JPH0745009A - データ伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】伝送信号のレベル変動に対し、そのレベル変動
をビタビ復号の予測値に効果的に反映してデータ誤りの
発生を低く抑えることができるデータ伝送装置を提供す
ること。 【構成】伝送データをブロック単位に分割し、ブロック
の先頭にテストパターンを付加するパターン発生手段90
と、パターンデータと伝送データとを切換えて伝送する
切換手段80とブロック分割された伝送信号をテストデー
タ部分と本データ部分に切換える切換手段70とテストデ
ータ部分の伝送信号より伝送信号の直流値を算出し、基
準予測振幅値に加算して初期予測振幅値とし、以下適応
的に制御する予測制御手段60を設けてビタビ復号を行な
う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はデータ伝送装置に係り、
特に伝送信号の符号間干渉等の影響を除くためにビタビ
復号を適用して伝送データを復号するデータ伝送装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】放送、通信および記録媒体等のデータ伝
送システムにおいて符号間干渉等の影響による伝送誤り
の低減は大きな課題であり、この課題を克服するための
手段としてビタビ復号の適用が考えられている。データ
伝送システムとして光ディスク媒体からのデータ再生に
ビタビ復号を適用したデータ再生方式は例えば"ビタビ
復号による高密度記録",テレビ学会技報,Vol.14,No.64,
pp.13〜17,Vir'90-63,(Sep.1990)や、"ディジタル磁気
記録における再生等化器の最適化実験",テレビ学会技
報,Vol.14,No.47,pp.7〜12,Vir'90-49,(Sep.1990)に提
案されている。これらに示されるビタビ復号は符号間干
渉を逆に利用して最もゆう度の高い復号パスを選択する
という最ゆう復号による信号検出を行ない、Ｓ/Ｎに対
する誤り率が波形等化を用いた場合より小さくできる。
これらの従来技術によるビタビ復号回路の具体例は例え
ば特開平4-21973号公報に示されているが、ここでは光
ディスクの記録再生特性をクラスＩ(1+D)のパーシャル
レスポンス特性とみなしてビタビ復号を適用する場合に
ついて従来技術を説明する。

【０００３】図９は光ディスクの記録再生系のブロック
図であり、ビタビ復号の位置付けを示す。図９において
１はプリコーダ、２は光ディスクの特性モデル、３はビ
タビ復号器、４は記録データ入力、５は再生データ出力
である。光ディスクの特性モデル２は７の光ディスク、
６のノイズ入力、８の加算器、９のフィルタで構成され
る。記録データ入力４から入力される記録データはプリ
コーダ１によって1/(1+D)の演算処理を行なったのち光
ディスク７に記録される。光ディスクの特性は平均値ゼ
ロのランダムノイズ加算器８とクラスＩ(1+D)のパーシ
ャルレスポンス特性とするフィルタ９によりモデル化で
きる。このモデル化された光ディスクからの再生信号は
ビタビ復号器３に入力され以下で述べるビタビアルゴリ
ズムにより再生データ５を出力する。

【０００４】図10はクラスＩ(1+D)のパーシャルレスポ
ンス特性における孤立ピットに対応する再生波形例であ
り、サンプル点t=0とt=1Tにおいて振幅値は1.0、それ以
外のサンプル点は0.0である。光ディスクからの再生信
号波形はデータ系列に対応するこの孤立再生波形の重ね
合わせにより生成できる。

【０００５】図11は図10の孤立再生波形を基にしたビタ
ビ復号予測サンプル値の例であり、隣接する２ビットの
組合せによる孤立再生波形の重ね合わせによりT0〜T2の
３つの予測サンプル値を設定する。すなわちT0はビット
の組合せ"00"の場合、T1はビットの組合せ"01"または"1
0"の場合、T2はビットの組合せ"11"の場合のそれぞれの
予測サンプル値である。E0〜E2は再生信号振幅Ynとこれ
ら３つの予測サンプル値T0〜T2の誤差の絶対値であり、
ここで扱うビタビ復号はこれらの値を用いて最も確率の
高いデータ系列を求めるという最ゆう復号を行なう。ビ
タビアルゴリズムの詳細は以下の通りである。

【０００６】ある時点ｎにおける復号パス"０"および"
１"に対応するメトリックをm_n(1),m_n(0)とすると m_n(1)=min{m_n-1(1)+E2,m_n-1(0)+E1} m_n(0)=min{m_n-1(1)+E1,m_n-1(0)+E0} で示される。この式でminは小さい方の値を選ぶ関数で
あり、メトリックが小さければゆう度が高いことを意味
する。これらのメトリック差をQ_nとすると Q_n=m_n(1)-m_n(0)=min{Q_n-1+E2,E1}-min{Q_n-1+E1,E0} となる。ここで Q_n-1+E2≦E1でかつQ_n-1+E1≦E0の場合は復号パス"１"
としてマージできQn=E2-E1となる。

【０００７】Q_n-1+E2＞E1でかつQ_n-1+E1≦E0の場合は
復号パスはマージできずQn=-Q_n-1となる。

【０００８】Q_n-1+E2＞E1でかつQ_n-1+E1＞E0の場合は
復号パス"０"としてマージできQn=E1-E0となる。

【０００９】図12は再生信号の２ビットの組合せの４状
態(S00〜S11)に対する状態遷移図とトレリス線図であ
る。破線がビット"０"の状態遷移、実線がビット"１"の
状態遷移を示す。例えば再生信号の２ビットの組合せ
が"00"で状態S00のとき次のビットの採り得る状態はS00
またはS01であることを示している。図13は図12の４状
態(S00〜S11)のうちS00とS10,S01とS11をまとめて２状
態とした場合の状態遷移図とトレリス線図である。上記
した条件のとき復号パスはS0に接続することが確定
し、条件のとき復号パスはS0,S1のどちらに接続する
か確定せず、また条件のとき復号パスはS1に接続する
ことが確定する。このゆう度判別を繰返し行なって生き
残るパスを求めることで復号データを得る。

【００１０】図７は光ディスク装置に適用した上記した
ビタビアルゴリズムに対応するビタビ復号回路の例を示
す図である。図７において破線で示すブロック40は予測
サンプル値比較手段、41はゆう度判別手段、42は復号パ
ス判定手段であり、43,44,45は前述のT0〜T2の予測サン
プル値に対応するレベル入力、46は再生信号入力、47は
クロック入力、48はデータ復号出力である。予測サンプ
ル値比較手段40において301〜303は絶対誤差検出回路、
ゆう度判別手段41において304,305は加算回路、306,308
は減算回路、307は反転回路、309,310は比較回路、311
は３入力選択回路、312はラッチ回路である。また復号
パス判定手段42において313,314は２入力選択回路、31
5,316はレジスタ回路である。

【００１１】図７に示す予測サンプル値比較手段40の絶
対誤差検出回路301は再生信号入力46と隣接ビット２ビ
ットの組合せ"11"に対応する予測サンプル値入力43との
絶対誤差を取り絶対誤差E2を出力する。絶対誤差検出回
路302は再生信号入力46と隣接ビット２ビットの組合せ"
01"または"10"に対応する予測サンプル値入力44との絶
対誤差を取り絶対誤差E1を出力する。絶対誤差検出回路
303は再生信号入力46と隣接ビット２ビットの組合せ"0
0"に対応する予測サンプル値入力45との絶対誤差を取り
絶対誤差E0を出力する。ゆう度判別手段41の加算回路30
4は１ビット前のメトリック差であるラッチ回路312の出
力Q_n-1と絶対誤差E2とを加算し、加算回路305は１ビッ
ト前のメトリック差であるラッチ回路312の出力Q_n-1と
絶対誤差E2とを加算する。比較回路309および310は加算
回路304の出力Q_n-1+E2と絶対誤差E1および加算回路305
の出力Q_n-1+E1と絶対誤差E0とをそれぞれ比較し、比較
結果を入力選択回路311および復号パス判定手段42のレ
ジスタ回路315,316に出力する。この比較結果より上述
したゆう度判別条件が得られる。減算回路306および308
は絶対誤差E2と絶対誤差E1の差E2-E1および絶対誤差E1
と絶対誤差E0の差E1-E0を３入力選択回路311に出力す
る。反転回路307は１ビット前のメトリック差であるラ
ッチ回路312の出力Q_n-1の極性(正負)を反転し３入力選
択回路311に出力する。３入力選択回路311は減算回路30
6,308および反転回路307からの３入力を比較回路309お
よび310の比較結果に応じて上述したゆう度判別条件に
対応してゆう度判別後のメトリック差となる１入力だけ
を選択する。ラッチ回路312は３入力選択回路311で選択
されたメトリック差をラッチし、その出力は次のビット
のゆう度判別に使用する。復号パス判定手段42のレジス
タ回路315および316は比較回路309および310の出力をク
ロック入力37のクロック周期でそれぞれ記録すると同時
に２入力選択回路313および314の出力を記録する。２入
力選択回路313および314は比較回路309および310の出力
に応じてレジスタ回路315および316のシリアルまたはパ
ラレルシフトの切換えのため、それぞれの複数ビットの
レジスタ出力を切換える。すなわち比較回路309および3
10の出力が上述のゆう度判別条件のとき２入力選択回
路313および314はともにレジスタ回路315からのレジス
タ出力に切り換わるように動作する。またゆう度判別条
件のときは２入力選択回路313はレジスタ回路316から
のレジスタ出力に切り換わり、２入力選択回路314はレ
ジスタ回路315からのレジスタ出力に切り換わるよう動
作する。さらにゆう度判別条件のときは２入力選択回
路313および314はともにレジスタ回路316からのレジス
タ出力に切り換わるよう動作する。これによりレジスタ
回路315および316の出力はゆう度判別条件およびの
ときは一致しその時点より以前のデータ復号が確定す
る。またゆう度判別条件のときは一致せず不確定とな
る。通常レジスタ回路の315および316のレジスタ段数は
ゆう度判別条件の最大連続数以上であるので復号出力
38はゆう度判別よりレジスタ段数だけ遅延して得られ
る。なお復号出力48がレジスタ回路316より出力される
のは、ゆう度判別条件が"１"または"０”のどちらかに
マージすればレジスタ回路３１５および316は必ず同じ
出力になるのでレジスタ回路316の復号出力48で代表し
たためである。

【００１２】このビタビ復号回路において例えば光ディ
スクからの再生信号に低周波のレベル変動が生じたり、
熱による非線形歪によってビタビ復号の予測サンプル値
がずれた場合は、復号によるデータ誤りが生じ易くなる
ため、予測サンプル値を再生信号の変動に合わせて適応
的に制御する必要がある。この適応制御の標準的なアル
ゴリズムとしてサインアルゴリズムと呼ばれる制御方法
がある。この方法は再生信号と予測サンプル値との差の
極性に対応して、復号データのビタビ状態に対応する予
測サンプル値を固定の修正幅αだけ増減する。すなわち Ｔn_i=T(n-1)_i+α・SgnT(n-m)_i とする。ここでnは制御サンプル点、mはビタビ復号遅延
ビット数、iはビタビ状態(2,1,0)を示す。

【００１３】図８はこのサインアルゴリズムによる従来
のビタビ復号の適応制御の構成図である。図８において
50はビタビ復号回路であり、図７に示す回路と同様に予
測サンプル値比較回路40、ゆう度比較回路41、および復
号パス判定回路42により構成される。51は極性データ遅
延回路、52は極性データ選択回路、53は予測サンプル値
制御回路である。また46は再生信号の入力値、43〜45は
予測サンプル値の初期設定値、48は復号出力であり、図
７に示す回路と同一符号で示す。

【００１４】図８において予測値比較回路40は再生信号
の入力値46と予測サンプル値制御回路52から出力される
３種類の予測サンプル値Tn2〜Tn0との絶対誤差E2〜E0を
ゆう度比較回路41に出力すると同時に、誤差の極性S2〜
S0を極性データ遅延回路51に出力する。ゆう度比較回路
41は絶対誤差E2〜E0よりゆう度判別し、ゆう度判別結果
を復号パス判定回路42に出力する。復号パス判定回路42
はゆう度判別結果より復号パスを決定し、復号データ48
を出力する。なおこの復号データ48は再生信号入力時点
よりｍビット遅延する。極性データ遅延回路51は再生信
号入力と３種類の予測サンプル値Tn2〜Tn0との誤差の極
性ビットS2〜S0を再生信号入力より復号データが得られ
る遅延量ｍビットだけシフトし、それぞれのｍビット遅
延した極性データを極性データ選択回路52に出力する。
極性データ選択回路52は遅延した極性データをS2〜S0か
ら、復号パス判定回路42でｍビット遅延したデータとｍ
-1ビット遅延したデータの２ビットの組合せにより選択
し、選択した極性データを予測サンプル値制御回路53に
出力する。予測サンプル値制御回路53は極性データ選択
回路52で選択された極性データに対応する予測サンプル
値を選択し、前述のアルゴリズムにしたがって固定の修
正幅αだけ増減する。すなわち復号パス判定回路42のｍ
およびｍ-1ビット遅延した２ビットが"11"の場合はｍビ
ット遅延した極性データS2が選択され、極性の正負にし
たがって予測サンプル値Tn2を修正幅αだけ増減する。
また復号パス判定回路42のｍおよびｍ-1ビット遅延した
２ビットが"10"または"01"の場合はｍビット遅延した極
性データS1が選択され、極性の正負にしたがって予測サ
ンプル値Tn1を修正幅αだけ増減する。さらに復号パス
判定回路42のｍおよびｍ-1ビット遅延した２ビットが"0
0"の場合はｍビット遅延した極性データS0が選択され極
性の正負にしたがって予測サンプル値Tn0を修正幅αだ
け増減する。

【００１５】この適応制御構成によると予測サンプル値
が再生信号のレベル変動に合わせて適応的に変動するの
で予測サンプル値が固定されている場合に比べ復号誤り
が減少できる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしこの適応制御型
ビタビ復号方式においても初期予測サンプル値が、再生
信号のレベル変動に対し大幅にずれている場合は、正常
な予測サンプル値に修正されるまでに時間がかかり、そ
の間データ誤りが生じることになる。特に光磁気ディス
クの記録再生においてＮＲＺ記録する場合は再生信号の
直流成分が不安定になり、予測サンプル値の初期値のず
れが大きくて修正幅αがそれに対して小さいとずれが解
消される時間が長くなりその間のデータ誤りが生じやす
くなる。

【００１７】本発明の目的は、上記した従来技術の問題
点を解決し適応制御型ビタビ復号を適用するデータ伝送
装置において、伝送信号のレベル変動に対して予測サン
プル値を正確に設定して、ビタビ復号によるデータ誤り
を減少することができるデータ伝送装置を提供すること
にある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明では、適応制御型ビタビ復号を適用するデータ
伝送装置において、伝送するデータ列をブロック単位に
分割し、ブロック分割されたそれぞれのブロックのデー
タ列の先頭に特定パターンからなるテストデータ列を付
加して伝送するとともに、該伝送されたブロック単位の
先頭のテストデータ列の信号振幅値の平均値より直流オ
フセット値を算出し、ビタビ状態に対応するそれぞれの
予測振幅値に加算する構成とした。

【００１９】

【作用】本発明では伝送するデータ列はブロック単位に
分割され、それぞれのブロックの先頭に特定パターンの
テストデータが伝送される。ブロック単位に分割して伝
送されたデータ列の先頭のテストデータ列はそれぞれの
信号振幅値とあらかじめ設定される基準値とのずれを求
めることで直流オフセット値が算出される。この直流オ
フセット値はビタビ状態に対応するそれぞれの予測振幅
値に加算され、残る本来のデータ列の信号はこの予測振
幅値を初期値とし、以下適応的に制御しながらビタビ復
号を行なう。

【００２０】これにより伝送信号にレベル変動が生じて
も、ブロック単位に分割したそれぞれのブロックの先頭
のテストデータ列の直流オフセット値が初期予測振幅値
として加算され、以下予測振幅値を適応的に制御しなが
らビタビ復号を行なうので、伝送信号のレベルに対する
初期予測振幅値のずれが解消されデータ誤りの発生が減
少し、伝送データ全体の誤り率が小さくなる。

【００２１】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に
説明する。

【００２２】図１は本発明によるデータ伝送装置の実施
例である光ディスク装置のデジタル信号処理部のブロッ
ク図であり、図２は光ディスクのデータフォーマットで
ある。ともにサンプルサーボ方式の例である。

【００２３】図１において11はクロックマーク検出回路
であり、サーボエリアのクロックマーク信号を検出す
る。12はクロック再生回路であり、検出したクロックマ
ークからクロック信号をＰＬＬにより再生する。13およ
び14はA/D変換回路であり、アナログ再生信号をデジタ
ル値に変換する。15は波形等化回路であり、デジタル再
生信号の波形等化を行なう。16はスライス検出回路であ
り、波形等化後の再生信号を特定のスライスレベルによ
りデータを検出する。17はシステムコントローラであ
り、光ディスク装置全体にかかわる動作制御を行なう。
18はＥＣＣ制御回路であり、記録データに誤り検出用の
コードを付加するとともに、再生データの誤りを訂正す
る。19はＳＣＳＩ制御回路であり、光ディスク装置外部
へのデータ転送をＳＣＳＩプロトコルにしたがって制御
する。20はサーボマーク検出回路でありサーボエリアの
サーボマーク信号を検出する。21はトラッキング誤差信
号生成回路であり、検出したサーボマーク信号よりトラ
ッキング誤差信号を生成する。22はD/A変換回路であ
り、デジタルトラッキング誤差信号をアナログ信号に変
換する。23はトラッキング制御回路であり、光ディスク
のトラッキング位置の制御を行なう。24は光ディスクの
再生専用領域からのピットによる再生信号入力、25は書
替領域からの光磁気記録による再生信号入力、26は光デ
ィスクに記録する記録信号出力であり、27は外部装置と
のデータ入出力である。また60は予測制御回路、70およ
び80は切換回路、90はテストパターン発生回路である。
これらの部分の構成および動作については後で詳しく説
明する。

【００２４】また図２に示すフォーマットにおいて記録
再生するデータはセクタ単位にブロック分割され、それ
ぞれのセクタの先頭にヘッダ領域が設けられる。１セク
タは24バイトのヘッダデータと512バイトのデータおよ
び72バイトの誤り訂正用のデータからなる。また１セク
タは76セグメントから構成され、先頭の３セグメントが
ヘッダ部分で残りの73セグメントが本来のデータ部分で
ある。１セグメントは24ビット分のサーボエリアと64ビ
ットのデータエリアから構成される。各セクタの先頭の
３セグメントのヘッダ領域のうち１番目のセグメント
は、再生専用領域でディスクのトラック数やセクタ番号
などのアドレスデータがプリピットとして記録されてい
る。２番目および３番目のセグメントは書替え可能であ
り、この部分を使用して再生信号のレベル変動にもビタ
ビ復号の予測制御が効果的となるテストパターンを記録
する。この実施例では２番目のセグメントはビット"01"
のくり返しデータを、３番目のセグメントは擬似ランダ
ムデータを記録する。

【００２５】以下これらの図を用いて実施例における光
ディスクの記録再生動作を説明する。図１において、図
２に示す光ディスクのサーボ領域の再生信号は24より入
力し、クロックマーク検出回路11により、サーボ領域に
埋め込まれたクロックピットが検出され、クロック再生
回路12によりクロック信号およびクロックに同期した各
種の信号を生成し、各ブロックに出力する。またサーボ
領域のサーボマークはA/D変換回路13でデジタル値に変
換された後、サーボマーク検出回路20で検出され、この
サーボマークからトラッキング誤差信号生成回路21にお
いて、デジタルトラッキング誤差信号を出力する。この
デジタルトラッキング誤差信号はD/A変換回路22でアナ
ログ信号に変換され、トラッキング制御回路23でディス
クのトラック制御が行なわれる。

【００２６】図２に示す光ディスクのデータ領域の第１
ヘッダはプリピットされた再生信号であるのでサーボ領
域の再生信号と同様に24より入力され、A/D変換回路13
でデジタル値に変換される。この再生信号は第１ヘッダ
のデータだけを復号すればよいので、ビタビ復号の複雑
な処理を行なうことなく、波形等化回路15で波形等化
し、等化した信号はスライス検出回路16である定められ
たスライスレベルにより"０"，"１"のデータ検出を行な
い、その出力はコントローラ17に入力される。コントロ
ーラ17では第１ヘッダに記録されたディスクのアドレス
情報を読み取ってディスク装置全体に関係する制御処理
を行なう。

【００２７】データをディスクに記録する場合は、外部
入出力端子27より一連のデータが入力され、ＳＣＳＩ制
御回路19でセクタ単位に分割したデータ転送制御がなさ
れる。セクタ単位のデータはＥＣＣ制御回路18に入力さ
れ、ここでセクタごとに誤り訂正符号が付加されたのち
切換回路80に入力される。パターン発生回路90は第２ヘ
ッダの64ビットの"01"の繰返しパターン、第３ヘッダの
64ビットのランダムパターンを生成し、この出力は切換
回路80に入力される。切換回路80はこれらのテストパタ
ーンとＥＣＣが付加された転送データとをヘッダ部とデ
ータ部とで切換え、そのままのデータを変調しないＮＲ
Ｚの記録信号として26に出力する。

【００２８】ディスクからデータを再生する場合は、記
録された再生信号は25より入力され、A/D変換回路14で
デジタル値に変換後、第２ヘッダの"01"パターンの再生
信号は切換回路70で予測制御回路60の側に切換えられて
入力される。予測制御回路60は後述するように再生信号
の予測レベルとどの程度直流ずれがあるかを示すオフセ
ット値を算出するとともに基準となる予測振幅値に加算
し、ビタビ復号回路50に初期予測振幅値として入力す
る。

【００２９】第３ヘッダのランダムパターンとデータ部
の再生信号は第２ヘッダの再生信号と同様に25より入力
され、A/D変換回路14でデジタル値に変換後、切換回路7
0でビタビ復号回路50の側に切換えられて入力される。
ビタビ復号回路50は従来技術による図８の説明で述べた
ように、予測制御回路60から入力される予測振幅値を適
応的に制御しながらビタビ復号を行なう。復号されたデ
ータはＥＣＣ制御回路18に入力され、ここで誤り訂正さ
れた後、ＳＣＳＩ制御回路19をかいしてデータ入出力端
子27より出力される。ここでランダムデータが記録され
る第３ヘッダより切換回路70をビタビ復号回路50の側に
切換えるのは、予測振幅値の適応制御を本来のデータ部
から開始するよりも、１セグメント早めに開始すること
で、本来のデータ部でのビタビ復号の予測振幅値がより
正確に制御されているはずだからである。また第３ヘッ
ダのデータをランダムデータとしたのは、すべてのビタ
ビ状態をほぼ同じ確率で発生させて、それぞれのビタビ
状態の予測振幅値の制御をなるべく同じ回数行なわせる
ためである。

【００３０】図３は図１に示す破線部分の詳細を示すブ
ロック図であり、図４は直流オフセット値の算出方法を
示す図である。

【００３１】図３において従来技術の説明で用いた図８
および本発明の実施例である図１の説明で用いたと同一
部分については同一符号で示し、この部分の説明につい
ては省略する。図３において31は孤立再生振幅設定回路
であり、記録ピット長に対応する孤立波形振幅からビタ
ビ状態に対応するそれぞれの基準予測振幅値T2〜T0を設
定する。32は減算回路であり、切換回路70より入力され
る"01"のテストパターンの再生信号入力値と孤立再生振
幅設定回路31で設定される再生信号振幅の中間値として
予測設定される基準予測振幅値T1との差を出力する。33
は加算と除算回路であり、加算回路はセクタの先頭で加
算結果をリセットし、減算回路32から出力される差分値
を第２ヘッダの再生信号が入力される期間くり返し加算
して差分値の総和を求め、除算回路はその総和をその期
間の入力ビット数で割った値を求めて出力する。34は予
測振幅値制御回路であり、ビタビ状態に対応するそれぞ
れの予測振幅値を制御する回路であり、孤立再生振幅設
定回路31からの基準予測振幅値T2〜T0に、加算および除
算回路33からの出力を加算して初期予測振幅値とし、遅
延して復号される復号データのビット組合せに対応する
ビタビ状態の予測振幅値を誤差極性方向に固定修正幅だ
け変動する。

【００３２】図３においてA/D変換後の再生入力46は切
換回路70で第２ヘッダと第３ヘッダ以降とで切換わり、
第２ヘッダの"01"の繰返しパターンの再生信号は減算回
路32に入力される。減算回路32では基準となる予測振幅
値T1と、"01"の繰返しパターンの再生信号の振幅値との
差をA/D変換のサンプル周期で出力する。加算と除算回
路33はこれらのサンプル周期の差分値を第２ヘッダの最
初から最後まで繰返し加算して差分値の総和を求め、加
算し終わるとくり返し加算した回数(64ビット)で割った
値を直流オフセット値として出力する。図４はこの算出
方法を模式的に示す例であり、直流オフセット値は例え
ばテストパターンの再生信号振幅値がａ１〜ａ４，ｂ１
〜b4の８サンプル値とすると、基準予測サンプル値T1と
の差の総和を８で割った値となる。この直流オフセット
値は予測振幅値制御回路34に入力され、孤立再生振幅設
定回路31において孤立再生振幅より設定される基準予測
振幅値T2〜T0に加算される。

【００３３】また第３ヘッダのランダムデータとデータ
部の再生信号は切換回路70によってビタビ復号回路50に
入力され、極性遅延回路51および極性選択回路52の動作
により従来技術で説明したように、直流オフセット値が
加算された初期予測振幅値を基にビタビ復号を行ない、
復号データに対応して適応的に予測振幅値Tn2〜Tn0のレ
ベルを制御する。

【００３４】図５は図３に破線で示す予測制御回路60の
詳細を示すブロック図である。図５において、破線で示
したブロックが図３に示す予測制御回路60のそれぞれの
ブロックに相当する。図５において501〜503はデジタル
スイッチ、504,506,508〜510はアダー回路、505はサブ
回路、507はラッチ、511〜513はアップダウンカウンタ
である。また514〜516はシフトレジスタ、517はマルチ
プレクサである。

【００３５】図５において501〜503にはあらかじめ図10
に示す孤立波形の1T,0T,-1Tに相当する波形振幅値が設
定される。アダー回路504はこれらの設定値のうち1Tと0
Tの波形振幅値を加算し、図11に示す予測振幅値T2の値
として出力する。またT1およびT0の値はそれぞれデジタ
ルスイッチ502、503の出力となり、これらの予測振幅値
はアダー回路508〜510に入力される。サブ回路505は第
２ヘッダ部の再生信号とデジタルスイッチ502からの波
形振幅値T1が入力され、これらの差分値を出力する。ア
ダー回路506とラッチ507はこの差分値をビットクロック
周期でくり返し加算していき、第２ヘッダ部の再生信号
が終了するとラッチ507の上位ビット(64ビットでは下位
6ビットを省略する)のみを出力することで除算を行な
い、この出力が直流オフセット値となる。アダー回路50
8〜510はこの直流オフセット値と上記した31の出力であ
る予測振幅値T2〜T0を加算し、アップダウンカウンタ51
1〜513に入力する。アップダウンカウンタ511〜513これ
らの予測振幅値を、ビタビ復号が開始される第３ヘッダ
の再生信号入力の直前のロード信号によりロードし、こ
れが初期予測振幅値となる。ビタビ復号が開始される
と、誤差極性S2〜S0はシフトレジスタ514〜516で復号デ
ータが確立するまでのｍビットの遅延をし、復号データ
からビタビ状態に対応する誤差極性をマルチプレクサ51
7で選択する。この選択出力はアップダウンカウンタ511
〜513のアップダウン指定端子に入力され、復号データ
のビタビ状態に対応する初期予測振幅値をロードしたア
ップダウンカウンタ511〜513のうちの１つをカウントア
ップまたはカウントダウンしながら予測振幅値を制御す
る。

【００３６】図６は再生信号と予測振幅値の例であり、
孤立波形を基にした基準予測値に対し再生信号の直流値
がずれている場合を示す。従来技術ではこの直流分を解
消するには適応制御の修正幅で徐々に行なうため、その
間にデータ誤りが発生することになっていたが、本実施
例によると図４に示すようにヘッダ部のテストパターン
による再生信号の振幅値を利用して直流オフセット値を
算出し、基準予測振幅値に加算するのでビタビ復号の開
始から、直流分のずれが解消されデータ誤りは起こりに
くくなる。

【００３７】この実施例によると光ディスクからの再生
信号にレベル変動が生じても、ブロックに分割されるセ
クタのヘッダ部にレベル検出用のテスト信号を記録し、
この再生信号から直流オフセット値を算出してビタビ復
号の予測振幅値に加算するので、実際の再生信号に対す
る初期予測振幅値のずれが解消され、ビタビ復号におい
て開始初期のデータ誤りをなくすことができ、全体のデ
ータ誤り率を減少することができる。

【００３８】本実施例ではヘッダ部のテストパターン
を"01"のくり返しパターンとしたが、これは特定範囲内
における直流値があらかじめわかっているパターンであ
ればどのようなパターンであってもよい。また本実施例
ではビタビ復号の状態数を２ビットの組合せからなる４
状態としたが、３ビットの組合せからなる８状態として
も同様に本発明が適用可能である。またサンプルサーボ
方式の光ディスク装置だけでなく、連続フォーマットの
光ディスク装置もセクタに分割されるヘッダ部の書替え
領域にテストパターンを記録し、この再生信号より直流
オフセット値を算出することで本実施例と同様の効果が
得られる。さらに本実施例は光ディスク装置を例にして
説明したが、波形干渉が生じ伝送信号のレベル変動が発
生するデータ伝送システムに適用できる。

【００３９】

【発明の効果】本発明によれば、適応型ビタビ復号を適
用したデータ伝送装置において、伝送データをブロック
に分割し、分割したそれぞれのブロックの先頭に直流値
が一定となるテストパターンを伝送し、該テストパター
ンの信号振幅値より直流オフセット値を算出してビタビ
復号の初期予測振幅値を設定する構成としたので、伝送
信号のレベル変動に対してもビタビ復号の開始から正確
な予測振幅値が設定され、ビタビ復号開始直後のデータ
誤りが解消でき、データ誤り率も減少できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例である光ディスク信号処理ブロ
ック図である。

【図２】本発明の実施例である光ディスクのデータフォ
ーマットである。

【図３】本発明の実施例である適応型ビタビ復号ブロッ
ク図である。

【図４】直流オフセット値の算出方法を示す図である。

【図５】本発明の実施例である予測制御制御回路図であ
る。

【図６】再生波形と予測振幅値の例を示す図である。

【図７】ビタビ復号回路図である。

【図８】ビタビ復号の適応制御構成図である。

【図９】光ディスク記録再生ブロック図である。

【図１０】クラス１パーシャルレスポンス孤立再生波形
図である。

【図１１】ビタビ復号予測サンプル値の例を示す図であ
る。

【図１２】ビタビ復号状態遷移図とトレリス線図の例を
示す図である。

【図１３】ビタビ復号状態遷移図とトレリス線図の例を
示す図である。

【符号の説明】

15…波形等化回路、 16…スライス検出回路、 50…ビタビ復号回路、 60…予測制御回路、 70,80…切換回路、 90…パターン発生回路、 40…振幅比較回路、 41…ゆう度比較回路、 42…復号パス判定回路、 51…極性遅延回路、 52…極性選択回路、 53…予測振幅値制御回路、 31…孤立振幅設定回路、 32…減算回路、 33…加算除算回路、 34…予測振幅値制御回路。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】伝送信号に対してビタビアルゴリズムを適
   用してデータ復号を行なうデータ伝送装置において、伝
   送データをブロック単位に分割し、分割したそれぞれの
   ブロックの先頭に直流値が一定となる特定パターンを付
   加して伝送するとともに、伝送されるブロックごとにブ
   ロックの先頭の特定パターンの信号振幅の平均値と基準
   振幅値との差より直流オフセット値を求め、ビタビ状態
   に対応する複数の基準予測振幅値にそれぞれ加算して予
   測振幅値を設定することを特徴とするデータ伝送装置。
2. 【請求項２】伝送信号に対してビタビアルゴリズムを適
   用してデータ復号を行なうデータ伝送装置において、伝
   送データをブロック単位に分割し、分割したそれぞれの
   ブロックの先頭になるべく均等にビタビ状態が発生する
   疑似データパターンを付加して伝送するとともに、伝送
   されるブロックの先頭の疑似データパターンよりビタビ
   復号を開始し、その時点よりビタビ状態に対応する複数
   の予測振幅値を適応的に制御することを特徴とする請求
   項１記載のデータ伝送装置。
3. 【請求項３】伝送信号に対してビタビアルゴリズムを適
   用してデータ復号を行なうデータ伝送装置において、ブ
   ロック分割されたそれぞれのブロックを制御データが伝
   送される第１の伝送信号とそれ以外の本来のデータが伝
   送される第２の伝送信号とに分離し、第１の伝送信号は
   ビタビ復号によらないでデータを復号することを特徴と
   する請求項１記載のデータ伝送装置。