JPH0740657B2 - フアイナイト・インパルス・レスポンス・デジタル・フイルタ - Google Patents
フアイナイト・インパルス・レスポンス・デジタル・フイルタInfo
- Publication number
- JPH0740657B2 JPH0740657B2 JP13703486A JP13703486A JPH0740657B2 JP H0740657 B2 JPH0740657 B2 JP H0740657B2 JP 13703486 A JP13703486 A JP 13703486A JP 13703486 A JP13703486 A JP 13703486A JP H0740657 B2 JPH0740657 B2 JP H0740657B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- serial
- bit
- data
- bits
- cycle
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Complex Calculations (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 ファイナイト・インパルス・レスポンス(FIR)デジタ
ル・フィルタであって複数ビットのデータが入力される
構成において,複数ビットのデータがビット・シリヤル
に供給される2つの直列乗算器を出力側の周期で切替え
て,出力を得るようにした構成をもち,ハードウェア構
成を簡易化したことが開示されている。
ル・フィルタであって複数ビットのデータが入力される
構成において,複数ビットのデータがビット・シリヤル
に供給される2つの直列乗算器を出力側の周期で切替え
て,出力を得るようにした構成をもち,ハードウェア構
成を簡易化したことが開示されている。
本発明は,ファイナイト・インパルス・レスポンス・デ
ジタル・フィルタ,特に複数のビットのデータが入力さ
れる当該FIRデジタル・フィルタにおいて,直列乗算器
に用いて,回路構成を簡易化したFIRデジタル・フィル
タに関する。
ジタル・フィルタ,特に複数のビットのデータが入力さ
れる当該FIRデジタル・フィルタにおいて,直列乗算器
に用いて,回路構成を簡易化したFIRデジタル・フィル
タに関する。
例えばΔ−Σ型アナログ・デジタル変換器においては,8
KHzの音声信号を2MHzの周期でサンプリングした2値デ
ータが入力される第1のフィルタと,当該第1のフィル
タから得られる複数ビットのデータが供給される第2の
フィルタとをもっている。そして第のフィルタは,例え
ば の如き関数に対応した処理を行う。
KHzの音声信号を2MHzの周期でサンプリングした2値デ
ータが入力される第1のフィルタと,当該第1のフィル
タから得られる複数ビットのデータが供給される第2の
フィルタとをもっている。そして第のフィルタは,例え
ば の如き関数に対応した処理を行う。
従来上記関数に対応する処理を行うに当っては,第4図
に示す如き回路を2段継続接属する構成が考慮された。
に示す如き回路を2段継続接属する構成が考慮された。
第4図において,1−1ないし1−17は夫々遅延素子,2,3
は夫々加算器(減算を含む)を表わしている。第4図図
示の構成は に相当する処理部分であり,同じ回路を2段縦続接続す
ることによって,2乗演算が行われる。
は夫々加算器(減算を含む)を表わしている。第4図図
示の構成は に相当する処理部分であり,同じ回路を2段縦続接続す
ることによって,2乗演算が行われる。
第4図図示の構成が採用される場合には,図示の入力が
複数ビットのデータで構成され(即ち複数ビット分並列
に入力され)る場合には,遅延素子の段数も大であるこ
ととあいまって,遅延素子用のメモリのハードウェア規
模がきわめて大となる。
複数ビットのデータで構成され(即ち複数ビット分並列
に入力され)る場合には,遅延素子の段数も大であるこ
ととあいまって,遅延素子用のメモリのハードウェア規
模がきわめて大となる。
この点を解決するために第5図図示の如き回路構成が考
慮されている。図中の符号4は並列乗算器(複数ビット
分が並列に入力される),5はカウンタ,6は加算器,7−1,
7−2は夫々アキュムレータ,8は選択回路を表わしてい
る。
慮されている。図中の符号4は並列乗算器(複数ビット
分が並列に入力される),5はカウンタ,6は加算器,7−1,
7−2は夫々アキュムレータ,8は選択回路を表わしてい
る。
上記第2のフィルタによって行われる演算を考慮すると
き, が得られる。このことを利用し,第5図図示のカウンタ
5がタイミングに周期して「1」,「2」…「16」,
「15」,「14」…,「1」を発するように構成され,乗
算器4の1つの入力にタイミングに同期して「1」,
「Z-1」,「Z-2」,…,「Z-30」が入力されるようにさ
れる。加算器6は,一方のアキュムレータ例えば7−1
に累算されている値と乗算器4からの出力とを加算し,
当該アキュムレータ7−1に累算してゆく。即ち,上記
第(1)式に対応する処理を実行してゆく。アキュムレ
ータ7−1の他にアキュムレータ7−2が存在する理由
は,入力側の例えば512KHzの周期と出力側の例えば32KH
zの周期とのタイミング調整のために,演算周期の位相
を異ならしめてオーバラップさせながら処理しているこ
とによる。
き, が得られる。このことを利用し,第5図図示のカウンタ
5がタイミングに周期して「1」,「2」…「16」,
「15」,「14」…,「1」を発するように構成され,乗
算器4の1つの入力にタイミングに同期して「1」,
「Z-1」,「Z-2」,…,「Z-30」が入力されるようにさ
れる。加算器6は,一方のアキュムレータ例えば7−1
に累算されている値と乗算器4からの出力とを加算し,
当該アキュムレータ7−1に累算してゆく。即ち,上記
第(1)式に対応する処理を実行してゆく。アキュムレ
ータ7−1の他にアキュムレータ7−2が存在する理由
は,入力側の例えば512KHzの周期と出力側の例えば32KH
zの周期とのタイミング調整のために,演算周期の位相
を異ならしめてオーバラップさせながら処理しているこ
とによる。
上記第5図図示構成の場合にも,並列乗算器という回路
規模の大きい構成が必要となる。
規模の大きい構成が必要となる。
本発明は上記の点を解決しており,複数ビットのデータ
がビット・シリヤルに供給される直列乗算器を巧みに用
いるようにしている。
がビット・シリヤルに供給される直列乗算器を巧みに用
いるようにしている。
第1図は本発明の原理構成図を示す。図中の符号10−1,
10−2,10−3は夫々遅延素子,11−1,11−2は夫々直列
乗算器,12は切替回路,13はカウンタ,(18−1)(18−
2)はゲート回路を示している。
10−2,10−3は夫々遅延素子,11−1,11−2は夫々直列
乗算器,12は切替回路,13はカウンタ,(18−1)(18−
2)はゲート回路を示している。
複数のビットのデータがビット・シリヤルな形で例えば
下位ビットから入力される。即ち今,16ビットの信号を
仮定して,16ビットの信号を31サンプリングした結果合
計496ビット(16ビット×31)の直列信号が入力端子
に, b(0,0),b(0,1),b(0,2)……b(0.15…),b(1,
0),b(1,1),b(1,2)……b(1,15),b(2,0),b(2,
1),b(2,2)……b(2,15),b(3,0)……b(30,0),
b(30,1),b(30,2)……b(30,15) と順に入力されるようにされる。
下位ビットから入力される。即ち今,16ビットの信号を
仮定して,16ビットの信号を31サンプリングした結果合
計496ビット(16ビット×31)の直列信号が入力端子
に, b(0,0),b(0,1),b(0,2)……b(0.15…),b(1,
0),b(1,1),b(1,2)……b(1,15),b(2,0),b(2,
1),b(2,2)……b(2,15),b(3,0)……b(30,0),
b(30,1),b(30,2)……b(30,15) と順に入力されるようにされる。
このことは,31回のサンプリングに対応して,あるサン
プリングを第k回目としたとき, b(k,0),b(k,1),b(k,2)……,b(k,15)をもつ所
の1つのサンプリング・データ f(k)=b(k,15)×215+b(k,14)×214 +……b(k,0)×20 が31個入力されることを表している。
プリングを第k回目としたとき, b(k,0),b(k,1),b(k,2)……,b(k,15)をもつ所
の1つのサンプリング・データ f(k)=b(k,15)×215+b(k,14)×214 +……b(k,0)×20 が31個入力されることを表している。
そして,31回分のサンプリング・データが入力されたこ
とに対応して,1つの直列乗算器11−1(又は11−2)か
らフィルタリングされた16ビットの出力がビット・シリ
ヤルに出力されてくる。
とに対応して,1つの直列乗算器11−1(又は11−2)か
らフィルタリングされた16ビットの出力がビット・シリ
ヤルに出力されてくる。
1回の16ビットの出力が得られる期間をTとすると,切
替回路12からの出力は周期(T/2)(厳密には16T/31)
毎に,直列乗算器11−1と11−2とから交互に半周期ず
れて出力される。
替回路12からの出力は周期(T/2)(厳密には16T/31)
毎に,直列乗算器11−1と11−2とから交互に半周期ず
れて出力される。
各直列乗算器11−1(又は11−2)においては, 1−2Z-1+3Z-2+……+16Z-15+15Z-16…… +2Z-29+Z-30 を得るものであって,カウンタ13に示される選択信号イ
ロハニと選択信号ホヘトチとが夫々上記の計数「1」,
「2」,「3」……「16」「15」……「2」,「1」を
与えるようにゲート回路18−1(又は18−2)に供給さ
れ,遅延素子10−1,10−2,10−3を介してシフトされて
いるサンプリング・データに当該係数を乗じて直列乗算
器11−1(又は11−2)に受入れさせる。
ロハニと選択信号ホヘトチとが夫々上記の計数「1」,
「2」,「3」……「16」「15」……「2」,「1」を
与えるようにゲート回路18−1(又は18−2)に供給さ
れ,遅延素子10−1,10−2,10−3を介してシフトされて
いるサンプリング・データに当該係数を乗じて直列乗算
器11−1(又は11−2)に受入れさせる。
実際には第2図に関連して後述する如く,直列乗算器11
−1(又は11−2)内の1ビット加算器段(5個の1ビ
ット入力と4個の1ビットキャリ入力とを加算して当該
桁での加算結果のキャリと1ビットの出力とを得る1ビ
ット加算器段)のいずれの段に上記ビット・シリヤルな
データの所定のビットを供給するかを決定する。
−1(又は11−2)内の1ビット加算器段(5個の1ビ
ット入力と4個の1ビットキャリ入力とを加算して当該
桁での加算結果のキャリと1ビットの出力とを得る1ビ
ット加算器段)のいずれの段に上記ビット・シリヤルな
データの所定のビットを供給するかを決定する。
切替回路12は,出力側の例えば32KHzのサンプリング周
期に対応して,直列11−1の出力と直列乗算器11−2の
出力とを切替える。
期に対応して,直列11−1の出力と直列乗算器11−2の
出力とを切替える。
直列乗算器11−1,11−2においては,演算処理周期の位
相を異ならしめて,周期の半分の期間ずつオーバラップ
させた形で乗算処理が行われている。そして,夫々の乗
算器は,上記第(1)式に示す演算,即ち, 1+2Z-1+3Z-2+…+16Z-15+15Z-16+…+Z-30 に対応する演算を行っている。この場合の係数「1」,
「2」…「16」,「15」…,「1」に対応するようにカ
ウンタ13が乗算器に対するゲートをオン・オフする。
相を異ならしめて,周期の半分の期間ずつオーバラップ
させた形で乗算処理が行われている。そして,夫々の乗
算器は,上記第(1)式に示す演算,即ち, 1+2Z-1+3Z-2+…+16Z-15+15Z-16+…+Z-30 に対応する演算を行っている。この場合の係数「1」,
「2」…「16」,「15」…,「1」に対応するようにカ
ウンタ13が乗算器に対するゲートをオン・オフする。
第2図は本発明の一実施例構成を示す。図中の符号10−
1,10−2,10−3,11−1,11−2,12,13,(18−1),(18−
2)は第1図に対応し,14−1ないし14−4は夫々1ビ
ット加算器,15−1ないし15−4は夫々1ビット加算器,
16,17は夫々12ビット分の遅延用フリップ・フロップを
表わしている。
1,10−2,10−3,11−1,11−2,12,13,(18−1),(18−
2)は第1図に対応し,14−1ないし14−4は夫々1ビ
ット加算器,15−1ないし15−4は夫々1ビット加算器,
16,17は夫々12ビット分の遅延用フリップ・フロップを
表わしている。
直列乗算器11−1,11−2は従来公知の如く,カウンタ13
からの出力に対応して,(i)現に供給されたビットa,
(ii)1ビット前のビットb,(iii)2ビット前のビッ
トc,(iv)3ビット前のビットdを選択的に,1ビット加
算器14−1ないし14−4あるいは15−1ないし15−4に
供給し,遅延用フリップ・フロップを介在して巡回され
ている。そして,出力側のサンプリング周期に対応し
て,切替回路12によって,直列乗算器の出力を選択して
いる。
からの出力に対応して,(i)現に供給されたビットa,
(ii)1ビット前のビットb,(iii)2ビット前のビッ
トc,(iv)3ビット前のビットdを選択的に,1ビット加
算器14−1ないし14−4あるいは15−1ないし15−4に
供給し,遅延用フリップ・フロップを介在して巡回され
ている。そして,出力側のサンプリング周期に対応し
て,切替回路12によって,直列乗算器の出力を選択して
いる。
即ち,上述した如く,フィルタリングされた16ビットの
出力が一方の直列乗算器11−1から出力される周期をT
とし,その間に31回分のサンプリングされたデータが b(0,0),b(0,1),b(0,2)……b(0,15),b(1,
0),b(1,1),b(1,2)……b(1,15),b(2,0),b(2,
1),b(2,2)……b(2,15),b(3,0)……b(30,0),
b(30,1),b(30,2)……b(30,15) の如くビット・シリヤルに順に入力される。
出力が一方の直列乗算器11−1から出力される周期をT
とし,その間に31回分のサンプリングされたデータが b(0,0),b(0,1),b(0,2)……b(0,15),b(1,
0),b(1,1),b(1,2)……b(1,15),b(2,0),b(2,
1),b(2,2)……b(2,15),b(3,0)……b(30,0),
b(30,1),b(30,2)……b(30,15) の如くビット・シリヤルに順に入力される。
この周期Tを,上記31個のサンプリング値の各入力に相
当する周期H−0,H−1,……H−30に分けるとすると
き, (a)周期H−0において1×f(0)(但し,f(0)
は上記f(k)においてk=0としたもの−以下同様)
の形でゲート回路18−1を介して直列乗算器11−1に取
込まれるようにし, (b)周期H−1において2×f(1)の形でゲート回
路18−1を介して直列乗算器11−1に取込まれるように
し, (c)周期H−2において3×f(2)の形でゲート回
路18−1を介して直列乗算器11−1に取込まれるように
し, (d)以下同様にして,周期H−15で16×f(15)が取
込まれるように, (e)周期H−16で15×f(16)が取込まれ, (f)以下同様にして,周期H−30で1×f(30)が取
込まれるようにする。
当する周期H−0,H−1,……H−30に分けるとすると
き, (a)周期H−0において1×f(0)(但し,f(0)
は上記f(k)においてk=0としたもの−以下同様)
の形でゲート回路18−1を介して直列乗算器11−1に取
込まれるようにし, (b)周期H−1において2×f(1)の形でゲート回
路18−1を介して直列乗算器11−1に取込まれるように
し, (c)周期H−2において3×f(2)の形でゲート回
路18−1を介して直列乗算器11−1に取込まれるように
し, (d)以下同様にして,周期H−15で16×f(15)が取
込まれるように, (e)周期H−16で15×f(16)が取込まれ, (f)以下同様にして,周期H−30で1×f(30)が取
込まれるようにする。
直列乗算器11−1内では,1つの周期H−i(iは0ない
し30)に相当する時間遅延されて(遅延用フリップフロ
ップ16を介して遅延されて),1つ前の周期の演算結果が
巡回してくるので, (a′)周期H−0において, g(0)≡1×f(0) が得られ, (b′)周期H−1において, g(1)≡2×f(1)+g(0) が得られ, (c′)周期H−2において, g(2)≡3×f(2)+g(1) が得られ, (d′)以下同様にして,周期H−15において, g(15)≡16×f(15)+g(14) が得られ, (e′)周期H−16において, g(16)≡15×f(16)+g(15) が得られ, (f′)以下同様にして,周期H−30において, g(30)≡1×f(30)+g(29) が得られる。即ち,g(30)がフィルタリング結果として
切替回路12に導かれてゆく。
し30)に相当する時間遅延されて(遅延用フリップフロ
ップ16を介して遅延されて),1つ前の周期の演算結果が
巡回してくるので, (a′)周期H−0において, g(0)≡1×f(0) が得られ, (b′)周期H−1において, g(1)≡2×f(1)+g(0) が得られ, (c′)周期H−2において, g(2)≡3×f(2)+g(1) が得られ, (d′)以下同様にして,周期H−15において, g(15)≡16×f(15)+g(14) が得られ, (e′)周期H−16において, g(16)≡15×f(16)+g(15) が得られ, (f′)以下同様にして,周期H−30において, g(30)≡1×f(30)+g(29) が得られる。即ち,g(30)がフィルタリング結果として
切替回路12に導かれてゆく。
なお,カウンタ13における選択信号イロハニ(又はホヘ
トチ)は,例えば上記周期H−12のときを例にとると,
上記係数「13」であることから,「イロハニ」は値「1
3」を示す「1101」を発するようにされている。そして
第2図図示のa,b,c,d上に現れるビット値を夫々ゲート
するようにする。即ち,今の例の場合,イが「1」,ロ
が「1」,ハが「0」,ニが「1」であることから,f
(12)に相当するビットがシフトされてゆく間に図示の
aとbとに現れるビット値が直列乗算器11−1に受取ら
れてゆく。
トチ)は,例えば上記周期H−12のときを例にとると,
上記係数「13」であることから,「イロハニ」は値「1
3」を示す「1101」を発するようにされている。そして
第2図図示のa,b,c,d上に現れるビット値を夫々ゲート
するようにする。即ち,今の例の場合,イが「1」,ロ
が「1」,ハが「0」,ニが「1」であることから,f
(12)に相当するビットがシフトされてゆく間に図示の
aとbとに現れるビット値が直列乗算器11−1に受取ら
れてゆく。
切替回路12は,第3図図示のタイムチャートの如く,直
列乗算器11−1,11−2の出力を切替えて出力しており,2
つの直列乗算器はオーバラップする形で処理を行ってい
る。
列乗算器11−1,11−2の出力を切替えて出力しており,2
つの直列乗算器はオーバラップする形で処理を行ってい
る。
以上説明した如く,本発明によれば,直列乗算器を利用
することが可能となり,ハードウェア構成が大幅に簡易
化される。
することが可能となり,ハードウェア構成が大幅に簡易
化される。
第1図は本発明の原理構成図,第2図は本発明の実施例
構成,第3図は動作説明用のタイムチャート,第4図お
よび第5図は夫々従来の構成を示す。 図中,10−iは遅延素子,11−1,11−2は夫々直列乗算
器,12は切替回路,13はカウンタ,14−iおよび15−iは
夫々1ビット加算器を表わす。
構成,第3図は動作説明用のタイムチャート,第4図お
よび第5図は夫々従来の構成を示す。 図中,10−iは遅延素子,11−1,11−2は夫々直列乗算
器,12は切替回路,13はカウンタ,14−iおよび15−iは
夫々1ビット加算器を表わす。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 林 敏夫 神奈川県厚木市森の里若宮3番1号 日本 電信電話株式会社厚木電気通信研究所内 (72)発明者 内村 国治 神奈川県厚木市森の里若宮3番1号 日本 電信電話株式会社厚木電気通信研究所内
Claims (1)
- 【請求項1】複数ビットで構成されるデータが入力され
るファイナント・インパルス・レスポンス・デジタル・
フィルタにおいて, 上記複数ビットで構成されるデータをサンプリングした
結果のデータについての,当該データを構成するビット
がビット・シリヤルにかつ複数回のサンプリング結果の
データをサンプリング周期に対応させて供給されるよう
構成され, 当該ビット・シリヤルに供給されるデータを単位ユニッ
ト分遅延させる遅延素子を複数段分継続させた遅延回路
部と, 該遅延回路部を構成する上記複数段の各遅延素子からの
出力を含む複数個のビットが各ビットについては選択的
に供給されて直列処理によって乗算を行う直列乗算器
と, 当該直列乗算器に対して,上記各ビットを当該各ビット
について選択的に供給せしめる選択信号を生成するカウ
ンタとをそなえており, かつ上記直列乗算器として2つの直列乗算器(11−1)
(11−2)をもうけ, 当該2つの直列乗算器(11−1)(11−2)が乗算処理
を位相を異にして夫々実行すると共に, 出力側のサンプリング・データの周期ごとに上記2つの
直列乗算器(11−1)(11−2)を切替えて出力するよ
うにした ことを特徴とするファイナント・インパルス・レスポン
ス・デジタル・フィルタ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13703486A JPH0740657B2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-12 | フアイナイト・インパルス・レスポンス・デジタル・フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13703486A JPH0740657B2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-12 | フアイナイト・インパルス・レスポンス・デジタル・フイルタ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62293811A JPS62293811A (ja) | 1987-12-21 |
JPH0740657B2 true JPH0740657B2 (ja) | 1995-05-01 |
Family
ID=15189302
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13703486A Expired - Lifetime JPH0740657B2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-12 | フアイナイト・インパルス・レスポンス・デジタル・フイルタ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0740657B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0795667B2 (ja) * | 1993-01-18 | 1995-10-11 | 日本電気株式会社 | トランスバーサルフィルタ |
US6624691B1 (en) | 1999-10-04 | 2003-09-23 | Nec Corporation | Demodulator for processing digital signal |
-
1986
- 1986-06-12 JP JP13703486A patent/JPH0740657B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS62293811A (ja) | 1987-12-21 |
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