JPH0756451B2

JPH0756451B2 - 計測装置

Info

Publication number: JPH0756451B2
Application number: JP59257181A
Authority: JP
Inventors: 正喜小澤; 俊幸保坂; 正幸吉澤
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1984-12-04
Filing date: 1984-12-04
Publication date: 1995-06-14
Anticipated expiration: 2010-06-14
Also published as: JPS61133829A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、温度，圧力等を測定する計測装置に関し、特
に測定精度のバラツキを是正する技術に関する。

〔従来の技術〕

従来、サーミスタ等の感温抵抗を用いた電子温度計にお
いては、測定温度範囲では温度変化に影響されず略一定
の抵抗値を示す基準抵抗を有しており、基準抵抗の抵抗
値と感温抵抗の抵抗値との比（抵抗比）を求めて温度に
換算（デコード）するようになっている。即ち、従来の
電子温度計は、サーミスタと基準抵抗及び初期調整用可
変抵抗器を有し、サーミスタと基準抵抗を切り換えてそ
れぞれの抵抗値に基づく周波数を持つパルス信号を発生
する抵抗値−周波数変換回路と、源振クロックを分周し
て所定パルス幅のウィンドウパルスを生成する分周回路
と、所定パルス幅に相当する計数時間に亘り基準抵抗に
基づく基準パルス信号を計数すると共に、リセット後に
同じく上記計数時間に亘り感温抵抗に基づく検出パルス
信号を計数するカウンタとを有しており、基準パルス信
号の計数値と検出パルス信号の計数値との比（抵抗比）
を算出し、参照メモリでその抵抗比を温度に換算して温
度表示するものである。

このような構成の電子温度計は次のように動作する。ま
ず、第１フェーズにおいては、抵抗値−周波数変換回路
が基準抵抗及び初期調整用可変抵抗器を選択して両者の
直列合成抵抗値を持つ基準パルス信号を発生する。この
基準パルス信号は分周回路により決定される一定の計数
時間に亘りカウンタで計数され、その基準パルス信号の
計数値（第１の計数値）は記憶手段によって一時記憶さ
れる。そしてカウンタがリセットされる。次に、第２フ
ェーズにおいては、抵抗値−周波数変換回路がサーミス
タを選択してその抵抗値に応じた周波数を持つ温度検出
パルス信号を発生する。この温度検出パルス信号も分周
回路により決定された一定の計数時間に亘りカウンタで
計数されて温度検出パルス信号の計数値（第２の計数
値）が得られる。そして一時記憶された第１の計数値と
第２の計数値との比が算出され、温度換算により温度が
表示されるようになっている。

このように基準抵抗の抵抗値とサーミスタの抵抗値との
比から温度表示を得るためには、温度計毎の換算テーブ
ル等は一定の換算データを持っているため、ある一定の
温度（例えば室温）においては抵抗比はどの温度計でも
一定値でなければならないが、実際には、基準抵抗やサ
ーミスタには抵抗値の個体差（抵抗値の製造バラツキ）
が存在することから、抵抗比は一定にはならない。そこ
で抵抗比を一定にするために、製造段階の検査工程にお
いて初期調整用可変抵抗器を動かし基準抵抗との合成直
列抵抗値を増減調整して抵抗比が一定値になるように合
わせ込んでいる（絶縁値精度調整）。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上記の電子温度計においては次のような
問題点があった。

検査工程において一定の温度下に電子温度計を置き、
その温度表示値が一定温度になるように可変抵抗値に対
し手動で調整を加えることは、煩雑な手間を要し、殊に
厳しい精度が要求される温度計にあっては、微調整作業
も熟練を必要とする。従って、低い生産性に留まり、低
コスト化の障害となっていた。

また、上記の電子温度計では可変抵抗値は固定抵抗値
に比して耐環境性に劣り、経時変化（抵抗値変化）を招
き易く、使用時における温度表示の信頼性が乏しい。

更に、可変抵抗器は可動部を有するため、回路系全体
の半導体集積化に不向きであり、抵抗値−周波数変換回
路，分周回路，カウンタと共にワンチップ化ができず、
可変抵抗器は外付けのディスクリート部品として基板実
装してければならない。このため、体温計等に適用する
場合には、小型化の障害になると共に、部品点数の増大
により製造コストの上昇に繋がる。

上述の問題点を解消する技術として、本件出願人は先に
特願昭59-17499号（特開昭60-161538号公報）を以て電
子温度計を開示した。この出願に開示の電子温度計は、
基準抵抗の抵抗値に基づく周波数を持つ基準パルス信号
と感温抵抗の抵抗値に基づく周波数を持つ温度検出パル
ス信号を切り換え可能に発生する抵抗値−周波数変換回
路と、予め規定した計数時間に亘り基準パルス信号を計
数すると共に、リセット後上記所定の計数時間に亘り温
度検出パルス信号を計数する計数回路とを有し、基準パ
ルス信号の計数値と温度検出パルス信号の計数値との比
に基づいて温度を表示する電子温度計において、計数回
路をセット付き計数回路とし、基準パルス信号又は温度
検出パルス信号のいずれか一方の計測に先立ってセット
付き計数回路に対して抵抗値バラツキ補正用データを初
期値として設定する初期値設定回路を有するものであ
る。

この電子温度計もまた従来と同様に、特定の温度におい
て基準抵抗の計数値と感温抵抗の計数値との比が製品間
でバラツキ無く一定値となるようにする必要があるが、
従来のように、元々基準抵抗と感温抵抗との抵抗比を可
変抵抗の調整で一定値にしておくのではなく、計数比が
一定値になるように固有の抵抗値バラツキ補正用データ
を温度測定の際にセット付き計数回路へ送り込むように
している。従来の抵抗値のバラツキを無くす補正の仕方
が検査工程における抵抗値自体の増減（ハード的恒久補
正）であるのに対し、上記出願に係る電子温度計では検
査工程における特定温度と表示温度を合致させるような
固有の抵抗値バラツキ補正データ値の選定と温度測定時
でのその補正データによるセット付き計数回路の初期値
設定（ソフト的随時補正）である。このようなソフト的
随時補正を達成するには、従来の計数回路をセット付き
計数回路に変えることと、基準パルス信号又は温度検出
パルス信号のいずれか一方に先立ってセット付き計数回
路へ固有の抵抗値バラツキ補正用データを初期設定する
初期値設定回路を必要としている。これによれば、初期
調整用可変抵抗器を用いずに済み、抵抗値のバラツキの
ある基準抵抗と感温抵抗を使用しても、それらの抵抗比
を見かけ上一定値にすることができ、低コストで調整工
程が少なく経時変化の無い電子温度計を実現できる。

ところで、上記電子温度計においては、計数時間が同一
の条件において基準抵抗に基づく基準パルス信号の計数
値と感温抵抗に基づく検出パルス信号の計数値とを求
め、両計数値からその計数比を算出した後、その計数比
に対応した温度に換算するようにしている。このため、
計数比を演算する割算回路が必須となっている。カウン
タ等で割算回路を構成すると回路が非常に複雑化してし
まう。このため、体温計には適用でき難い場合もある。
また、温度計，体温計に限らず、感圧抵抗を備えた抵抗
値−周波数変換回路を持つ小型圧力計等にも上記ソフト
的随時補正を適用させたい要請があるものの、やかり割
算回路が必須であるため、回路系の複雑さと素子形成領
域の大規模化を招き易い。

そこで上記問題点に鑑み、本発明の課題は、初期調整用
可変抵抗器を用いず、抵抗値のバラツキのある基準抵抗
と検出抵抗を使用しても、それらの抵抗比を見かけ上一
定値にすることができ、低コストで調整工程が少なく経
時変化の無い温度等の計測装置を提供することを前提と
しつつ、割算回路を不要とする簡易構成の計測装置を実
現することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記の課題を解決するために、本発明は、基準抵抗及び
温度，圧力等に感応して抵抗値変化する検出抵抗を備
え、いずれか一方を第１の抵抗とすると共にその他方を
第２の抵抗として、第１の抵抗に基づく時定数で充電し
た後、第２の抵抗に基づく時定数で放電する充放電手段
と、上記充電過程で目標計数値になるまで計時パルス信
号を計数した後、上記放電過程で上記充電開始時の電圧
値に到るまで上記計時パルス信号を計数する計数手段
と、上記放電過程での計数値に基づいて計数結果を表示
する計数装置において、抵抗値バラツキ補正用データに
応じて上記充電過程での計数回数を設定する計数回数設
定手段を有して成ることを特徴とする。

〔作用〕

まず充電過程においては、計数手段の計数が目標計数値
に達するまでの時間に亘り、充放電手段によって第１の
抵抗により充電される。目標計数値に達した時点では、
充電による電圧値が決定されることになる。その後、計
数手段により放電過程における計数が行なわれる。放電
過程では充電開始時の電圧に到るまで計数される。本発
明では、計数回数設定手段の存在によって、充電過程で
の計時パルスの計数回数を調整できるので、充電過程で
決定される積分電圧の値を可変できる。結果的に、放電
過程での計数時間の長短が調整される。従って、放電過
程での計数値を増減させることができるので、抵抗値の
バラツキによる精度誤差を是正可能で、初期調整用可変
抵抗器を用いずに済み、低コストで調整工程が少なく経
時変化の無い計測装置を提供できる。

そしてまた本発明では、放電過程での計数値だけに基づ
いて計測結果が表示されるようになっているので、計数
比を算出することなく、割算処理が不要である。このた
め、回路系の複雑さや素子形成領域の大規模化を回避で
きる。

〔実施例〕

本発明の実施例を添付図面に基づいて説明する。

図１は本発明の実施例に係る電子温度計の回路構成を示
すブロック図であり、図２は図１のブロック図内の抵抗
値−周波数変換回路１の回路図、図３は図１に示したブ
ロック図内の初期論理調整回路９と分周回路10の一部を
表す回路図、図４は電子温度計の各部信号を示すタイム
チャートで、図１〜図３に記入されたポイントＡ〜Ｊに
おける信号の変化を示している。

本実施例の電子温度計は、基準抵抗２と容量４により構
成される回路の充放電から抵抗値−周波数変換回路１に
おいて発生する基準パルス信号を、分周回路10によりカ
ウントし、その測定時間T0をメインカウンタ18で計測す
る。また感温素子（感温抵抗）３と容量４により構成さ
れる回路の充放電から抵抗値−周波数変換回路１におい
て発生する検出パルス信号を、既に決定された計数時間
T0の間、分周回路10によりカウントする。電子温度計
は、分周回路10のカウント値（観測計数値）に基づき温
度を表示する変換表示部72を備えている。さらに、本例
の温度計においては、分周回路10に初期値を設定可能な
初期論理調整回路（補正データ設定回路）９を備えてい
る。

本例の温度計の測定原理は、一定期間の基準抵抗２と容
量４による充放電回数と、感温素子（感温抵抗）３と容
量４による充放電回数とから、基準抵抗２の計数値と感
温素子３の計数値との比を求めて、その比から温度を判
定するものである。そのため、本例においては予め所定
の計数時間を設定しておくのではなく、基準抵抗２と容
量４による目標充放電回数からメインカウンタ18により
計数時間をメインコントローラ17に設定した後、その計
数時間に亘り今度は感温素子３と容量４による充放電回
数を分周回路10でカウントして、そのデジタルカウント
値をラッチ11でラッチし、ROM12に用意された変換テー
ブルで温度デジタル値に変換して、表示部15によりデジ
タル温度を表示している。

さらに詳しく説明すると、発振器であるOSC19からのク
ロック信号をメインカウンタ18で分周し、時間計測を可
能としている。そして、メインカウンタ18により計時さ
れた結果に基づき、メインコントローラ17から図４に示
す各種のコントロール信号が出力される。この信号のう
ちφ１、φ２、φ３は、図２に示す抵抗値−周波数変換
回路１を構成するMOSトランジスタTr1、Tr2、及びTr3の
ゲート信号であり、上述した充放電動作を行わせるもの
である。なお、Tr1、Tr2は、Ｐチャンネル型トランジス
タ（以下Ｐチャンと略する）で、Tr3は、Ｎチャンネル
型トランジスタ（以下Ｎチャンと略する）とする。

以下で、図２に示す抵抗値−周波数変換回路１の動作を
説明する。基準抵抗２と容量４による充放電期間をフェ
イズＩと称し、感温素子３と容量４による充放電期間を
フェイズIIと称する。

（１）フェイズＩによる充放電モード抵抗値−周波数変換回路１は、図２に示すように、基準
抵抗２と感温素子３とが並列に接続され、これらに共通
に容量４が直列に接続されている。また、基準抵抗２に
はトランジスタTr1が、感温素子３にはトランジスタTr2
がそれぞれ直列に接続されている。さらに、容量４は、
トランジスタTr3によるバイパス回路が接続されてい
る。従って、トランジスタTr1により、基準抵抗２に係
る回路のオン・オフが行なわれ、トランジスタTr2によ
り、感温素子３に係る回路のオン・オフが行われる。さ
らに、トランジスタTr3により容量４の充放電の制御が
行なわれる。

フェイズＩにおいては、信号φ２、φ３とＢ点が高レベ
ル、信号φ１が低レベルの場合で、Tr1、Tr2がＰチャ
ン、Tr3がＮチャンであるため、ＰチャンTr1のみがオン
して、基準抵抗２の回路がオンとなる。そして、トラン
ジスタTr3のゲートには、信号φ３とＢ点の信号がNAND
ゲート６を介して入力されているため、トランジスタTr
3はオフとなる。従って、容量４が基準抵抗２を介して
充電される。容量４の容量値をＣ、基準抵抗２の値をR1
とすると、容量４は、時定数Ｃ×R1により充電される。

容量４に充電されたＡ点の電圧はインバータ５を介して
Ｂ点に供給される。インバータ５は、Ａ点のレベルがロ
ジックレベル1/2V_DDを越えると反転しＢ点は低レベルと
なる。従って、トランジスタTr3のゲートに印加されるN
AND6の出力は高レベルとなり、Ａ点はＮチャンTr3を介
してV_SSにショートされるため容量４は放電される。そ
の結果、Ａ点の電圧は低下し、インバータ５の出力は再
度高レベルに反転する。そして、トランジスタTr3はオ
フとなり、容量４の充電が始まる。この波形を図４のＡ
点の信号として、時刻t1に始まるフェイズＩに示されて
いる。インバータ５による波形Ｂは、同じく図４のＢ点
の信号として示されており、時刻t1から時刻t2までのフ
ェイズＩの期間をT1とすると、この期間T1の間での波形
Ｂのパルス数N1と、容量４の値Ｃおよび基準抵抗２の抵
抗値R1との関係は次式となる。

T1＝（Ｃ×R1×ln2）×N1 ・・・（１）（II）フェイズIIによる充放電モード信号φ２が低レベル、信号φ１、φ３、およびＢ点が高
レベルの場合、ＰチャンTr2のみがオンする。従って、
感温素子３と容量４との回路が接続され、感温素子３の
抵抗値をRsとすると、容量４は時定数Ｃ×Rsで充電され
る。上述したフェイズＩと同じく、Ａ点の電圧がインバ
ータ５のロジックレベル1/2V_DDに達すると、ＮチャンTr
3がオンする。そのため、Ａ点は、V_SSにショートされ、
図４に示したＡ点でのフェイズIIにおける波形が得られ
る。従って、インバータ５を介したＢ点には、図４に示
したように、感温素子３の抵抗値Rsが変動すると、周期
が変動するパルスが発生する。フェイズIIの期間をT2と
し、この期間T2の間に発生するＢ点のパルス数をN2とす
ると、容量４の値Ｃおよび抵抗値Rsとの間には次式の関
係がある。

T2＝（Ｃ×Rs×1n2）×N2 ・・・（２）フェイズＩの期間T1は、メインカウンタ18の設定された
分周段からの信号φ４の立ち上がりにより時刻t1から始
まる。続いてメインコントローラ17の出力信号φ２およ
びφ３が立ち上がり、基準抵抗２と容量４の充放電が始
まる。Ｂ点の波形（信号Ｂ）は、抵抗値−周波数変換回
路１からNORゲート７を介して分周回路10に入力されて
いる。従って、同じくNORゲート７に入力されるＣ信号
の立ち下がると、信号Ｂのパルスが分周回路10へクロッ
ク信号として入力される。基準抵抗２と容量４の充放電
が進み、時刻t2に、分周回路10での計測が前述のフェイ
ズＩとして設定されている目標パルス数N1となると、多
入力NANDゲート（以下多入力ゲートと略する）16の出力
設定となり信号Ｇが出力される。信号Ｇが出力されると
信号φ２およびφ３が立ち下がり、信号Ｃが立ち上がり
フェイズＩは終了する。この時、メインコントローラ17
では、時刻t1から時刻t2のフェイズＩの計数時間T1の時
間がメインカウンタ18の分周出力を使用し記憶される。
なお、フェイズＩのT1間は信号Ｈは高レベルとなってい
る。

フェイズIIの期間T2は、メインカウンタ18の設定された
分周段の出力φ４の立ち下がりにより時刻t3から始ま
る。続いて、メインコントローラ17の出力信号φ１とφ
３が立ち上がり、感温素子３と容量４の充放電が始ま
り、抵抗値−周波数変換回路１からパルス状の信号Ｂが
出力される。そして、信号Ｃの立ち下がりにより、NOR
ゲート７を介して信号Ｂのパルスが分周回路へクロック
として加わっていく。同時に、時刻t3から感温素子３に
よる充放電が開始されるとメインカウンタ18のカウント
アップも進んでいく。この時、メインコントローラ17で
はフェイズＩで記憶された計数時間T1の分周出力データ
と、メインカウンタ18のカウントデータの比較が行われ
ている。時刻t4に、両者が等しくなるとメインコントロ
ーラ17により、信号φ１、φ３が立ち下がり、信号Ｃが
立ち上がりフェイズIIの期間T2は終了する。この間に、
信号Ｂを分周回路10でカウントした観測カウント値N2を
ラッチするため、時刻t4に、メインコントローラ17から
ラッチ信号Ｕが出力され、ラッチ11ではカウント値N2の
値がラッチされる。そして、カウント値N2がROM12に記
憶された変換テーブルで温度デジタル値に変換され、デ
コーダー13、トライバー14を経て表示部15に表示され
る。

このように、本例の温度計においては、結果的に、メイ
ンコントローラ17により基準抵抗２によるパルス数を計
測するフェイズＩの期間T1、感温素子３によるパルス数
を計測するフェイズIIの期間T2とが同じ時間間隔となる
よう動作している。ゆえに（１）式と（２）式は等し
く、次のように表される。

（Ｃ×R1×1n2）×N1＝（Ｃ×Rs×1n2）×N2 ・・・
（３）よって、N1、N2、Rs、R1には以下のような関係があるこ
とが判る。

N2＝R1/Rs×N1 ・・・（４）また、感温素子３として、サーミスタを用いると、その
温度Ｗ℃時の抵抗Rsは、次式になる。

Rs＝R0×exp（Ｂ（1/W−1/W0）・・・（５）ここで、Ｂはサーミスタ定数、W0は基準温度、R0は温度
W0におけるサーミスタの抵抗値である。これを（４）式
に代入すると、次式となる。

N2＝R1×N1/（R0×exp（Ｂ（1/W−1/W0）））・・・
（６）温度Ｗ℃と、カウント数N2との関係は（６）式のように
なり、フェイズIIで計測されたN2は、ラッチ16よりROM1
2に転送され、（６）式に基づく変換テーブルにより、
°Ｃあるいは°Ｆの温度デジタル値に変換され、さら
に、デコーダ13、ドライバー14を通って表示部15でデジ
タル温度表示される。このように温度表示は、計数値N2
を計測値とするが、結果的にN1とN2の比に基づいて決定
される。

なお、本例の温度計と異なり、抵抗値−周波数変換回路
１の最初の充放電フェイズＩで感温素子と容量の充放電
を行ない、フェイズIIで基準抵抗と容量の充放電を行
い、基準抵抗と容量の充放電をN2として上記と同様の処
理によって、温度デジタル値への変換を行ってもN1、N
2、Rs、R1には同様の関係があるため、上記と同様に温
度測定を行なうことが可能である。

次に、本例の温度計において採用している絶対値調整に
ついて説明する。調整としては、温度測定原理による調
整点の温度において、感温素子３の抵抗値の変化により
周波数が変動したパルス信号のカウント値N2を、ROM12
に記憶された変換テーブルの設定数に合わせれば良い。
従って、基準抵抗２および感温素子３の抵抗値が、各々
有する個体差によりばらついて変換テーブルの設定値抵
抗比に対してズレてしまうことにより、カウント値N2が
ズレてしまうことを補正できれば良い訳である。このよ
うな個体差による設定値抵抗比に対するズレをＫをする
と（４）式は、次式となる。

N2＝R1/Rs×N1×Ｋ・・・（７）従って、Ｋをなんらかの方法で補正できれば、変換テー
ブルの設定値抵抗比に合致するカウント値N2をラッチ11
に供給することができ、絶対値の調整を行なうことが可
能となる。

そこで、基準抵抗２により、フェイズIIの計数時間を決
定するカウント値N1を可変させてN11とし、このカウン
ト値N11をN11＝N1/Kとすると（７）式は次式となる。

N2＝R1/Rs×N11/K×Ｋ N2＝R1/Rs×N11 ・・・（８）このように設定抵抗値比に対するズレＫは、N1をN11と
可変設定できれば補正でき、絶対値調整を行なえること
が判る。従って、本例においては、初期論理調整回路９
により、カウント値N1を個体差を考慮したカウント値N1
1となるように可変設定する。

カウント値N1を調整する方法（計数回数調整手段）に
は、カウントを行なう分周回路10に、カウントを開始す
る前に、調整に必要なカウント値をプリセットしてお
き、底上げしてからカウントする方法と、分周回路10に
おいてカウントアップ（計数打ち切り）するターゲット
となるカウント値N1をN11に打ち切り変更する方法とが
ある。

図１に示す本例の電子温度計では、初期論理調整回路
（補正データ設定回路）９を用いて、分周回路10に補正
データを初期値としてプリセットすることにより、カウ
ント値をN1からN11としている。すなわち、分周回路10
におけるカウントアップに用いられる多入力NANDゲート
16の出力設定と、初期論理調整回路９の初期データセッ
トの設定の差をカウント値N11として可変設定できるよ
うにしている。このカウント値N11を数式で表すと、多
入力NANDゲート16の出力設定をＭとして、初期論理調整
回路９の初期データセットの設定値をM0とするとN11＝
Ｍ−M0となる。そして、カウント値N1をN11に可変設定
するために、Ｍを固定しM0を可変設定している。

図３に、分周回路10と、初期論理調整回路（補正データ
設定回路）９の構成を示してある。分周回路10は、セッ
ト優先型リセット付1/2分周回路（以下セット1/2分周回
路と略する）28〜31とリセット付1/2分周回路32をカス
ケード接続して成り、2⁰〜2⁴まで順次カウントされる。
そして、セット1/2分周回路28〜31とリセット付1/2分周
回路32により構成される各ビットの結果が、ラッチ回路
11および多入力NANDゲート16に出力される。

この分周回路10に初期データセットを設定する初期論理
調整回路（補正データ設定回路）９は、分周回路10の2⁰
〜2³のセット1/2分周回路28〜31に対応したハーフビッ
トのフリップフロップ回路（ラッチ回路）20〜23を備え
ている。それぞれのフリップフロップ回路20〜23のデー
タ入力端子Ｄは、配線オープン・ショート型記憶手段の
データ端子D0〜D3に接続されている。またデータ端子D0
〜D3にはプルアップ用のMOSトランジスタTr4〜Tr7が接
続されている。従って、配線オープン・ショート型記憶
手段のデータ端子D0〜D3に接続する配線パターンを切断
することによりデータの不揮発的記憶が可能となってお
り、後述するようにそのデータの読み出しにおいてはMO
SトランジスタTr4〜Tr7をオンさせてプルアップし、配
線オープン（切断）のときはそのデータ端子に電源電圧
V_DDが、配線ショート（未切断）のときはそのデータ端
子に接地電圧V_SSがそれぞれ現れるようになっている。M
OSトランジスタTr4〜Tr7のプルアップ回路は端子34に加
わるゲート信号であるデータ読み出し制御信号によって
オンするようになっている。ラッチ回路のフリップフロ
ップ回路20〜23は、端子35に加わるクロックパルス（ラ
ッチ制御信号）によってデータ端子D0〜D3に読み出され
たデータ信号をラッチする。フリップフロップ回路20〜
23の出力Ｍは、高レベルの初期設定制御信号Ｊの印加に
よりNANDゲート24〜27が開き、対応するセット1/2分周
回路28〜31のセットＳ（バー）端子に供給され、フリッ
プフロップ回路20〜23の設定値、すなわち、初期論理調
整回路９の設定値が分周回路10に設定される。

例えば、初期データセットの設定値M0をM0＝１とする場
合は、データ端子D0に繋がる配線パターンは切断されて
おり、プルアップ用のトランジスタTr4がオンとなる
と、データ端子D0はV_SSライン33からオープン状態であ
るため、データ端子D0は電源電圧V_DDである。他のデー
タ端子D1〜D3に繋がる配線パターンは未切断状態である
ため、データ端子D1〜D3は接地電圧V_SSにショートして
いる。従って、フリップフロップ回路20には「１」がセ
ットされ、他のフリップフロップ回路21〜23には「０」
がセットされる。そして、初期設定制御信号Ｊのタイミ
ングで設定タイミング回路のNANDゲート24のみ開き、セ
ット1/2分周回路28の2⁰を「１」に出力セットする。こ
れにより分周回路10は初期値M0＝１に設定されたことに
なる。さらにM0＝５とする場合は、端子D0をV_SSライン3
3から開放するだけでなく、端子D2をV_SSライン33から開
放する。これにより、セット1/2分周回路30の2²出力
も、プリップフロップ回路22の設定値がNANDゲート26を
介して設定され、分周回路10には、M0＝５が設定され
る。なお、V_SSライン33から開放されない他の端子D1お
よびD3は、フリップフロップ回路21および23のデータ入
力端子Ｄが低レベルのままであるので、対応するセット
1/2分周回路29および31にはデータが設定されない。な
お、プルアップ回路でなく、プルダウン回路を用いるこ
ともできる。

ＰチャンTr4〜Tr7は常にオンのままだと、V_DDとV_SS間に
常に電流が流れてしまい、回路の消費電流が大きくなっ
てしまう。このため、本実施例においては適当な初期デ
ータの読み込みサイクルでＰチャンTr4〜Tr7はゲート端
子34への低レベル信号でオンし、合わせてクロック端子
35へもラッチ制御信号が入り、ハーフビットフリップフ
ロップ20〜23へのデータのラッチを行なうようになって
いる。測定期間中、ＰチャンTr4〜Tr7が常にオンでない
ので、電力を節減できる。また、異なる製品間でデータ
値が異なっていても、データ設定に要する消費電力をほ
ぼ同じにできる。

本例の温度計においては、初期論理調整回路９に設定さ
れた初期データの読み込みのタイミングは、図４に示さ
れている通りフェイズＩが始まる時刻t1の前に、分周回
路10をすべてリセット信号Ｉでリセットした後、初期設
定制御信号Ｊで初期データのM0を分周回路10に読み込ん
でいる。そして、初期データM0が設定された分周回路10
により、抵抗値−周波数変換回路１から出力されるフェ
イズＩの基準抵抗に基づくパルス信号Ｂをカウントし、
カウント値N1に到達する時間をメインカウンタ18により
基準値として設定する。次にフェイズIIにより、感温素
子３に基づくパルス信号Ｂをカウントする訳であるが、
この際は、初期設定制御信号JJは高レベルとならず、分
周回路10はリセット後、初期データM0が設定されない状
態からカウントを開始する。

このように、本例ではデータ端子D0〜D3をV_SSラインか
ら開放するために、基板パターンカットかカットしない
かの論理調整データを入力することにより、初期論理調
整回路９により初期設定される初期データを可変設定で
きる。勿論、パターン切断の代わりに、オン・オフスイ
ッチを用いた配線オープン・ショート型の記憶手段でも
良い。その結果、フェイズＩにおいてフェイズIIの測定
期間を決定する期間T1を、基準抵抗２と容量４による充
放電回数から、補正されたカウント値までカウントして
設定することができる。従って、調整ポイントにおける
基準抵抗と感温素子の抵抗値の個体差によるバラツキ、
すなわち、抵抗値比のズレを補正でき、絶対値調整が行
える。

図５は本発明の別の実施例における計数回路，計数動作
打ち切り回路及び打切り値設定回路を示すブロック図で
ある。図４に基づき説明した構成では、分周回路10に初
期データをプリセットしてからフェイズＩのカウントを
開始しているが、図５に示す構成では、分周回路10は初
期データをプリセットせず、分周回路10のカウント値を
判定して計数動作を打ち切り制御するための多入力NAND
ゲート（計数動作打ち切り回路）48と、抵抗値バラツキ
補正用データに応じて打ち切り値を設定する打切り値設
定回路とを有している。打切り値設定回路は、前述の初
期論理調整回路（補正データ設定回路）９と同様の構成
である回路と、排他的論理和ゲート（EXOR）44〜47から
なるデータ変換回路とを有している。多入力NANDゲート
48で判定される出力設定値を調整することで、カウント
値をN1からN11に変えている。

図５に示す分周回路10は、リセット付1/2分周回路36〜4
3により2⁰〜2⁷までカウント可能なカウンタであり、2⁰
〜2³をカウントするリセット付1/2分周回路36〜39の出
力が排他的論理和ゲート（EXOR）44〜４を介して多入力
NANDゲート48に入力されている。他のリセット付1/2分
周回路40〜43の出力は、そのまま多入力多入力NANDゲー
ト48に入力されている。EXOR44〜47のそれぞれ一方入力
には、データ端子D0〜D3からの抵抗値バラツキ補正用デ
ータのデータ信号が入力されている。例えば、EXOR44と
46の一方入力が高レベルのとき（補正データが（0101）
_２＝５のとき）、分周回路10の1/2分周回路36の出力が
「０」、1/2分周回路37の出力が「１」、1/2分周回路38
の出力が「０」、1/2分周回路39の出力が「１」、1/2分
周回路40〜46の出力が「１」になったとき、即ち計数値
（1111010）_２＝122のとき、多入力NANDゲート48から低
レベルの計数打ち切り制御の信号が出力される。補正デ
ータがゼロのときは計数値（1111111）_２＝127で計数打
ち切り制御の信号が出力されるが、補正データが５のと
きは、127から補正データを引いた計数値122で信号が出
力されて、分周回路10の計数動作が停止され、その間の
計数時間T1が前述のメインコントローラ17に記憶される
ようになっている。補正データを変えることで、このよ
うに、フェイズＩにより設定される期間T1の調整を行な
うことが可能となる。分周回路10はリセット付き分周回
路36〜43で構成されており、第１実施例の如くのセット
付き分周回路とはなっていない。このため、分周回路10
やその周辺回路は第１実施例の場合に比して、素子数の
増大が抑制できている。また、セット制御信号も不要と
なっているので、その信号生成回路も排除できる。従っ
て、本実施例では、第１実施例に比べて温度計の小型化
及び低コスト化を実現できる。

また、データ端子D0〜D3の部分も図３に示す初期値調整
回路（補正データ設定回路）９と同様な構成になってい
るので、測定期間中、プルアップ用のトランジスタが常
にオンし続けておらず、電力を節減できる。また同様
に、データ値が異なっていてもデータ設定に要する消費
電力も画一化できる。

なお、さらに、本実施例では、図１に示すように、信号
φ２と分周回路10に供給される信号とがNAND8に入力さ
れ、その出力が信号Ｅとしてモニター端子に取り出せる
ようになっている。従って、この信号Ｅをタイミングを
合わせ外部計測器で検出すると、温度測定結果に関する
カウント値であるN2の値を検出できる。N2値が検出でき
ると調整前の感温素子３の抵抗と基準抵抗との抵抗比の
ズレもN2換算で測定できる。従って、初期論理設定回路
９に設定する初期データも、この信号ＥによるN2値を利
用して、対応する補正量を記憶した外部CPU等を用いて
設定することができる。このように、信号Ｅを用いて初
期データを設定することにより、一回で初期論理設定回
路９の論理調整を終えることができる。また、この信号
Ｅを使用すれば電子温度計の簡易の温度測定の精度検査
を行える。更に、表示値の有効桁以下の桁まで値を求め
ることができるので、補正データの選定が高精度化し、
それ故、表示精度を向上させることができる。

〔実施例２〕本発明の第２の実施例に係る温度計の構成を図６に示
す。図７は図６で表す本実施例のタイムチャートであ
り、図６に記入されたポイントの信号を示している。本
例においては、実施例１が、感温素子３の抵抗値の変動
を捕らえるヘッド部分に抵抗値−周波数変換回路を用い
たのに対して、２重積分AD変換回路のヘッド部分を用い
ている。

すなわち、容量50とオペアンプOP1で構成される積分回
路部75を、分周回路57でカウントされる所定の時間T5の
間、基準抵抗２を介して充電し、次に、感温素子３を介
して積分回路部75の容量50を放電し、それにかかる時間
をコンパレータOP2により構成される判定回路部76の結
果を基に、分周回路57で計時している。この分周回路57
のカウント値を、実施例１と同様に変換表示部72で温度
に変換し表示している。このように、本例においては、
実施例１と異なり、積分回路部75の容量50に設定される
電圧を基準値とし、時間パルスを第１、および第２の基
準パルスとして計測することにより、基準抵抗２と感温
素子３の抵抗値比を計測して、温度を求めるようにして
いる。

従って、本例においては、積分回路部75に所定の電圧を
設定する基準値設定部70と、積分回路部75に設定された
電圧を放電する測定部71と、測定された温度を表示する
変換表示部72を備えている。そして、基準値設定部70
と、測定部71は同じ構成であって、基準抵抗２と感温素
子３との切り換えが可能なヘッド選択回路74と、容量50
およびオペアンプOP1と容量50を備えた積分回路部75
と、積分回路部75の容量50に充電された電圧を判定する
コンパレータOP2を備えた判定回路部76、積分時間を計
測する分周回路57、分周回路57のカウントアップを判定
する多入力ゲート64、さらに、これらを制御するメイン
コントローラ66を有している。測定部71として動作した
際の、分周回路57のカウント値は、実施例１と同様に、
変換表示部72のラッチ回路11にラッチされ、ROM12に記
憶された変換テーブルと比較され、デコーダー13、ドラ
イバー14を経て表示部15に表示される。

さらに、本例の温度計は、分周回路57でカウントされる
時間の調整が可能な初期論理調整回路63が、分周回路57
と多入力ゲート64との間に設置されている。

本実施例の温度測定原理は、感温素子３と容量50、基準
抵抗２と容量50で一定の電圧を積分する時間の比を変換
し、デジタル温度表示することである。以下基準抵抗２
と容量50の積分区間を第１の積分、感温素子３と容量50
の積分区間を第２の積分と称する。

（１）第１の積分発振器であるOSC19のクロック信号Y1で分周回路57はカ
ウント０からカウントアップまでを繰り返している。こ
こで、時刻t11に、分周回路57の出力が多入力ゲート64
の設定になった時、信号Y4が多入力ゲート64から出力さ
れる。メインコントローラ66は、この信号Y4に基づき信
号Q1を高レベルとし、アナログスイッチ54をオンさせ
る。アナログスイッチ54は、ヘッド選択回路74におい
て、基準抵抗２を選択するスイッチである。従って、ヘ
ッド選択回路74に用意された基準電源e2が基準抵抗２を
介して積分回路部75に接続される。これにより、第１の
積分が始まる。積分が始まると、オペアンプOP1の出力
点P1の電圧が上昇し、出力点P1の電圧が非反転入力に入
力される判定回路部76のコンパレータOP2の出力信号P2
は高レベルに反転する。

積分が進み、時刻t12において分周回路57がカウントア
ップすると、分周回路57からの信号Y3は反転し、第１の
積分は終了する。この第１の積分において、積分回路部
75のオペアンプOP1の出力点P1の電圧の変位を捉えると
次式となる。

ΔVP1＝E2/R1×N1 ・・・（９）ここで、P1の電圧の変位量をΔVP1、基準抵抗２の抵抗
値をR1、基準抵抗２に基準電圧e2より加わる電圧をE2、
第１の積分間で、時刻t11から時刻t12の間にOSC19から
分周回路57に加わるクロックの計測数N1とする。

（２）第２の積分第２の積分は第１の積分が終了すると、メインコントロ
ーラ66に入力される信号Y3の反転を捉えて信号Q1が低レ
ベル、信号Q2が高レベルとなり、始まる。すなわち、信
号Q1が低レベルとなるので、ヘッド選択回路74におい
て、基準抵抗２を選択するアナログスイッチ54がオフと
なり、感温素子３を選択するアナログスイッチ53がオン
となる。このため、ヘッド選択回路74に用意されている
基準電圧e1が感温素子３を介して積分回路部75に印加さ
れる。基準電圧e1は、感温素子３に対して、基準電圧e2
が基準抵抗２に対するのと逆極性となるように接続され
ている。このため、アナログスイッチ53がオンとなる
と、積分回路部75の容量50に蓄積された電荷の放電が開
始される。

放電が継続し、時刻t13に、オペアンプOP1の出力点P1の
電圧が、第１の積分の始まる前、すなわち、時刻t11の
電圧に戻ると、判定回路部76のコンパレータOP2の非反
転入力の電圧が低下するため、コンパレータOP2の出力
信号P2は低レベルに反転する。この信号P2をメインコン
トローラ66が受けて、信号Q2を低レベルとして第２の積
分は終了する。第２の積分間においてのオペアンプOP1
の出力点P1の電圧の変位をとらえると次式となる。

ΔVP1＝E1/Rs×N2 ・・・（10）ここで、感温素子３の抵抗値をRs、感温素子３に基準電
圧e1より加える電圧をE1、第２の積分期間、すなわち時
刻t12から時刻t13の間に分周回路57で計測されるクロッ
ク数をN2とする。

ここで（９）、（10）式のΔVP1は絶対値が等しいため
次式の関係が得られる。

E2/R1×N1＝E1/Rs×N2 ・・・（11）さらに、E1、E2は絶対値が等しくなるように、基準電圧
e1、e2等の回路を設定するとN1、N2、R1、Rsの間に次式
のような関係が得られる。

N1/R1＝N2/R2 ・・・（12）上式よりN2を求めると次式となる。

N2＝Rs/R1×N1 ・・・（13）この（13）式は第１の実施例の説明の中にある（４）式
のR1/Rsが逆数となっただけで、関係は同じである。こ
のことより、本実施例でも感温素子３と基準抵抗２との
抵抗値比バラツキをN1を可変設定し補正できれば、絶対
値調整が行えることがわかる。

なお、判定回路部76からの信号P2が反転する時刻t13
に、ラッチ信号Y2が出力され、その時点の分周回路のカ
ウント数N2がラッチ回路11にラッチされ、変換表示部72
により表示される。

同時に、メインコントローラ66からの信号Q3が高レベル
となり、アナログスイッチ55および56がオンとなる。従
って、積分回路部75および判定回路部76は、オートゼロ
用抵抗49を介して初期設定される。

その後、分周回路57は、カウントを継続し、時刻t14に
カウントアップすると、信号Y3は反転する。これと同時
に、メインコントローラ66により信号Y5が高レベルとな
り、多入力ゲート64がアクティブな状態となる。時刻t1
4から再度カウントを開始した分周回路57の値が、初期
論理調整回路63を経て調整された結果、時刻t15に多入
力ゲート64の設定値となると、信号Y4が多入力ゲート64
から出力され、これにより信号Q3が低レベルとなり、信
号Q1が高レベルとなるため、時刻t11の状態に戻る。

本例では、実施例１において、図５に基づき説明した初
期論理調整の方式が採用されている。すなわち、初期論
理調整回路63の初期データの設定を変えることにより、
多入力ゲート64の出力設定自体を可変設定している。こ
れにより第１の積分でカウントされるカウント値N1は数
式で表すと次式となり、 N1＝N0−NG ・・・（14）ここでN0は分周回路57のカウント０からカウントアップ
までのカウント数、NGは、初期論理調整回路63により調
整される多入力ゲート64の出力設定値である。

このように、NGが可変設定できることよりN1は可変設定
できる。すなわち、分周回路57が再度カウントを開始す
る時刻t14から、多入力ゲート64の出力信号Y4により第
１の積分が開始される時刻t15までの時間が調整可能と
なる。従って、第１の積分を行なう時刻t11（時刻t15と
等価）から時刻t12までの時間を初期論理調整回路63の
初期データにより調整できることとなる。その結果、第
１の積分を行なう時刻t11からt12の期間でカウントする
カウント値N1を可変設定することが可能となる。このよ
うに、カウント値N1を調整することができるので、（1
3）式に示すように、基準抵抗と感温素子との抵抗値の
個体値を調整でき、絶対値の調整を行なうことが可能と
なる。

このような構成の温度計においては、ヘッドの部分がど
のようなA/D変換でも感温素子と基準抵抗の抵抗値比を
求めてその抵抗値比を温度デジタル値に変換する電子温
度計ならば、すべてに応用可能である。

また、本例の初期論理設定回路の論理調整データとして
用いられる初期データのビット数、また、分周回路の1/
2分周回路の段数、さらに、多入力ゲートの設定を適時
に合わせることにより、どのような感温素子、基準抵抗
のバラツキにも合わせた調整も行うことができる。さら
に、分周回路によりカウントされる計測数の１クロック
の調整で、基準抵抗および感温素子の個体差を調整する
ことが可能であるので、どのような高精度の調整も可能
である。

また、上記実施例１および実施例２において、分周回路
またはメインカウンタをカウント０からカウントアップ
までする巡回カウンタとして用いている。この巡回カン
ウタを用いると測定結果にかかわらず測定サイクルは一
定であるため、外部のCPUへの接続も簡単に行うことが
できる。

また、巡回周期をさらに分周すると、ブザー鳴鐘時間、
オートパワーオフの時間設定に使用でき、巡回周期まで
の1/2分周回路の削減を行なうことができる。なお、巡
回カウンタを使用せずに専用分周回路で本発明を構成す
ることも当然可能である。

さらに、メインカウンタ、メインコントローラ、初期論
理調整回路、分周回路、多入力ゲート、ラッチ、ROM、
デコーダー、ドライバー等を必要とする範囲でワンチッ
プないし２チップのCPUを用いて構成することが可能で
ある。特に、ワンチップ化が困難な可変抵抗器を用いて
絶対値調整を行なうのではなく、フリップフロップ等を
用いた初期論理調整回路を用いて絶対値調整を行なうこ
とができることから、小形、高性能の電子温度計を実現
することができる。

また、本発明にCPUを用いる場合には、論理調整データ
の保持としてヒューズROMないしPROMを用いることもで
きる。

なお、上記実施例１および実施例２においいては温度を
測定する電子温度計に基づき説明しているが、圧力、加
速度等により抵抗値が変動する測定素子を用いた計測装
置の絶対値調整に適用できることは勿論である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、充電過程及び放電過程
における計測時間が予め規定されているのではなく、充
電過程では目標計数値に達するまで計数を行い、その結
果、充電による電圧値を決定した後、充電開始時の電圧
になるまで放電を続け、その放電過程での計数値に基づ
いて計測結果を表示する点に特徴を有している。従って
次の効果を奏する。

計数回数設定手段の存在によって、充電過程での計時
パルスの計数回数を調整できるので、充電過程で決定さ
れる積分電圧の値を可変できる。これによって放電過程
での計数時間の長短が調整される。従って、放電過程で
の計数値を増減させることができるので、抵抗値のバラ
ツキによる精度誤差を是正可能で、初期調整用可変抵抗
器を用いずに済み、低コストで調整工程が少なく経時変
化の無い計測装置を提供できる。

放電過程での計数値だけに基づいて計測結果が表示さ
れるようになっているので、計数比を算出することな
く、割算処理が不要である。このため、回路系の複雑さ
や素子形成領域の大規模化を回避できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例に係る電子温度計の回路構
成を示すブロック図である。第２図は第１図に示す電子温度計の抵抗値−周波数変換
回路を示す回路図である。第３図は第１図に示す電子温度計の分周回路及び初期論
理調整回路の構成を示す回路図である。第４図は第１図に示す電子温度計の各部信号を示すタイ
ムミングチャートである。第５図は第１実施例における別の初期論理調整回路を用
いた回路構成を示す回路図である。第６図は本発明の第２実施例に係る電子温度計の構成を
示すブロック図である。第７図は第６図に示す電子温度計の動作を示すタイムミ
ングチャートである。〔符号の説明〕１……抵抗値−周波数変換回路２……基準抵抗３……感温抵抗４……容量５……インバータ 6,8,24〜27……NANDゲート７……NORゲート 9,63……初期論理調整回路（補正データ設定回路） 10,57……分周回路 11,20〜23……ラッチ回路 12……ROM 13……デコーダ 14……ドライバー 15……表示部 16,48,64……多入力NANDゲート 17,66……メインコントローラ 18……メインカウンタ 19……発振器（OSC） 20〜23……ハーフビットのフリップフロップ回路 24〜27……NANDゲート 28〜31……セット優先型リセット付き1/2分周回路 32,36〜43……リセット付き1/2分周回路 33……V_SS電源ライン 34……ゲート端子 35……クロック端子 44〜47……排他的論理和ゲート 48……多入力NANDゲート（計数動作打ち切り回路） 49……オートゼロ用抵抗 50……積分用容量 53〜56……アナログスイッチ 70……基準値設定部 71……測定部 72……変換表示部 74……ヘッド選択部 75……積分回路 76……判定回路 Tr1〜Tr7……MOSトランジスタ D0〜D3……データ端子 e1,e2……絶対値の等しい＋，−の基準電圧 OP1……オペアンプ OP2……コンパレータ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭47−27041（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−500821（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−500822（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−100815（ＪＰ，Ａ) 実開昭57−116824（ＪＰ，Ｕ) 特公昭57−14485（ＪＰ，Ｂ２) 特公平２−16448（ＪＰ，Ｂ２)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】基準抵抗及び温度，圧力等に感応して抵抗
値変化する検出抵抗を備え、いずれか一方を第１の抵抗
とすると共にその他方を第２の抵抗として、第１の抵抗
に基づく時定数で充電した後、第２の抵抗に基づく時定
数で放電する充放電手段と、前記充電過程で目標計数値
になるまで計時パルス信号を計数した後、前記放電過程
で前記充電開始時の電圧値に到るまで前記計時パルス信
号を計数する計数手段と、前記放電過程での計数値に基
づいて計数結果を表示する計測装置において、抵抗値バラツキ補正用データに応じて前記充電過程での
計数回数を設定する計数回数設定手段を有して成ること
を特徴とする計測装置。