、可飽和
リアクトル１５の飽和インダクタンスと電流Ｉ₂の経路
のループインダクタンスとの和とコンデンサ３６との自
然共振で決まる。スイッチ１４およびリアクトル１５の
中のＩ₂の方向が負荷電流Ｉ₀の方向と逆であるので、
スイッチ１４の中およびリアクトル１５の中の正味電流
Ｉ₁はＩ₀とＩ₂との差となる。Ｉ₂の大きさがＩ₀の
大きさが等しくなると、スイッチおよびリアクトルの中
の正味電流Ｉ₁は零となる。次に電流Ｉ₂が増加し続
け、これにより可飽和リアクトル１５の中のＩ₁電流が
反転するので、インダクタンスが非常に大きく増加す
る。リアクトル１５の不飽和インダクタンスの値が大き
いので、Ｉ₂のそれ以上の増大が制限される。したがっ
て、リアクトル１５とスイッチ１４の両方に於ける逆電
流が非常に小さい値に制限される。この点で、コンデン
サ３６の電流Ｉ₂は本質的に負荷電流Ｉ₀に等しい。し
ゃ断の時間フレームの間、負荷電流が事実上一定である
場合には、Ｉ₂が一定となり、電圧Ｖ₂およびコンデン
サ３６両端間の電圧Ｖｃは時間とともに線形に変化し
て、初期電荷Ｖｃｃから零になり、その後、逆転し、電
源電圧と同じ極性で増大する。スイッチ電流Ｉ₁が非常
に小さく、コンデンサ電圧Ｖｃが最小アーク電圧より小
さいとき、スイッチ１４はアークの発生も接点劣化も無
しに開くことができる。そして電流Ｉ₁は零となり、Ｖ
ｃ（したがってＶ₁）がいつでもスイッチ１４の接点ギ
ャップの破壊電圧を超えなければ零のままとなる。した
がって良好な電流しゃ断は、構成要素を適当に選択し
て、スイッチ１４が開き、充分な破壊電圧強度のギャッ
プ間隔に達するのに適切な時間を与えることによって左
右される。電源と負荷回路には一般にインダクタンスが
あるので、コンデンサ３６が負荷電流Ｉ₀によって充電
されるピーク電圧は通常、電源の電圧より高く、その電
圧の何倍にもなることがある。スイッチ１４に印加され
る電圧を制限するためにバリスタ４０を設けて、これに
より電圧Ｖ₁が所定の量だけ電源電圧を超えたときに電
流Ｉ₂を通して、電源および負荷のインダクタンスに蓄
積されたエネルギーを消散する。

【００１９】コンデンサ３６の電流が完全に止まった
後、固体スイッチ３８は阻止状態に戻り、コンデンサ３
６に蓄積されたエネルギーは適当な放電抵抗、たとえば
抵抗５４を介して消散することができる。スイッチ１４
を開くのに利用できる時間は、コンデンサ電圧Ｖｃが最
小のアーク電圧、すなわち１２ボルトより小さい期間で
ある。コンデンサ電圧は線形傾斜で変化しているので、
負の１２Ｖから正の１２Ｖに横断するための時間はｔ＝
Ｃｖ／Ｉで与えられる。たとえば、容量が１００マイク
ロファラドで、電流が１００アンペアの場合、時間は

【００２０】

【数１】ｔ＝１００×１０^-6×２×１２／１００＝２４×１０^-6 すなわち、２４マイクロ秒となる。この期間内にスイッ
チ１４が開くと、負荷電流は前述の例を使うと

【００２１】

【数２】ｄｖ／ｄｔ＝ｉ／Ｃ＝１００／１００×１０^-6＝１×１０⁶ すなわちマイクロ秒当たり１ボルトの速度でコンデンサ
を充電し続ける。やがて、バリスタ４０のクランプ電圧
に達し、この点で残りの負荷電流がバリスタに切り換え
られ、バリスタが負荷および電源のインダクタンスに蓄
積された残りのエネルギーを消散する。

【００２２】図２は、図１に示された可飽和リアクトル
１５用の好ましい磁気コア材料のＢ−Ｈ曲線を示す。こ
の曲線は、エルステッド単位の起磁力と、その結果生じ
るテスラ単位の磁束密度Ｂとの間の関係を示す。（注意
しなければならないのは、Ｈが電流の線形一次関数であ
るということである。したがって、Ｈ軸を電流軸と見な
してもよい。）説明のため、Ｈ軸には目盛が示されてい
る。広い範囲を示すため、この軸は中断されていること
がわかる。ここに示されているＢ−Ｈ曲線の全体的な形
状は、エアギャップの無いドーナツ形の好ましい「方形
ループ」磁気材料の形状である。磁束密度と起磁力との
間の関係はＢ＝μＨ＝μ（０．４πＮＩ／Ｌ）で与えら
れる。ここで、Ｂはガウス単位で表した磁束密度、μは
コア材料の相対透磁率、Ｈはエルステッド単位で表した
起磁力、Ｎは磁気コアのまわりに巻かれたコイル内の巻
数、Ｉはアンペア単位で表したコイル電流、Ｌはセンチ
メートル単位で表したコア内の磁束経路の平均長であ
る。実施例では、ドーナツ形の磁気コアが単一のまっす
ぐな導線の一部を取り囲むので、Ｎの値は１である。Ｂ
−Ｈ曲線上に与えられた任意の点で、起磁力の変化ΔＨ
により、磁束密度の変化ΔＢが生じる。ここでΔＢ＝μ
_iΔＨの関係がある。μ_iは変分透磁率であり、その点
での曲線の傾斜ｄＢ／ｄＨと定義される。注意しなけれ
ばならないのは、μとμ_iはともに前の状態と変化方向
によって左右されるので、ヒステリシスループが形成さ
れることである。曲線の太い部分は後の説明でたどる経
路を示し、破線がヒステリシスループを完成させる。リ
アクトル両端間に発生する電圧は、磁束の変化速度でに
比例し、次式で与えられる。

【００２３】

【数３】Ｅ＝１０^-8Ｎｄφ／ｄｔ＝１０^-8ＮＡｄＢ／ｄｔ（ボルト）ただし、Ｎは磁気コアに巻かれたコイルの巻数、φはコ
ア内の総磁束（φ＝ＢＡ）、Ａは平方センチメートル単
位で表した磁気コアの実効横断面積、ｄＢ／ｄｔは毎秒
ガウス単位で表した磁束密度の変化速度である。この関
係からわかるように、ある期間にわたる磁束密度の変化
はその期間にわたる電圧の積分、したがって電圧波形の
その部分の面積（ボルト秒単位）に比例する。

【００２４】

【数４】

【００２５】であるので、磁束密度は考えている期間に
わたって積分された量

【００２６】

【数５】

【００２７】だけ変化する。図３は、その期間全体の間
スイッチ１４が閉じているという条件の場合の電流Ｉ₁
および電圧Ｖ₂の波形を示す。電流波の種々の点は、図
２のＢ−Ｈ曲線の同じ番号を付与された点と一致するよ
うに番号を付与されている。注意しなければならないの
は、電流軸および電流波形は広い範囲を示すように中断
されているということである。これにより、点２と５と
の間の領域の電流波形がより明瞭に示されている。図１
およびその説明から明らかなように、正規動作では、ス
イッチ１４および可飽和リアクトル１５を通って負荷電
流Ｉ₀＝Ｉ₁が流れることにより、リアクトルのコア
が、図２の参照番号１で示されるように、磁束密度Ｂｓ
ａｔの非常に飽和した状態となる。時点ｔ₁にスイッチ
３８がターンオンされると、コンデンサ電圧Ｖｃ＝Ｖｃ
ｃが電圧Ｖ₂としてリアクトル１５に印加される。この
電圧の極性は、それを支持するために磁束の負の変化速
度を必要とするような極性である。コア材料は飽和Ｂｓ
ａｔから残留磁気Ｂｒになる際に磁束密度がわずかに変
化するだけであるので、μ_iが小さく、したがって磁束
密度を少し変化させるために電流を大きく変化させなけ
ればならず、図２および図３の参照番号２で示されるよ
うにリアクトル電流Ｉ₁は素早く時点ｔ₂に零とされ
る。この点で、コンデンサの電流Ｉ₂は負荷電流Ｉ₀に
等しくなり、電流はスイッチ１４から完全に方向転換さ
れる。点２からμ_iがずっと大きくなるので、コンデン
サ電圧は電流のずっと小さな変化速度によって支持され
る。これは磁束のより大きな変化速度を達成するために
必要とされることである。次に電流Ｉ₁が負方向に進む
が、負荷電流Ｉ₀と比べると極めて小さい。電流Ｉ₂に
より、リアクトル両端間の電圧Ｖ₂、そしてコンデンサ
両端間の電圧Ｖｃは、正の傾斜ｄＶ／ｄｔ＝Ｉ₂／Ｃ＝
Ｉ₀／Ｃで線形に上昇し、時点ｔ₃で零に達する。電流
Ｉ₁は放物線に従い、この時点でその最大の負の値に達
する。これは、図２の点３の最大逆磁束密度に対応し、
図３の点３に示されている。点１から点３までの磁束密
度の総変化は、時点ｔ₁からｔ₃までの電圧波形Ｖ₂の
積分で決まる。点３で過大な電流を避けるために、図２
の点６で示されるコアが逆飽和に近づかないように、リ
アクトル１５、コンデンサＣ、予充電電圧Ｖｃｃ、およ
び負荷電流Ｉ₀を選定しなければならない。点３に続い
て電圧Ｖ₂が正になったとき、磁束の必要とされる正の
変化速度により、ヒステリシスループの進行方向が変わ
る。これにより、μ_iが比較的小さい値となり、点４で
示されるように電流Ｉ₁が素早く時点ｔ₄で零点に達す
る。点４を超えてコンデンサ電圧が線形に上昇を続ける
ことにより、電流Ｉ₁は正の極性で放物線状に増大す
る。スイッチ１４が閉じたままになっていれば、点５お
よび時点ｔ₅でコアは再び飽和に入り、続いて電流Ｉ₁
が素早く増大して負荷電流Ｉ₀の最大値となり、電流Ｉ
₂は流れなくなる。スイッチ３８として選択されたＳＣ
Ｒの整流性により、電流Ｉ₂は逆転することはできな
い。

【００２８】機械スイッチ１４を開く過程、すなわち電
気信号がまず接点ドライバ２２に印加されたとき、最小
の抵抗で正規の負荷電流を流すために接点を閉じておく
力は、接点開離直前の限定された期間の間に小さくなっ
て零となる。この力が小さくなるにつれて、接点抵抗が
増大するので、スイッチの電圧降下および電力損失が大
きくなる。接点表面の劣化無しに電流の無アークしゃ断
を行うため、上記の力の減少とそれに続く接点の開離の
間、スイッチの電流の大きさは接点材料および力の変化
速度で決まる規定されたレベルより小さくなければなら
ない。開離時に直ちに接点相互の間に生じ得る最大開放
回路電圧は、接点対当たり約１２ボルトである最小アー
ク電圧より小さくなければならない。

【００２９】時点ｔ₂とｔ₅との間の期間に、スイッチ
１４の電流Ｉ₁は充分に小さくすることができるので、
アーク無しに、そして接点表面の劣化無しにスイッチを
開くことができる。不飽和リアクトル１５の実効インダ
クタンスはこの期間に比較的大きいが、図２の点３の最
大逆電流から点４の零電流までの磁束密度の僅かな変化
によって示されるように、コア材料のヒステリシスのた
め電流停止時にリアクトルから比較的小さなエネルギー
が放出される。スイッチ１４の接点開離のための最適時
点は、Ｉ₁とＶ₁がともに零に近くなる時点ｔ₄または
そのすぐ後である。スイッチ接点が開くと、Ｉ₁が零と
なり、リアクトル１５両端間の電圧Ｖ₂が零となり、コ
ンデンサ電圧Ｖｃは開いた接点間の電圧Ｖ₁として現れ
る。開離後、電圧破壊することなく、増大するコンデン
サ電圧Ｖｃ＝Ｖ₁に耐えるために、スイッチ接点は開離
し続けなければならない。バリスタ４０のクランプ電圧
は最大電圧ストレス、したがってその電圧を支持するた
めに必要とされる最大接点ギャップ間隔を定める。

【００３０】図１に示された電流しゃ断装置では、それ
が動作し得る負荷電流の限定された範囲がある。図３の
時点ｔ₂とｔ₅との間の電圧Ｖ₂で示されるようなコン
デンサ電圧の傾斜は負荷電流で決まる。電圧Ｖ₂が零に
なる、点３および時点ｔ₃に達する逆磁束密度の最大レ
ベルは、時点ｔ₁から時点ｔ₃までの電圧波形の積分に
よって決まり、したがってやはり負荷電流によって左右
される。

【００３１】図４は図３と同じ電流と電圧の波形を示す
が、負荷電流がより小さく、前の例の半分になっている
場合を示す。時点ｔ₂の電圧波形の小さくなった傾斜に
より、コンデンサ電圧が零に達する前に、図２および図
４の点６で示される、コアが逆飽和となる点まで、磁束
密度のより大きな変化速度が必要となる。リアクトルが
飽和すると、コンデンサ両端間の電圧の極性を素早く逆
転する、点７に対応する大きなピーク振幅を持つ正弦波
形で、コンデンサが飽和したインダクタンスに放電す
る。点８で電流が零に達したとき、リアクトルが飽和か
ら脱して、再び大きなインダクタンスとなった後、コン
デンサ電圧で決まる正の傾斜で電流Ｉ₁が増大する。こ
のときコンデンサ電圧は前の例より大きいので、磁束密
度の変化速度がより大きくなければならず、コアはずっ
と短い時間で点５の順方向飽和に入る。負荷電流が低電
流である場合、結果として、アーク発生または接点劣化
無しにスイッチ１４を開くことができる期間が短くな
る。点６と８との間の高逆電流の間、スイッチを開かな
いことが特に重要である。また、かなり大きな負荷電流
の場合、コンデンサ電圧の変化速度を大きくして、図２
で点３および４を上方に動かし、より短い期間内に点５
の正の飽和に達するようにすることにより、無アークし
ゃ断に利用できる期間が短くなることもわかる。

【００３２】図５は、図１の一般原理に従うが、動作可
能な負荷電流の範囲がずっと大きい、改良された電流し
ゃ断装置を示す。図１および５の同じ素子は同じ参照番
号で表されている。図５の回路の改良は、アノードが導
線２６に接続され、かつカソードが導線２４に接続され
た整流ダイオード６０、およびコンデンサ３６と固体ス
イッチ３８との間に直列に接続されたインダクタ６２を
追加したことである。好ましくは、片方向導電手段すな
わち第二の整流ダイオード６４をインダクタ６２と並列
に導線６６および３４に接続して、電流Ｉ₂の方向と逆
の方向に導電状態となるような極性にする。

【００３３】図６は、ダイオード６４が無く、スイッチ
１４が常に閉じている状態での図５の回路の、可飽和リ
アクトルの電圧Ｖ₂、コンデンサ電圧Ｖｃ、可飽和リア
クトル電流Ｉ₁、およびコンデンサ電流Ｉ₂の波形を示
す。参照数字を付した点は図２のＢ−Ｈ曲線上の点と対
応する。図５の回路の動作は図１の回路の動作に非常に
類似しているが、主な相違点はダイオード６０がコンデ
ンサ電流Ｉ₂に対する代替経路を形成していることであ
る。スイッチ１４が閉じているとき、ダイオード６０両
端間の電圧は可飽和リアクトル１５の両端間の電圧Ｖ₂
と事実上同じである。シリコン制御整流器（ＳＣＲ）と
して示されている固体スイッチ３８が時点ｔ₁にターン
オンすると、コンデンサ３６の予充電電圧Ｖｃｃがイン
ダクタ６２、スイッチ３８、および（リアクトル１５と
スイッチ１４の直列組み合わせと並列の）ダイオード６
０に印加されることにより、電流Ｉ₂が生じる。インダ
クタ６２と電流Ｉ₂の経路のループインダクタンスはコ
ンデンサ３６と共同して直列共振回路を形成する。この
直列共振回路は正弦波パルス電流Ｉ₂の基本周波数を定
め、そのピーク振幅を制限する。電流Ｉ₂が上昇するに
つれて、ダイオード６０の順方向導電降下に等しい負の
電圧降下Ｖ₂がリアクトル１５に印加され、電流Ｉ₁の
変化速度が負となり、Ｉ₂の一部がダイオード６０を通
って流れる。したがって、負荷電流Ｉ₀がスイッチ１４
から導線２４に移り始め、電流Ｉ₂の一部となる。時点
ｔ₂に電流Ｉ₂が負荷電流Ｉ₀の大きさに達すると、電
流Ｉ₁は点２で示される零まで減じることができる。電
流Ｉ₂が増加し続けるにつれて、過剰な電流（Ｉ₂−Ｉ
₀）がダイオード６０を通って流れ、小さな成分がリア
クトル１５およびスイッチ１４を通って逆方向に電流Ｉ
₁として流れる。ダイオード６０の両端間の電圧降下Ｖ
₂は通常１ボルトと小さいので、リアクトルの逆電流Ｉ
₁の大きさが負方向に増大し、その変化速度は図１の前
の例に比べてずっと小さい。したがって、リアクトル１
５のコアは逆飽和に達することなく、より長い時間の間
この電圧を支持することができる、あるいは逆に、より
小さいコアを使用することができる。電流パルスＩ₂の
正弦波形状により、コンデンサ電圧Ｖｃは図６に示すよ
うに余弦曲線に従い、時点ｔ₁の予充電電圧−Ｖｃｃか
ら始まって、Ｉ₂がピーク振幅に達したとき零に達し、
＋Ｖｃｃに向かって極性が逆転する。時点ｔ₃に電流Ｉ
₂が再び負荷電流Ｉ₀と等しくなったとき、ダイオード
６０の電流は逆転しょうとするが、ダイオードの特性に
より阻止され、これによりＶ₂が逆転し、その時点での
コンデンサ電圧Ｖｃの大きさとなる。やはり時点ｔ
₃に、点３で示されるようにリアクトル電流Ｉ₁が電圧
Ｖ₂により急速に減少し、点４に示すように時点ｔ₄で
零に達する。時点ｔ₄から時点ｔ₅まで、コンデンサ電
流Ｉ₂は一定で事実上、負荷電流Ｉ₀に等しく、電流Ｉ
₁はより早く増大して電圧Ｖ₂＝Ｖｃを支持し、点５で
コアの順方向飽和に達する。リアクトル１５が飽和する
と、電流Ｉ₁が負荷電流に等しくなり、インダクタ６２
に蓄積されたエネルギーがコンデンサ３６に移された
後、電流Ｉ₂が流れなくなる。逆転しょうとする電流Ｉ
₂の自然の傾向はこのとき、固体スイッチ３８として使
用されるＳＣＲの特性によって阻止される。時点ｔ₂と
時点ｔ₃との間の期間内にスイッチ１４を開かせること
によって無アークしゃ断を達成することができる。この
期間の間は、スイッチ電流Ｉ₁と印加電圧Ｖ₁はともに
極めて小さいからである。予充電電圧Ｖｃｃが充分小さ
い、すなわち最小アーク電圧より小さくても、良好なし
ゃ断のための期間は時点ｔ₃を超えて伸ばすことはでき
ない。インダクタ６２のインダクタンスは電流Ｉ₁でア
ークを維持するために充分な電圧を発生することができ
るからである。図５のしゃ断回路では、良好な無アーク
しゃ断に利用可能な期間はより小さな負荷電流で大きく
なり、零負荷電流まで動作が可能である。

【００３４】図７は、第二の整流ダイオード６４が存在
することを除けば図６と同じ条件である場合の波形を示
す。ダイオード６４の動作は、ここでは時点ｔ₃に示さ
れた、コンデンサ電流Ｉ₂がそのピーク値に達する点ま
では前の説明と同じである。時点ｔ₃で、コンデンサ両
端間の電圧は零に達し、極性が逆転し始め、インダクタ
６２とダイオード６４の両端間の電圧が逆転し、ダイオ
ード６４が導電状態となる。このときインダクタ６２の
電流はインダクタ６２およびダイオード６４を通って循
環し、コンデンサ電流Ｉ₂は負荷電流Ｉ₀に等しくな
る。この同じ時点に、電圧ＶｃおよびＶ₂が零となり、
ダイオード６０が導電状態でなくなる。時点ｔ₃に続い
て、負荷電流Ｉ₀によりコンデンサ３６が正極性に充電
され、リアクトル１５両端間に現れる電圧Ｖ₂が一定の
正の傾斜で上昇する。このときリアクトル電流Ｉ₁は正
の傾斜を持たなければならず、点４で示すように時点ｔ
₄に零に達する。時点ｔ₄に続いて、電流Ｉ₁が放物線
に沿って増大し、時点ｔ₅に正のコアの飽和が始まり、
これは点５に対応している。第二の整流器を含むこの構
成の場合は、時点ｔ₂と時点ｔ₅との間の期間内にスイ
ッチ１４を開かせることにより、無アークしゃ断を達成
することができる。負荷電流の値が小さいと、単にこの
期間が伸びるだけである。したがって、零から設計最大
値までの任意の負荷電流での動作が可能となる。

【００３５】図８は図５の回路を改良したものを示し、
図５のダイオード６０がサイリスタスイッチＳＣＲ７６
に置き換えられている。スイッチ７６のカソード端子お
よびアノード端子はそれぞれ導線２４および２６に接続
され、そのゲート端子は保護ダイオード７４のカソード
に接続され、またコンデンサ７０および抵抗７２を含む
積分回路網に接続されている。ダイオード７４のアノー
ドは導線２４に接続されている。コンデンサ７０はダイ
オード７４と並列に接続されている。抵抗７２はコンデ
ンサ７０、ダイオード７４、およびＳＣＲ７６のゲート
端子の接続点から高速スイッチ１４と可飽和リアクトル
１５の接続点に接続されている。可飽和リアクトル１５
の両端間に現れる電圧Ｖ₂は導線２１および２４により
積分回路網に印加され、この回路網の出力はサイリスタ
ＳＣＲ７６のゲート−カソード接合に印加される。負荷
電流Ｉ₀の正規導電状態の間、リアクトル１５は飽和
し、電圧Ｖ₂は非常に小さく、２、３ミリボルトのオー
ダであり、その極性はＳＣＲ７６のゲート接合に僅かな
逆バイアスを生ずるような極性になっている。負荷電流
をしゃ断しなければならないとき、ＳＣＲスイッチ３８
がターンオンされることにより、インダクタ６２、リア
クトル１５の飽和インダクタンスＬ₁、および相互接続
経路の分布ループインダクタンスで構成される直列イン
ダクタンスにコンデンサ３６の初期予充電電圧が印加さ
れる。可飽和リアクトル１５の飽和インダクタンスＬ₁
は通常、固定インダクタ６２と同等の値となり得るの
で、コンデンサ３６の予充電電圧Ｖｃｃのかなりの部分
が電圧Ｖ₂としてリアクトル１５の両端間に現れ、導線
２１が導線１１に対して正となる。図８の回路のＶ₂の
初期の大きさは図５の回路のＶ₂の大きさの何倍にもな
り得るので、電流Ｉ₁が減少する速度がかなり大きくな
り、その結果、より短い時間でスイッチ１４の零電流に
達する。電流Ｉ₁が零を通過した直後にサイリスタＳＣ
Ｒ７６がターンオンするように、積分回路網の抵抗７２
およびコンデンサ７０の値が選定されることが好まし
い。ＳＣＲ７６の順方向導電状態により電圧Ｖ₂がずっ
と小さい値になるので、Ｉ₁の変化速度が更に小さくな
り、図５のダイオード６０によつて得られるのと同じ利
点、すなわちスイッチ１４を開くための時間が伸びると
いう利点が得られる。

【００３６】図９は、予充電コンデンサ３６のための直
流電源５６および電流制限抵抗５２を含めることにより
図８のしゃ断装置をより完全にした実施例を示す。図９
には更に、導線５０’および５０”によりインダクタ６
２と直列に接続された、スイッチ１４の作動手段である
高速スイッチドライバ２２が示されている。図９には更
に、インダクタ６３の両端間に直列に接続されたインダ
クタ６５およびコンデンサ８４、ならびにインダクタ６
５とコンデンサ８４の接続点８２から導線５０’に接続
されたダイオード８０で構成される付加的な波形整形回
路網も示されている。このように、インダクタ６２には
直列に接続された部分６３および６５が含まれる。サイ
リスタスイッチ３８は、そのゲート端子３２に信号が印
加されることによりターンオンする。この瞬間、コンデ
ンサ８４の電荷は零であるので、インダクタ６３と６５
は事実上並列になり、インダクタンスが小さくなり、電
流Ｉ₂が前の場合より早く上昇する。インダクタ６５に
流れるＩ₂の一部分がコンデンサ８４を充電する。やが
て、コンデンサ８４の両端間の電圧が、導線３４と５
０”との間に現れるコンデンサ３６の電圧Ｖｃの一部分
を超える。このとき、インダクタ６５の電流がダイオー
ド８０およびスイッチドライバ２２を通って循環する。
したがって、スイッチドライバ２２の電流が素早く上昇
し、これにインダクタ６５の電流とインダクタ６３のも
っとゆっくり上昇する電流との和が続く。この後、両方
のインダクタ６３および６５の循環電流がダイオード８
０および６４を通ってゆっくり減衰する。スイッチドラ
イバ２２に結果として得られる電流波形により、スイッ
チ１４のブリッジ接点が最大に加速され、延長された期
間の間、スイッチが開いた状態に保持される。

【００３７】熟練した当業者には明らかなように、本発
明の趣旨と範囲を逸脱することなく、開示された実施例
に付加的な変更を加えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の概略回路図である。

【図２】図１の実施例で使用できる型の可飽和リアクト
ル磁気コア材料の特性を示すグラフである。

【図３】意図した負荷電流の大きさでしゃ断が生じた場
合に、図１の実施例で作成される電流および電圧の波形
を示すグラフである。

【図４】意図した負荷電流の大きさより小さい負荷電流
の大きさでしゃ断が生じた場合に、図１の実施例で作成
される電流および電圧の波形を示すグラフである。

【図５】逆電流バイパスダイオード、波形整形手段、お
よびフリーホイーリングダイオードを含めることにより
図１の回路を改良した変形例の回路図である。

【図６】フリーホイーリングダイオードを使用しない場
合の図５の回路の電流および電圧の波形を示すグラフで
ある。

【図７】フリーホイーリングダイオードを使用した場合
の図５の回路の電流および電圧の波形を示すグラフであ
る。

【図８】逆電流バイパスダイオードの代わりにＳＣＲサ
イリスタを使用した図５の回路の変形例の回路図であ
る。

【図９】負荷電流スイッチング手段の高速接点ドライバ
すなわち作動手段、電流波形整形回路網、および電源に
ついて更に詳細を示す図８の回路の回路図である。

【符号の説明】

１４高速機械スイッチ１５可飽和リアクトル１６、１８、２０高速機械式スイッチの接点３０可飽和リアクトルのワイヤ導体３２サイリスタスイッチのゲート端子３３コア３６コンデンサ３８サイリスタスイッチ４０バリスタ５０’、５０” 導線６０整流ダイオード６２インダクタ６４整流ダイオード７０、７２積分回路網のコンデンサと抵抗７６ＳＣＲＩ₀ 負荷電流

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電源および負荷と直列に接続された電力
線内の負荷電流をしゃ断するためのしゃ断装置に於い
て、平常時閉じた位置に維持される開離可能な接点および上
記開離可能な接点を開くための作動手段を含む第一のス
イッチング手段、電源と負荷との間に負荷電流を流すための回路網を構成
するために上記開離可能な接点と直列回路に接続された
可飽和リアクタンス手段であって、そのインダクタンス
したがってその電圧降下が非常に低くなるように負荷電
流により平常時は飽和状態に維持されるが、電流逆転に
よってそのインダクタンスが大幅に増大する不飽和状態
に駆動され得る可飽和リアクタンス手段、ならびに上記
回路網の両端間に接続されていて、上記可飽和リアクタ
ンス手段を一時的に不飽和状態に駆動するために、上記
回路網に負荷電流とは逆の方向の充分な電流を流すよう
な極性、ピーク値および継続時間のパルスを上記回路網
に供給する電流迂回回路であって、負荷電流しゃ断信号
に応動して、上記開離可能な接点がまだ閉じている間に
上記回路網両端間に上記パルスを印加する電流迂回回路
を含み、上記の可飽和リアクタンス手段および電流迂回回路は、
上記パルスが印加されて上記可飽和インダクタンスが不
飽和状態に駆動されたとき、上記開離可能な接点がまだ
閉じている間に負荷電流が上記回路網から上記電流迂回
回路に方向転換されて、上記回路網を通る電流が充分に
小さい大きさに維持され、これにより続いて起こる開離
時に上記開離可能な接点の間のアーク発生が防止される
ように構成されており、上記第一のスイッチング手段の作動手段は、上記開離可
能な接点の間の電圧破壊を防止するため、上記開離可能
な接点の間の電圧の大きさが充分に小さい間に上記開離
可能な接点を充分に開離させるために、負荷電流が上記
回路網から方向転換されたときに上記開離可能な接点を
開離し始めるように駆動されることを特徴とするしゃ断
装置。
【請求項２】上記開離可能な接点が、固定接点手段お
よび可動接点手段を含む請求項１記載のしゃ断装置。
【請求項３】上記固定接点手段が複数の静止接点部材
を含み、上記可動接点手段が静止接点部材相互の間で回
路を開くようにされたブリッジ接点手段を含む請求項２
記載のしゃ断装置。
【請求項４】磁化可能なコアおよび上記第一のスイッ
チング手段と直列に接続された導体により上記可飽和リ
アクタンス手段が構成され、上記回路網両端間にパルス
が印加されたときに上記コアがヒステリシスループ内で
逆飽和に達することなくその飽和状態から不飽和状態に
一時的に駆動されるように上記可飽和リアクタンス手段
および上記電流迂回回路が構成されている請求項１記載
のしゃ断装置。
【請求項５】導体のまわりに伸びる方形ループ強磁性
体のドーナツ形コアにより上記可飽和リアクタンス手段
の磁気コアが構成され、該コア内にはエアギャップが無
い請求項４記載のしゃ断装置。
【請求項６】上記ドーナツ形コアが、導体の縦軸のま
わりに同心状に巻かれた非晶質金属薄板で構成されてい
る請求項５記載のしゃ断装置。
【請求項７】上記電流迂回回路が、（ａ）容量手段、
（ｂ）上記容量手段を所定の電圧に予め充電するように
接続された予充電手段、および（ｃ）上記回路網両端間
に上記容量手段と直列に接続された第二のスイッチング
手段であって、予め充電された上記容量手段を上記回路
網を通して放電させるために電流しゃ断信号によって閉
じられるまで平常時開いている第二のスイッチング手段
を含んでいる請求項１記載のしゃ断装置。
【請求項８】上記容量手段と直列に接続された主端子
を有すると共に、上記第二のスイッチング手段をターン
オンさせるための電流しゃ断信号を受けるように接続さ
れた制御端子を有する固体素子により、上記第二のスイ
ッチング手段が構成されている請求項７記載のしゃ断装
置。
【請求項９】上記第一のスイッチング手段の開放の後
に上記電流迂回回路を通って流れるループ電流により上
記電流迂回回路両端間の電圧が上昇する場合、電源電圧
を超える破壊電圧を受けたときに導電を開始する型の電
圧クランプ手段が更に設けられ、上記電圧クランプ手段
は上記電流迂回回路の少なくとも一つの構成要素と並列
に接続され、破壊電圧を受けたときに残っている負荷電
流をこのような少なくとも一つの構成要素からバイパス
する請求項７記載のしゃ断装置。
【請求項１０】上記第二のスイッチング手段と上記容
量手段との直列組み合わせと並列に接続された固体バリ
スタ手段により上記電圧クランプ手段が構成されている
請求項９記載のしゃ断装置。
【請求項１１】上記電流迂回回路が更に、上記容量手
段および上記第二のスイッチング手段と直列に接続され
てこれらとパルス形成回路を構成するインダクタンス手
段、および上記回路網と並列に、かつ上記パルス形成回
路とも並列に接続された第一の片方向導電手段を含み、
上記第一の片方向導電手段は、上記パルス形成回路が最
初に発生した電流の方向に電流を通すような極性とされ
ている請求項７記載のしゃ断装置。
【請求項１２】上記容量手段および上記インダクタン
ス手段が、上記パルス形成回路により発生する電流パル
スを正弦波状に整形する直列共振回路を構成する請求項
１１記載のしゃ断装置。
【請求項１３】電流パルスの一部を導電させて、負荷
電流の上記電流迂回回路へ方向転換を助け、かつ上記可
飽和リアクタンス手段が逆飽和に達する前の時間を伸ば
すための整流ダイオードにより、上記第一の片方向導電
手段が構成されている請求項１１記載のしゃ断装置。
【請求項１４】上記インダクタンス手段と並列に接続
された第二の片方向導電手段が更に設けられ、上記第二
の片方向導電手段は上記パルス形成回路により初期に発
生される電流の導通を阻止するが、その後は上記インダ
クタンス手段および上記第二の片方向導電手段よりなる
ループ回路内の電流導通を支持するような極性になって
いる請求項１１記載のしゃ断装置。
【請求項１５】上記第一のスイッチング手段の作動手
段が、上記パルス形成回路によって発生される電流に応
動して上記第一のスイッチング手段の開離可能な接点を
開くように上記パルス形成回路と直列に接続された電気
的に付勢可能な作動巻線を含んでいる請求項１１記載の
しゃ断装置。
【請求項１６】上記第二の片方向導電手段がダイオー
ドである請求項１４記載のしゃ断装置。
【請求項１７】上記回路網と並列に、かつ上記パルス
形成回路とも並列に接続された主端子を有すると共に、
ゲート端子を有するスイッチング可能な素子により上記
第一の片方向導電手段が構成され、上記パルス形成回路
により発生された電流に応じて生じる上記可飽和リアク
タンス手段両端間の電圧の増大に応動して上記スイッチ
ング可能な素子をターンオンするターンオン手段が更に
設けられている請求項１４記載のしゃ断装置。
【請求項１８】入力が上記可飽和リアクタンス手段の
両端間に接続され、かつ出力が上記主端子のうちの一つ
と上記ゲート端子とに結合された積分手段により、上記
ターンオン手段が構成されている請求項１７記載のしゃ
断装置。
【請求項１９】電源および負荷と直列回路に接続され
た電力線に流れる負荷電流をしゃ断するためのしゃ断装
置に於いて、平常時閉じた位置に維持される開離可能な接点および上
記開離可能な接点を開くための電気信号を受ける作動コ
イルを含む第一のスイッチング手段、電源と負荷との間に負荷電流を流すための回路網を上記
開離可能な接点と共同して構成するように上記開離可能
な接点と直列回路に接続された可飽和リアクタンス手段
であって、平常時は負荷電流によって飽和状態に維持さ
れている可飽和リアクタンス手段、上記回路網両端間に接続され、容量手段、上記容量手段
を予め充電するための予充電手段、インダクタンス手
段、片方向導電手段および第二のスイッチング手段を含
む電流迂回回路であって、上記の容量手段、インダクタ
ンス手段および第二のスイッチング手段が上記回路網両
端間に直列に接続されてパルス形成回路を構成している
電流迂回回路、電流しゃ断信号に応動して上記第二のスイッチング手段
を閉じることにより、負荷電流の方向とは逆の方向に上
記回路網を通る電流パルスであって、上記可飽和リアク
タンス手段を不飽和状態に駆動して負荷電流を上記回路
網から上記電流迂回回路に方向転換させるのに充分な極
性と継続時間の電流パルスを発生させる手段、負荷電流が上記回路網から方向転換された後、上記作動
コイルに電気信号を印加することにより上記開離可能な
接点を開く制御手段を含み、上記片方向導電手段が上記回路網および上記パルス形成
回路と並列に接続され、かつ上記電流パルスを通す極性
で接続されていることを特徴とするしゃ断装置。
【請求項２０】上記制御手段が、上記パルス形成回路
により発生される電流パルスに応動して上記開離可能な
接点を開くように上記作動コイルを上記パルス形成回路
と接続する手段を含んでいる請求項１９記載のしゃ断装
置。
【請求項２１】電流パルスに応動して生じる上記可飽
和リアクタンス手段の両端間の電圧の増加に応動して導
通し始めるように接続されたスイッチング可能な素子に
より上記片方向導電手段が構成されている請求項２０記
載のしゃ断装置。
【請求項２２】直流電源および負荷と直列回路に接続
されたスイッチング手段により直流負荷電流をしゃ断す
るために設けられ、上記スイッチング手段の開放の前に
直流負荷電流が上記スイッチング手段から電流迂回回路
網に方向転換されるようにするしゃ断装置に於いて、上記スイッチング手段、直流電源と負荷の間に接続される回路網を上記スイッチ
ング手段と共に構成するために上記スイッチング手段と
直列に接続された被制御インピーダンス手段であって、
負荷電流を導通する、平常時は電圧降下が最小となるよ
うに低インピーダンスである被制御インピーダンス手
段、上記スイッチング手段および上記被制御インピーダンス
手段よりなる上記回路網の両端間に直接接続されたパル
ス形成手段であって、負荷電流しゃ断信号に応動して、
ピークの大きさが負荷電流の大きさより大きく、方向が
上記回路網内で負荷電流とは逆である電流パルスを供給
するパルス形成手段、上記回路網および上記パルス形成手段と並列になるよう
に上記回路網の両端間に接続された片方向導電手段であ
って、上記パルス形成手段の発生する電流パルスに対す
る導電経路を形成するような極性になっていて、電流パ
ルスに応動して上記回路網両端間の電圧を当該片方向導
電手段の低い順方向導電電圧に制限する片方向導電手段
を含み、上記被制御インピーダンス手段は、負荷電流しゃ断信号
に応動して電圧降下が大きくなるように高インピーダン
スに切り換わって、上記片方向導電手段の低い順方向電
圧降下と協力して上記回路網から負荷電流を方向転換さ
せるように作用し、さらに、負荷電流が上記回路網から方向転換されたとき
に上記スイッチング手段を開く手段を含むことを特徴と
するしゃ断装置。
【請求項２３】上記パルス形成手段が更に、上記回路
網と直列ループ回路に接続された、所定の直流電圧に予
め充電された容量手段、インダクタンス手段および第二
のスイッチング手段を含み、上記片方向導電手段が上記
回路網の両端間に接続された整流ダイオードで構成され
ている請求項２２記載のしゃ断装置。