JPH0743394B2 - 電流検出回路 - Google Patents
電流検出回路Info
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- JPH0743394B2 JPH0743394B2 JP5078778A JP7877893A JPH0743394B2 JP H0743394 B2 JPH0743394 B2 JP H0743394B2 JP 5078778 A JP5078778 A JP 5078778A JP 7877893 A JP7877893 A JP 7877893A JP H0743394 B2 JPH0743394 B2 JP H0743394B2
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- Japan
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- load circuit
- current
- amplifier
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- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電流検出回路に関し、
特に抵抗器を切り換えることによって、その特性を測定
しようとしている負荷回路に流れる電流量を切り換える
ことができる電流検出回路に関する。
特に抵抗器を切り換えることによって、その特性を測定
しようとしている負荷回路に流れる電流量を切り換える
ことができる電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】第２図は、従来の電流検出回路の一従来
例のブロック図である。この回路は、負荷回路１４に入
力電圧、抵抗器２及び４の抵抗値で定まる所定電圧を発
生させたときの負荷回路１４に流れる電流Ｉを検出し、
これによって負荷回路の特性を測定するためのものであ
る。高利得の増幅器３は、入力電圧Ｖiを受け、その出
力端子Ａに電圧ＶAを出力する。電流検出抵抗器５及び
７は、電流を電圧に変換することによって、負荷回路１
４に流れる電流を検出するために並列に設けられてい
る。差動増幅器１２は、これら抵抗器に生じる電圧を検
出する。バッファ増幅器１１は、その利得が１であり、
負荷回路１４に生じる電圧ＶBを増幅器３に負帰還する
ための負帰還ループを構成する。電流検出抵抗器５及び
７が並列に設けられているのは、負荷回路１４に流れる
電流に応じて電流検出感度を切換えるためである。この
切換えは、スイッチ８をオン又はオフし、抵抗器７を抵
抗器５に並列に接続するかどうかを選択することにより
行われる。なお、抵抗器５及び７の抵抗値を夫々Ｒ５及
びＲ７とし、これらは、例えば、Ｒ５＝５０・Ｒ７の関
係にあるとする。また、負荷回路１４は、実際にはイン
ピーダンスを有するが、便宜上、以降の説明において抵
抗値Ｒ１４を有するとする。これは、この回路が負荷回
路の高周波数特性を測定するためものでないためからで
ある。
例のブロック図である。この回路は、負荷回路１４に入
力電圧、抵抗器２及び４の抵抗値で定まる所定電圧を発
生させたときの負荷回路１４に流れる電流Ｉを検出し、
これによって負荷回路の特性を測定するためのものであ
る。高利得の増幅器３は、入力電圧Ｖiを受け、その出
力端子Ａに電圧ＶAを出力する。電流検出抵抗器５及び
７は、電流を電圧に変換することによって、負荷回路１
４に流れる電流を検出するために並列に設けられてい
る。差動増幅器１２は、これら抵抗器に生じる電圧を検
出する。バッファ増幅器１１は、その利得が１であり、
負荷回路１４に生じる電圧ＶBを増幅器３に負帰還する
ための負帰還ループを構成する。電流検出抵抗器５及び
７が並列に設けられているのは、負荷回路１４に流れる
電流に応じて電流検出感度を切換えるためである。この
切換えは、スイッチ８をオン又はオフし、抵抗器７を抵
抗器５に並列に接続するかどうかを選択することにより
行われる。なお、抵抗器５及び７の抵抗値を夫々Ｒ５及
びＲ７とし、これらは、例えば、Ｒ５＝５０・Ｒ７の関
係にあるとする。また、負荷回路１４は、実際にはイン
ピーダンスを有するが、便宜上、以降の説明において抵
抗値Ｒ１４を有するとする。これは、この回路が負荷回
路の高周波数特性を測定するためものでないためからで
ある。
【０００３】ところで、スイッチ８を例えばオフからオ
ンに切り換えた瞬間を考えると、増幅器３がこの切換え
に応答するのにはある程度の時間が必要であり、その出
力電圧は、瞬時には変化できない。よって、この瞬間に
おいては、出力電圧ＶAが変化しないにも関わらず、抵
抗器７が抵抗器５に並列に接続されるためにその合成抵
抗値が急激に減少するので、負荷回路１４に流れる電流
Ｉが増加し、端子１３の電圧ＶB（負荷回路にかかる電
圧）が急激に上昇して、スパイク・ノイズが発生する。
ここで、スイッチ８がオフのときの増幅器３出力電圧Ｖ
AをＶAoff、負荷回路１４に流れる電流をＩoffとすると
以下の数１で表される。
ンに切り換えた瞬間を考えると、増幅器３がこの切換え
に応答するのにはある程度の時間が必要であり、その出
力電圧は、瞬時には変化できない。よって、この瞬間に
おいては、出力電圧ＶAが変化しないにも関わらず、抵
抗器７が抵抗器５に並列に接続されるためにその合成抵
抗値が急激に減少するので、負荷回路１４に流れる電流
Ｉが増加し、端子１３の電圧ＶB（負荷回路にかかる電
圧）が急激に上昇して、スパイク・ノイズが発生する。
ここで、スイッチ８がオフのときの増幅器３出力電圧Ｖ
AをＶAoff、負荷回路１４に流れる電流をＩoffとすると
以下の数１で表される。
【０００４】
【数１】Ｉoff＝ＶAoff／（Ｒ５＋Ｒ１４）
【０００５】次にスイッチ８をオフからオンに切り換え
ると、抵抗器５及び７の合成抵抗値がＲ５・Ｒ７／（Ｒ
５＋Ｒ７）になる。このとき、負荷回路１４に流れる電
流をＩonとする。この切り換えた瞬間においては、増幅
器３の出力電圧ＶAは、変化できずにＶAoffに保持され
るので、このとき負荷回路１４にかかる電圧ＶBは以下
の数２で表される。
ると、抵抗器５及び７の合成抵抗値がＲ５・Ｒ７／（Ｒ
５＋Ｒ７）になる。このとき、負荷回路１４に流れる電
流をＩonとする。この切り換えた瞬間においては、増幅
器３の出力電圧ＶAは、変化できずにＶAoffに保持され
るので、このとき負荷回路１４にかかる電圧ＶBは以下
の数２で表される。
【０００６】
【数２】 Ｉon＝ＶAoff／［｛Ｒ５・Ｒ７／（Ｒ５＋Ｒ７）｝＋Ｒ１４］
【０００７】このとき、例えば、Ｒ５＝５０・Ｒ７の関
係にあるとすると、
係にあるとすると、
【０００８】
【数３】 Ｉon／Ｉoff ＝（５０Ｒ７＋Ｒ１４）／｛（５０／５１）Ｒ７＋Ｒ１４｝ ≒５０
【０００９】よって、スイッチ８がオンになった瞬間に
は、オフのときと比較して多大な電流が負荷回路１４に
流れることがわかる。そして、電圧ＶBが急激に上昇
し、スパイク・ノイズが発生する。
は、オフのときと比較して多大な電流が負荷回路１４に
流れることがわかる。そして、電圧ＶBが急激に上昇
し、スパイク・ノイズが発生する。
【００１０】第３図は、このスパイク・ノイズを抑制す
るための一従来回路のブロック図を示している。このよ
うな回路は、例えば、特公平１−８３１０号公報に開示
されている。この回路を第２図と比較すると、抵抗器７
と直列に半導体スイッチ、例えば、接合形ＦＥＴ、ＭＯ
ＳＦＥＴ等が接続されている。半導体スイッチ６の制御
端子（ＦＥＴのゲート）には、鋸歯状波信号発生器９の
一方の端子が接続され、他方の端子は、スイッチ１０の
共通端子ｓに接続される。共通端子ｓは、増幅器３の出
力端に接続された接点ａ、バッファ増幅器１１の出力端
に接続された接点ｂ、又は基準電位点に接続された接点
ｃの内の１つの接点と選択的に接続される。
るための一従来回路のブロック図を示している。このよ
うな回路は、例えば、特公平１−８３１０号公報に開示
されている。この回路を第２図と比較すると、抵抗器７
と直列に半導体スイッチ、例えば、接合形ＦＥＴ、ＭＯ
ＳＦＥＴ等が接続されている。半導体スイッチ６の制御
端子（ＦＥＴのゲート）には、鋸歯状波信号発生器９の
一方の端子が接続され、他方の端子は、スイッチ１０の
共通端子ｓに接続される。共通端子ｓは、増幅器３の出
力端に接続された接点ａ、バッファ増幅器１１の出力端
に接続された接点ｂ、又は基準電位点に接続された接点
ｃの内の１つの接点と選択的に接続される。
【００１１】この回路の動作を点Ａ、Ｂ及びＧについて
説明する。各点の電圧を夫々ＶA、ＶB、及びＶGとす
る。まず、電流がＡからＢに流れており、Ｎチャンネル
ＦＥＴを使用して電流検出抵抗器７を電流検出抵抗器５
に並列に接続する場合を考える。この場合は、スイッチ
１０をｓ−ａに接続する。まず、発生器９の電圧を負の
最大にしてＦＥＴ６をオフにし、その一方でスイッチ８
をオンにする。次に発生器９の出力電圧を一定のスルー
・レート（slew rate、単位時間当たりの電圧変化）で
変化させる。ＦＥＴ６のゲート電圧ＶGが一定のスルー
・レートで上昇することにより、ＦＥＴ６のソース及び
ドレイン間に電流が徐々に流れだし、点Ｂの電圧ＶBも
上昇する。電圧ＶBは、増幅器３の反転入力端に帰還さ
れるので、ＶBが上昇することにより、負帰還がかかっ
てＶAが負の方向に動く。このとき、ゲート電圧ＶGも低
下するので、ＦＥＴ６がオフする方向に働く。よって、
増幅器３のスルー・レートは、発生器９のスルー・レー
トより充分大きいので、負帰還によりゲート電圧ＶGが
一定になる。ＦＥＴ６が完全にオンになり、抵抗値に変
化がなくなると、ＶBの変化がなくなりＶA一定になる。
このように、電流検出抵抗器の合成抵抗値は緩慢に変化
するので、負荷回路１４にかかる電圧ＶBに急激な変化
が起こらず、スパイク・ノイズを抑制することができ
る。電流がＢからＡに流れている場合については、スイ
ッチ１０をｓ−ｂ又はｓ−ｃにすれば良い。
説明する。各点の電圧を夫々ＶA、ＶB、及びＶGとす
る。まず、電流がＡからＢに流れており、Ｎチャンネル
ＦＥＴを使用して電流検出抵抗器７を電流検出抵抗器５
に並列に接続する場合を考える。この場合は、スイッチ
１０をｓ−ａに接続する。まず、発生器９の電圧を負の
最大にしてＦＥＴ６をオフにし、その一方でスイッチ８
をオンにする。次に発生器９の出力電圧を一定のスルー
・レート（slew rate、単位時間当たりの電圧変化）で
変化させる。ＦＥＴ６のゲート電圧ＶGが一定のスルー
・レートで上昇することにより、ＦＥＴ６のソース及び
ドレイン間に電流が徐々に流れだし、点Ｂの電圧ＶBも
上昇する。電圧ＶBは、増幅器３の反転入力端に帰還さ
れるので、ＶBが上昇することにより、負帰還がかかっ
てＶAが負の方向に動く。このとき、ゲート電圧ＶGも低
下するので、ＦＥＴ６がオフする方向に働く。よって、
増幅器３のスルー・レートは、発生器９のスルー・レー
トより充分大きいので、負帰還によりゲート電圧ＶGが
一定になる。ＦＥＴ６が完全にオンになり、抵抗値に変
化がなくなると、ＶBの変化がなくなりＶA一定になる。
このように、電流検出抵抗器の合成抵抗値は緩慢に変化
するので、負荷回路１４にかかる電圧ＶBに急激な変化
が起こらず、スパイク・ノイズを抑制することができ
る。電流がＢからＡに流れている場合については、スイ
ッチ１０をｓ−ｂ又はｓ−ｃにすれば良い。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の回路で
は、発生器９のスルー・レートを増幅器３のスルー・レ
ートより充分小さく設定しても、ＦＥＴ６がオンしてか
ら増幅器３が動作するまでの遅延時間があるため、短い
時間ではあるが、負荷回路の電圧ＶBが所望電圧以上に
変化する。また、半導体スイッチの使用すると測定電流
がリークするため、微小電流の測定には適さない。
は、発生器９のスルー・レートを増幅器３のスルー・レ
ートより充分小さく設定しても、ＦＥＴ６がオンしてか
ら増幅器３が動作するまでの遅延時間があるため、短い
時間ではあるが、負荷回路の電圧ＶBが所望電圧以上に
変化する。また、半導体スイッチの使用すると測定電流
がリークするため、微小電流の測定には適さない。
【００１３】そこで、本発明の目的は、特性を測定した
い負荷回路に所定値以上の電圧が印加される恐れのない
電流検出回路を提供することである。本発明の他の目的
は、負荷回路に流れる電流が微小電流でも検出可能な電
流検出回路を提供することである。
い負荷回路に所定値以上の電圧が印加される恐れのない
電流検出回路を提供することである。本発明の他の目的
は、負荷回路に流れる電流が微小電流でも検出可能な電
流検出回路を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の電流検出回路
は、増幅器３の出力端子Ａと負荷回路１４との間に設け
られた電流検出用抵抗器５及び７と、増幅器３の入力端
子に加える電圧を出力する入力電源２０と、電流検出用
抵抗器５及び７で発生する電圧を検出する検出手段１２
及び４０と、電流検出用抵抗器５及び７の抵抗値を切り
換えるスイッチ手段８と、負荷回路１４に生じる電圧を
増幅器３の入力に帰還して負荷回路１４に増幅器３の入
力電圧に応じた出力電圧を発生させる帰還手段と、電流
検出用抵抗器５及び７の抵抗値及び検出手段１２及び４
０が検出した電圧値から負荷回路１４に流れる電流を算
出すると共に入力電源２０が出力する電圧を制御する制
御手段３０とを具えている。そして、この制御手段３０
は、スイッチ手段８による電流検出用抵抗器の抵抗値の
切り換えによってこの抵抗値が低くなる場合には、この
抵抗値の切り換え後の負荷回路１４に生じる電圧値を抵
抗値の切り換え前の負荷回路１４に生じる電圧値以下に
するために、算出された電流値を用いて増幅器３の出力
端子に発生すべき電圧値を算出し、抵抗値の切り換え直
前に入力電源２０が出力する電圧を変化させることを特
徴とする。このとき既に抵抗値の切り換え前の負荷回路
１４に流れる電流が算出されているので、切換え後の抵
抗値から増幅器３の出力端子Ａで発生すべき電圧を算出
することは容易である。また、入力電源２０としてデジ
タル・アナログ変換器などを使用すれば、制御手段３０
による入力電源２０の制御が容易である。
は、増幅器３の出力端子Ａと負荷回路１４との間に設け
られた電流検出用抵抗器５及び７と、増幅器３の入力端
子に加える電圧を出力する入力電源２０と、電流検出用
抵抗器５及び７で発生する電圧を検出する検出手段１２
及び４０と、電流検出用抵抗器５及び７の抵抗値を切り
換えるスイッチ手段８と、負荷回路１４に生じる電圧を
増幅器３の入力に帰還して負荷回路１４に増幅器３の入
力電圧に応じた出力電圧を発生させる帰還手段と、電流
検出用抵抗器５及び７の抵抗値及び検出手段１２及び４
０が検出した電圧値から負荷回路１４に流れる電流を算
出すると共に入力電源２０が出力する電圧を制御する制
御手段３０とを具えている。そして、この制御手段３０
は、スイッチ手段８による電流検出用抵抗器の抵抗値の
切り換えによってこの抵抗値が低くなる場合には、この
抵抗値の切り換え後の負荷回路１４に生じる電圧値を抵
抗値の切り換え前の負荷回路１４に生じる電圧値以下に
するために、算出された電流値を用いて増幅器３の出力
端子に発生すべき電圧値を算出し、抵抗値の切り換え直
前に入力電源２０が出力する電圧を変化させることを特
徴とする。このとき既に抵抗値の切り換え前の負荷回路
１４に流れる電流が算出されているので、切換え後の抵
抗値から増幅器３の出力端子Ａで発生すべき電圧を算出
することは容易である。また、入力電源２０としてデジ
タル・アナログ変換器などを使用すれば、制御手段３０
による入力電源２０の制御が容易である。
【００１５】
【実施例】図１は、本発明の電流検出回路のブロック図
を示している。図２と比較して本発明の回路は、マイク
ロプロセッサなどの制御手段３０がスイッチ８、入力電
源２０等を制御することによって、スパイク・ノイズを
防止している点に特徴がある。また、図３の回路と異な
り、半導体スイッチ６を必要としない。入力電源２０と
しては、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）などが好
適である。アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）４０
は、負荷回路１４に流れる電流を検出するための差動増
幅器１２の出力電圧をアナログ・デジタル変換し、その
出力を制御手段３０に供給している。メモリ手段５０
は、電流検出用抵抗器５及び７の抵抗値を記憶してお
り、これらの値を用いることによって制御手段３０は負
荷回路１４に流れる電流Ｉを算出できる。なお、メモリ
手段５０は、制御手段３０が処理すべきプログラムを記
憶しておいても良い。メモリ手段５０には、ＲＡＭ（ラ
ンダム・アクセス・メモリ）、ＲＯＭ（リード・オンリ
・メモリ）等が適当である。
を示している。図２と比較して本発明の回路は、マイク
ロプロセッサなどの制御手段３０がスイッチ８、入力電
源２０等を制御することによって、スパイク・ノイズを
防止している点に特徴がある。また、図３の回路と異な
り、半導体スイッチ６を必要としない。入力電源２０と
しては、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）などが好
適である。アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）４０
は、負荷回路１４に流れる電流を検出するための差動増
幅器１２の出力電圧をアナログ・デジタル変換し、その
出力を制御手段３０に供給している。メモリ手段５０
は、電流検出用抵抗器５及び７の抵抗値を記憶してお
り、これらの値を用いることによって制御手段３０は負
荷回路１４に流れる電流Ｉを算出できる。なお、メモリ
手段５０は、制御手段３０が処理すべきプログラムを記
憶しておいても良い。メモリ手段５０には、ＲＡＭ（ラ
ンダム・アクセス・メモリ）、ＲＯＭ（リード・オンリ
・メモリ）等が適当である。
【００１６】制御手段３０は、増幅器３の出力電圧ＶA
も算出できる。即ち、入力電圧Ｖi並びに抵抗器２及び
４から負荷回路１４にかかる電圧ＶBが決まるので、負
荷回路１４に流れる電流Ｉが決まる。この電流Ｉから電
流検出抵抗器５及び７で発生する電圧、つまり、点Ａ及
びＢの電位差ＶABが求まるので、電圧ＶBにＶABを加え
れば、出力電圧ＶAが算出される。
も算出できる。即ち、入力電圧Ｖi並びに抵抗器２及び
４から負荷回路１４にかかる電圧ＶBが決まるので、負
荷回路１４に流れる電流Ｉが決まる。この電流Ｉから電
流検出抵抗器５及び７で発生する電圧、つまり、点Ａ及
びＢの電位差ＶABが求まるので、電圧ＶBにＶABを加え
れば、出力電圧ＶAが算出される。
【００１７】ところで、上述のように図２に示した回路
において、スパイク・ノイズを発生しないようにするに
は、Ｉonを常にＩoff以下に保つか、Ｉoff＝Ｉonになる
ようにすれば良い。Ｉoff＝Ｉonとするための、スイッ
チ８がオンになったのときのＶAの電圧をＶAonとする
と、数１及び数２から以下の数４が成立し、数５のよう
にＶAonが求まる。
において、スパイク・ノイズを発生しないようにするに
は、Ｉonを常にＩoff以下に保つか、Ｉoff＝Ｉonになる
ようにすれば良い。Ｉoff＝Ｉonとするための、スイッ
チ８がオンになったのときのＶAの電圧をＶAonとする
と、数１及び数２から以下の数４が成立し、数５のよう
にＶAonが求まる。
【００１８】
【数４】 Ｉoff ＝Ｉon＝ＶAon／［｛Ｒ５・Ｒ７／（Ｒ５＋Ｒ７）｝＋Ｒ１４］
【００１９】
【数５】 ＶAon＝Ｉoff［｛Ｒ５・Ｒ７／（Ｒ５＋Ｒ７）｝＋Ｒ１４］
【００２０】よって、スイッチ８をオンからオフに切り
換える場合にスパイク・ノイズを発生しないようにする
には、制御手段３０が入力電源２０の電圧を制御し、切
換えた瞬間の増幅器３の出力電圧ＶAが数５に示したＶA
onであれば良い。数５中の負荷回路１４の抵抗値Ｒ１４
は、数１を用いれば算出でき、抵抗器５及び７の抵抗値
Ｒ５及びＲ７は既知であるから、ＶAonは容易に算出さ
れる。
換える場合にスパイク・ノイズを発生しないようにする
には、制御手段３０が入力電源２０の電圧を制御し、切
換えた瞬間の増幅器３の出力電圧ＶAが数５に示したＶA
onであれば良い。数５中の負荷回路１４の抵抗値Ｒ１４
は、数１を用いれば算出でき、抵抗器５及び７の抵抗値
Ｒ５及びＲ７は既知であるから、ＶAonは容易に算出さ
れる。
【００２１】図４は、スイッチ８をオフからオンに切り
換える際の入力端子１の電圧Ｖi、並びに負荷回路１４
の電圧ＶB及び電流Ｉの変化を示している。図４ａに示
すようにスイッチ８をオフからオンに切り換える際に
は、直前に入力電圧をＶionに切り換える。このＶion
は、増幅器３の出力電圧が数５に示すＶAonとなるよう
に設定される。即ち、このＶionによって、抵抗器２及
び３から負荷回路１４の電圧が決まり、従ってスイッチ
８がオンのときに負荷回路１４に流れる電流Ｉonが定ま
るので、このＩonを並列接続された抵抗器５及び７に印
加して得られる点ＡＢ間の電位差ＶABは以下の数６で示
される。このＶABをＶBに加えることにより、そのとき
のＶAを数５に示すＶAonに設定できる。
換える際の入力端子１の電圧Ｖi、並びに負荷回路１４
の電圧ＶB及び電流Ｉの変化を示している。図４ａに示
すようにスイッチ８をオフからオンに切り換える際に
は、直前に入力電圧をＶionに切り換える。このＶion
は、増幅器３の出力電圧が数５に示すＶAonとなるよう
に設定される。即ち、このＶionによって、抵抗器２及
び３から負荷回路１４の電圧が決まり、従ってスイッチ
８がオンのときに負荷回路１４に流れる電流Ｉonが定ま
るので、このＩonを並列接続された抵抗器５及び７に印
加して得られる点ＡＢ間の電位差ＶABは以下の数６で示
される。このＶABをＶBに加えることにより、そのとき
のＶAを数５に示すＶAonに設定できる。
【００２２】
【数６】ＶAB＝Ｉon｛Ｒ５・Ｒ７／（Ｒ５＋Ｒ７）｝
【００２３】時点ｔ１で入力端子１の電圧がＶionに変
化すると、増幅器３は、そのスルー・レートに従ってそ
の出力電圧ＶAを変化させ、時点ｔ２でＶAonになる。続
いて時点ｔ３でスイッチ８をオフからオンに切り換える
と、抵抗器５に抵抗器７が並列に接続されるので、負荷
回路１４に流れる電流ＩがＩonからＩoffに急激に増加
し、これによって、ＶBも急激に増加することになる
が、スイッチ８がオフであったときの電圧値、つまり、
ＶBoffに達するだけであるからスパイク・ノイズにはな
らない。時点ｔ３の後、入力電源２０の出力電圧Ｖiを
増幅器３のスルー・レートより充分低いスルー・レート
でＶioffに戻す。このときに増幅器３にかかる負帰還に
よって増幅器３の出力電圧ＶAが下がり、結果として負
荷回路１４にかかる電圧ＶBは、スイッチ８がオンにな
ってもスイッチ８がオフのときの電圧ＶBoffを大きく越
えることはなく、最終的にはＶBoffで安定する。
化すると、増幅器３は、そのスルー・レートに従ってそ
の出力電圧ＶAを変化させ、時点ｔ２でＶAonになる。続
いて時点ｔ３でスイッチ８をオフからオンに切り換える
と、抵抗器５に抵抗器７が並列に接続されるので、負荷
回路１４に流れる電流ＩがＩonからＩoffに急激に増加
し、これによって、ＶBも急激に増加することになる
が、スイッチ８がオフであったときの電圧値、つまり、
ＶBoffに達するだけであるからスパイク・ノイズにはな
らない。時点ｔ３の後、入力電源２０の出力電圧Ｖiを
増幅器３のスルー・レートより充分低いスルー・レート
でＶioffに戻す。このときに増幅器３にかかる負帰還に
よって増幅器３の出力電圧ＶAが下がり、結果として負
荷回路１４にかかる電圧ＶBは、スイッチ８がオンにな
ってもスイッチ８がオフのときの電圧ＶBoffを大きく越
えることはなく、最終的にはＶBoffで安定する。
【００２４】図５は、スイッチ８がオンからオフに切り
換わる際の入力端子１の電圧Ｖi、並びに負荷回路１４
の電圧ＶB及び電流Ｉの変化を示している。この場合に
は、負荷回路１４に流れる電流Ｉが減少する方向にある
ので、スイッチ８の切り換えによってスパイク・ノイズ
が発生する恐れはない。図に示すように、時点ｔ１０で
スイッチ８をオンからオフに切り換えると、電流Ｉが減
少し、それによって電圧ＶBも減少するが、増幅器３に
負帰還がかかるので、まもなくもとの電流及び電圧値に
回復する。
換わる際の入力端子１の電圧Ｖi、並びに負荷回路１４
の電圧ＶB及び電流Ｉの変化を示している。この場合に
は、負荷回路１４に流れる電流Ｉが減少する方向にある
ので、スイッチ８の切り換えによってスパイク・ノイズ
が発生する恐れはない。図に示すように、時点ｔ１０で
スイッチ８をオンからオフに切り換えると、電流Ｉが減
少し、それによって電圧ＶBも減少するが、増幅器３に
負帰還がかかるので、まもなくもとの電流及び電圧値に
回復する。
【００２５】以上、本発明によれば、電流検出抵抗器の
抵抗値を切り換える直前に、切換え前に負荷回路に生じ
ていた電圧と同じ電圧が切り換え後の負荷回路に生じる
ように、制御手段が入力電源を制御するので、スパイク
・ノイズの発生する恐れがない。
抵抗値を切り換える直前に、切換え前に負荷回路に生じ
ていた電圧と同じ電圧が切り換え後の負荷回路に生じる
ように、制御手段が入力電源を制御するので、スパイク
・ノイズの発生する恐れがない。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、負荷回路に与える電流
を微小電流から大電流に至るまでスパイク・ノイズを発
生させることなく切り換えることができる。よって、負
荷回路として測定する素子、例えば、半導体素子などで
も悪影響を与えることがない。さらに、従来と異なり、
半導体スイッチによって負荷回路及び電流検出用抵抗器
に加わる電流を制御していないので、電流リークの発生
がなく、極微小電流をも検出できる。
を微小電流から大電流に至るまでスパイク・ノイズを発
生させることなく切り換えることができる。よって、負
荷回路として測定する素子、例えば、半導体素子などで
も悪影響を与えることがない。さらに、従来と異なり、
半導体スイッチによって負荷回路及び電流検出用抵抗器
に加わる電流を制御していないので、電流リークの発生
がなく、極微小電流をも検出できる。
【図１】本発明の電流検出回路を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】電流検出回路の一従来例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】電流検出回路の他の従来例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図４】本発明の電流検出回路において、スイッチをオ
フからオンに切り換える際の主要点における電圧又は電
流の変化を示す図である。
フからオンに切り換える際の主要点における電圧又は電
流の変化を示す図である。
【図５】本発明の電流検出回路において、スイッチをオ
ンからオフに切り換える際の主要点における電圧又は電
流の変化を示す図である。
ンからオフに切り換える際の主要点における電圧又は電
流の変化を示す図である。
１ 入力端子 ２ 入力抵抗器 ３ 入力増幅器 ４ 入力抵抗器 ５ 電流検出用抵抗器 ７ 電流検出用抵抗器 ８ スイッチ １１ バッファ増幅器 １２ 差動増幅器 ２０ 入力電源 ３０ 制御手段 ４０ アナログ・デジタル変換器 ５０ メモリ手段
Claims (1)
- 【請求項１】 増幅器の出力端子と負荷回路との間に設
けられた電流検出用抵抗器と、 上記増幅器の入力端子に加える電圧を出力する入力電源
と、 上記電流検出用抵抗器で発生する電圧を検出する検出手
段と、 上記電流検出用抵抗器の抵抗値を切り換えるスイッチ手
段と、 上記負荷回路に生じる電圧を上記増幅器の入力に帰還し
て上記負荷回路に上記増幅器の入力電圧に応じた出力電
圧を発生させる帰還手段と、 上記電流検出用抵抗器の抵抗値及び上記検出手段が検出
した電圧値から上記負荷回路に流れる電流値を算出する
と共に上記入力電源が出力する上記電圧を制御する制御
手段とを具え、 該制御手段は、上記スイッチ手段による上記電流検出用
抵抗器の抵抗値の切り換えによって該抵抗値が低くなる
場合には、該抵抗値の切り換え後の上記負荷回路に生じ
る電圧値を上記抵抗値の切り換え前の上記負荷回路に生
じる電圧値以下にするために、算出された上記電流値を
用いて上記増幅器の上記出力端子に発生すべき電圧値を
算出し、上記抵抗値の切り換え直前に上記入力電源が出
力する上記電圧を変化させることを特徴とする電流検出
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5078778A JPH0743394B2 (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | 電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5078778A JPH0743394B2 (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | 電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06265582A JPH06265582A (ja) | 1994-09-22 |
| JPH0743394B2 true JPH0743394B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=13671360
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5078778A Expired - Lifetime JPH0743394B2 (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | 電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0743394B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4800371B2 (ja) * | 2008-07-30 | 2011-10-26 | 富士男 小澤 | レンジ切り替え回路 |
| JP2011013059A (ja) * | 2009-07-01 | 2011-01-20 | Hitachi Ltd | 電子回路基板の負荷電流測定方式 |
-
1993
- 1993-03-12 JP JP5078778A patent/JPH0743394B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06265582A (ja) | 1994-09-22 |
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