JPH0661792A - デジタル・フィルタ - Google Patents
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Abstract
供すること。 【構成】複数の入力信号成分を所定の対称形式に配列す
るデータ入力回路106と、このデータ入力回路からの
データを受け、選択された入力信号成分を対応するフィ
ルタ係数に基づいて処理する複数の縦続接続されたフィ
ルタ・セル102q(q=1, 2,..., Q-1)とを具える。フ
ィルタ係数値は、複数のセルに関して昇順に配置され、
係数ブロック浮動小数点処理を実行する。
Description
特にFIRデジタル・フィルタに関する。
IRデジタル・フィルタの動作は、以下の式で表され
る。
れる入力信号成分を夫々表し、項a(m)は、デジタル・
フィルタの特性を表す係数を表し、y(n)は、デジタル
・フィルタの出力を表している。図9は、数1で表され
る動作を実現する従来のFIRデジタル・フィルタ10
の構成の一例を示している。このフィルタ10では、同
様のM個のセル120,121,,122,・・・,12M
-1が入力端14に接続されている。なお、下付き添字m
を用いて、成分セル120,121,・・・,12M-1の
何れか1つを一般的に12mのように表すこととする。
入力信号成分x(n−m)とレジスタ18mに記憶された
フィルタ係数a(m)とを乗算する。各セル12mの中の
加算器20mは、乗算器12mの積とセル12m-1の加算
器20m-1からの積の和とを加算する。各セル12m内の
レジスタ22mは、加算器20mの出力を遅延させること
により、後の加算器20m+1への信号印加の同期をと
る。デジタル・フィルタ10は、加算器20mの間にレ
ジスタ22mを配置していることから、トランスポーズ
ド(転置)型と呼ばれる。
0は、各セル12mが一定の構成であり、多数のセルを
縦続接続してフィルタの長さを増加し、多数のチャンネ
ルに適した構成にすることができる。この結果、デジタ
ル・フィルタ10は、ASIC(Application Specific
Integrated Circuit)の実現に好適である。しかし、
このデジタル・フィルタ10の欠点は、図10に示すよ
うな対称型フィルタの場合と比較して乗算器16mの必
要な個数が2倍となり規模が大きく構成が複雑となるこ
とである。
行う対称型の従来のFIRデジタル・フィルタ26の構
成を示している。この線形位相フィルタは、対称なフィ
ルタ係数を有し、これらの係数はa(m)=a(M−1
−m)で表され、例えば、a(0)=a(M−1)であ
る。数式1の入力信号成分x(n−m)の数Mを処理す
るために、フィルタ26は(M/2)個の加算器28
0,281,・・・・,28M/2-1を有し、これらは、対称な
入力信号成分対x(0)及びx(M−1),x(1)及
びx(M−2),・・・・,x(M/2)及びx(M/2−
1)を受ける入力端30に接続されている。遅延レジス
タ320,321,・・・・,32M-1は、入力端30に接続
され、加算器280,281,・・・・,28M/2-1に印加さ
れる入力信号成分を夫々遅延させる。乗算器380,3
81,・・・・,38M/2-1は、加算器280,281,・・・・,
28M/2-1からの出力を受け、対称フィルタ係数a
(0),a(1),・・・・,a(M/2−1)を夫々乗算
し、その結果をレジスタ400,401,・・・・,40M/2-
1に夫々記憶する。各乗算器38mの出力は、一連の加算
器42に送られ、デジタル・フィルタ26の出力が得ら
れる。
は、乗算器38mの個数が約半分になることである。し
かし、デジタル・フィルタ26の欠点は、セルの構成が
不規則であり、ASICの実現には好適でなく、デシメ
ーション(間引き)処理にも適していないことである。
IRデジタル・フィルタ48の構成を示すブロック図で
ある。このフィルタは、デシメーターと呼ばれることも
ある。デジタル・フィルタ48は、図9のフィルタと略
同様の構成であるが、相違点は、入力端52に接続され
たM/L個の同じセル500,501,・・・・ ,50M/L-1
を含み、M個の入力信号成分を処理するものである。各
セル50mは、L個の入力信号成分と、レジスタ56mに
記憶された対応するフィルタ係数a(m),a(m+
1),・・・・,a(m+L−1)とを夫々乗算する乗算器
54mを含んでいる。加算器58mが遅延レジスタ60m
と2対1マルチプレクサ(MUX)62mと協動して入
力信号成分と係数の積を累算する。L個の積の累算後、
順方向制御信号がマルチプレクサ62mの制御入力端に
供給され、累算値が次のセル50mのマルチプレクサ6
2m-1及び加算器58m-1に供給される。デシメーション
処理では、セルの個数を減少できるが、デジタル・フィ
ルタ48では、上述のデジタル・フィルタ10について
説明したのと同様の欠点を有する。
48は、通常、入力信号成分とフィルタ係数とを固定小
数点処理をするので、計算上の切り捨てや丸め誤差等に
より精度の限界がある。更に、固定小数点処理は、固定
指数の固定数のビットによる数値を表している。フィル
タ係数の場合には、しばしば固定小数点では表せない
程、数値が小さくなり過ぎるので、実際にそのような小
さな数値を扱えないことから誤差が発生する。更に、フ
ィルタの長さが長くなると、固定小数点のレジスタでは
とても表せない程、係数が小さくなるので、誤差も格段
に大きくなるという問題がある。
ジタル・フィルタを提供することである。本発明の別の
目的は、可変デシメーション機能を有するFIRデジタ
ル・フィルタを提供することである。本発明の他の目的
は、ASICを実現するのに好適なデジタル・フィルタ
を実現することである。
成するために、新規なトランスポーズド型対称FIRデ
ジタル・フィルタを提供する。このデジタル・フィルタ
は、複数の入力信号成分を所定の対称形式に配列するデ
ータ入力回路と、このデータ入力回路からのデータを受
け、選択された入力信号成分を対応するフィルタ係数に
基づいて処理する複数の縦続接続されたフィルタ・セル
とを具える。フィルタ係数値は、複数のセルに関して昇
順に配置され、係数ブロック浮動小数点処理を実行する
ことにより、信号処理の精度を向上している。
タ100の一実施例の構成を示すブロック図である。デ
ジタル・フィルタ100は、Q個のセル1020,10
21,・・・・,102Q-1を含み、これらのセルは、データ
入力回路106の1対の入力端104a及び104bに
接続されている。これらのセルは、略同一構成であり、
セル1020,1021,・・・・,102Q-1の下付き添字
を「q」で代表させ、例えば各セルを102qで表す。
この表記方法は、セル内の各構成要素でも同様に行う。
応する入力信号成分を信号入力端104a及び104b
から受け、加算器108qで加算する。遅延レジスタ1
09aq及び109bqが入力端104aの信号線に沿っ
て、加算器108qの前後に配置されており、協動して
デジタル・フィルタ100の対称処理を実行する。遅延
レジスタ109aq及び109bqは、各々、デジタル・
フィルタ100のクロック・サイクルのK個分の遅延を
与える。図が煩雑になるのを防ぐ為に、クロック信号路
は図示していない。
0qに供給され、各加算値は、デシメーション・レジス
タ112qに記憶された対応するフィルタ係数と乗算さ
れる。乗算器110qから出力される積は、固定小数点
加算器122q、遅延レジスタ124q及びマルチプレク
サ126qから構成されるアキュムレータ・サブ回路1
20qに供給される。これにより、入力信号の対称成分
と乗算器110qからの対応するフィルタ係数との積が
累算される。
0qで積を受け、入力端132qで部分和を受け、これら
の和を出力端134qに出力する。遅延レジスタ124q
は、この和を1クロック・サイクル遅延させてからマル
チプレクサ126qに部分和として帰還する。この1ク
ロック・サイクル遅延期間中に、乗算器110qは、次
の積を出力して加算器122qに供給する。
サブ回路120qは、フォワード・クロック端子136
から乗算器126qに供給されるフォワード・クロックF
ORWARDに応じて、その累算値を後続のセル102q+1に
渡す。各セル102qの中の2進シフタ142qは、詳細
に後述する係数ブロック浮動小数点処理に従って、セル
102qからの累算値を右にシフトしてセル102q+1に
送る。
関数は、以下のようなものである。上述の数式1で与え
られる出力応答y(n)は、FIRフィルタの一般的な
ものであり、次のように書き換えることができる。
−m)なので、数式3は、次のように書き換えられる。
(n)を(M−1)分だけ遅延させた成分である。
式を修正して間引き(デシメーション)処理を実現する
には、数式1を以下のように書き換える。
102の数、M=QKは、フィルタの長さを表す。対称
型デシメーターの場合、偶数のフィルタ長M=2QKを
考慮すると、同様の方法により、次式が得られる。
−(M−1)+2qK]である。なお、xq′は、xqを
(M−1−2qK)だけ遅延させたものである。上述の
原理を奇数のフィルタ長M=2QK−1の対称デシメー
タに同様に適用できる。以下の説明では、説明の便宜
上、偶数のフィルタ長の例について説明する。
タ入力回路106から入力信号成分を受ける。データ入
力回路106の中の1対のLIFO(ラストイン・ファ
ーストアウト)レジスタ150a及び150bは、シス
テム入力端152からのK個の入力信号成分を交互に記
憶する。これらLIFOレジスタ150a及び150b
から、K個の入力信号成分が記憶された時の順番と逆の
順番で出力され、1対のスイッチ154a及び154b
を介して信号入力端104aに順次供給される。スイッ
チ154aは、LIFO出力端158a及び158b間
で交互に切り換わり、スイッチ154bは、LIFO出
力端156a及び156b間で交互に切り換わる。(M
+K)個のクロック・サイクル分の遅延期間を有する遅
延レジスタ160がシステム入力端152に接続されて
おり、ここからの遅延出力信号が入力端104bに送ら
れる。
で、フィルタ長M=20の時、入力回路106から供給
される入力信号成分の例を示している。これは、一例で
あり、デシメーション・ファクタ及びフィルタ長は別の
値でも構わないことに留意されたい。
ク・サイクル毎に1つの信号成分ずつ供給される入力信
号成分x(m)を表している。B列は、LIFOレジス
タ152a及び152bから信号入力端104aに供給
される1組がK(例えばK=5)個毎の逆順の入力信号
成分を表している。C列は、遅延レジスタ160により
(M+K)個のクロック・サイクル分だけ遅延された後
の入力信号成分を表している。D列は、遅延レジスタ1
09a0を通過後に加算器1080に供給された入力信号
成分を表している。E列は、遅延レジスタ109b0及
び109a1を通過後に加算器1081に供給された入力
信号成分を示している。
付したのは、加算器1080で加算された対称入力信号
成分を表し、C列及びE列において、星印2つ(**)を
付したのは、加算器1081で加算された対称入力信号
成分を表している。
a(m)は、このフィルタ100の特性である対称イン
パルス応答関数sin(x)/xを近似するものであ
る。この関数sin(x)/xを近似するフィルタ係数
は、フィルタ係数列の両端(例えば、a(0)及びa
(M−1))において最低値となり、フィルタ係数列の
中央(例えば、a(M/2−1))において最大値とな
る。しかし、この例に限定されず、フィルタ係数a
(m)は他のどのような対称フィルタ関数を表しても良
い。
21,・・・・,112Q-1に記憶されたフィルタ係数は、値
が昇順になるように配列されている。すなわち、セル1
02qのデシメーション・レジスタ112qに記憶された
フィルタ係数すぐ隣のセル102q+1のデシメーション
・レジスタ112q+1に記憶されたフィルタ係数よりも
小さい値になっている。フィルタ係数をこのように配列
することにより、本発明によるデジタル・フィルタ応答
の係数ブロック浮動小数点計算を採用することができる
のである。
は、固定浮動小数点処理よりも精度が高いからであり、
従来の浮動小数点処理よりも格段に高速で簡単になるか
らである。従来の浮動小数点処理のように、各数値を2
つの数値成分、即ち、仮数と指数で表す。デジタル・フ
ィルタ100が動作する時、各デシメーション・レジス
タ112qに記憶されたフィルタ係数は、共通の指数値
を有する値を表し、その指数値は表現されない。フィル
タ係数を十分に低い値とするように選択することによ
り、対応する入力信号成分との積の和が同じ指数値とな
り、仮数のオーバーフローを回避できる。あるいは、ア
キュムレータ・サブ回路120qを仮数の所定値でオー
バーフローするように、例えば、4ビットでオーバーフ
ローするように構成しても良い。この結果、各セル10
2qにおけるフィルタ係数と対応する入力信号成分との
積の和は、固定小数点処理によって得られるので、加算
器122qの構成を比較的簡単にすることができ、比較
的高速の動作が可能になる。
ているので、隣あう1対のセル102q及び102q+1の
指数値間の差は既知であり、例えば、その値は0、1又
は2とするのが好適である。この隣合うセル102q及
び102q+1の指数値の差が0でない場合、例えば、そ
の差が2である場合、2進シフタ142qがアキュムレ
ータ・サブ回路120qからの仮数値を右へ2桁シフト
する。この結果、2進シフタ142qは、アキュムレー
タ・サブ回路120qからの仮数値を除算し、アキュム
レータ・サブ回路120q+1で使用するより大きな指数
値を得る機能を果たす。
仮数値の変化を模式的に示す図である。図3では、隣合
うセル102q及び102q+1の間で1桁だけ右にシフト
する場合に単純化して示している。しかし、1対の隣合
うセル102q及び102q+1間では、異なる桁数のシフ
トをしても良いし、シフトをしなくても良いことに留意
されたい。2進シフタ142qから出力される仮数値の
シフトは、高速の動作を実現する為に、例えば、デジタ
ル・シフタを使用したり、又は切り捨てビットが隣のセ
ル102q+1に供給されないように隣合うアキュムレー
タ・サブ回路を単に導体で接続するだけのように単純化
しても良い。
する係数ブロック浮動小数点処理の精度についても示し
ている。固定小数点処理の場合、セル102Q-8の指数
値以下の指数値を有する全てのフィルタ係数がその処理
システムの分解能より低くなるので、大きな累積誤差が
発生する可能性が高い。しかし、係数ブロック浮動小数
点処理の場合には、各セル102qの累算値のLSBの
みが切り捨てられるだけなので、誤差が入る確率を最小
化できると共に、固定小数点処理の高速処理特性をも維
持することができる。
力端152に供給される入力信号成分を、例えば、マル
チプレクサを用いて複数のチャンネルから順番に選択す
るように構成することが出来る。C個のチャンネルを設
けた場合、遅延レジスタ109aq、109bq、124
q及び160の遅延期間はC倍だけ増加し、夫々遅延値
は、CK、CK、C及びC(M+K)個のクロック・サ
イクルとなる。同様に、LIFOレジスタ150a及び
150bは、システム入力端152からCK個の入力信
号成分を交互に受けるように構成される。
により、種々の入力信号成分間、各チャンネルにおける
種々の乗算出力の積間及び種々の加算出力の和の間で同
期関係が維持される。このように遅延期間を増加させる
には、夫々の遅延がK、K、1、及び(M+K)クロッ
ク・サイクルである遅延レジスタ109aq、109b
q、124q及び160をC個用い、K個の入力信号成分
を受けるのにC個のLIFOレジスタ150a及び15
0bを用いても良い。
ル処理の簡単な一例としては、信号の対応する実数部分
と虚数部分とを処理するのに2チャンネルを有する装置
が使用される。このような2チャンネル型の装置では、
遅延レジスタ109aq、109bq、124q、及び1
60の遅延期間を夫々2K、2K、2及び2(M+K)
クロック・サイクルとするように構成し、LIFOレジ
スタ150a及び150bの各々が2K個の入力信号成
分を受けるようにする。このような2チャンネル型の装
置でデシメーション・ファクタKが2で、フィルタ長M
が8の場合の入力信号成分の簡単な例を表2に示してい
る。デシメーション・ファクタKとフィルタ長Mが異な
る点を除けば、表2の記載形式は表1と同様である。
ペクトラム・アナライザやその他適当なデジタル機器に
採用しても良い。上述のように、デジタル・フィルタ1
00のクロック周波数は、サンプリング周波数に一致し
ており、このフィルタを実現する技術レベルに依存して
いる。例えば、CMOS集積回路の中に実現した場合に
は、クロック周波数は約40MHzを達成し得る。それ
に対し、従来の浮動小数点処理では、僅かに数百KHz
程度のサンプリング周波数を実現できるに過ぎない。
は、2QKであり、Qはセル102qの数であり、Kは
デシメーション・ファクタである。フィルタ長Mを増加
すると、周波数遷移がより鋭くなり、多くの応用例にお
いて極めて望ましい特性となる。デジタル・フィルタ1
00は、各ASIC上でセル102qの数を約12個位
まで用い、複数のICを縦続接続してセルの数を増加さ
せることにより精度を向上させるのが好適である。複数
のASICを接続するためには、端子162a及び16
2bを信号入力端104aに設け、端子164a及び1
64bを信号入力端104bに設け、端子166a及び
166bをアキュムレータaサブ回路1200と120Q
-1に設ける。この複数のASICのデジタル・フィルタ
100には、入力回路106は、1つのみが使用される
ことに留意されたい。
ン・ファクタKは、所定の値の範囲から選択可能であ
る。例えば、各デシメーション・レジスタ112qは、
最大で20個のフィルタ係数を記憶可能であり、1個、
2個、4個、5個、10個又は20個の係数が使用可能
である。フィルタの帯域幅と逆比例の関係があるので、
デシメーション処理を可変にすることが望ましい。デシ
メーション・ファクタKの値を選択すると、デシメーシ
ョン・レジスタ112qの中のどのフィルタ係数を使用
するかが決まる。例えば、特定のデシメーション・ファ
クタKに対してデシメーション・レジスタ112qに対
応する特定のフィルタ係数をメモリ回路(図示せず)か
らデシメーション・レジスタ112qに供給できる。
一般的な実施例に関して述べたものであり、種々の異な
る環境の下では、特定の実施例を採用する。例えば、図
4は、デジタル・フィルタ100と略同じ構成のデジタ
ル・フィルタ170の構成を示すブロック図であり、相
違点は、デジタル・フィルタ170はデシメーション機
能すなわち、係数ブロック浮動小数点処理を採用せず、
フィルタ係数の配列順序が降順に設定されていることで
ある。この結果、デジタル・フィルタ170は、比較的
構成が簡単となるが、他方、対称型デジタル・フィルタ
に本発明の標準的な容易に接続可能なユニット・セルを
設けている。
フィルタ170は簡単化されており、デジタル・フィル
タ100の入力回路106、マルチプレクサ126q、
2進シフタ142qが省略されている。すなわち、デシ
メーション処理を省くことにより、入力信号成分の逆順
序のデータ列を発生する入力回路106を省略すること
ができる。同様に、マルチプレクサ126q及び2進シ
フタ142qは、フィルタ係数値の降順の配列が係数ブ
ロック浮動小数点処理と対応していないことから省かれ
ている。
タ109a0のバイパス線路172を有する。この遅延
レジスタ109a0は、スイッチ174により制御され
る。バイパス線路172は、デジタル・フィルタ170
のフィルタ長Mが偶数か奇数かに応じて入力端104a
及び104b上の入力信号成分を調整する機能を果た
す。フィルタ長Mが偶数の場合、スイッチ174はバイ
パス172を切り離し、入力信号成分は遅延レジスタ1
09a0を通過する。フィルタ長Mが奇数の場合、スイ
ッチ174はバイパス172を接続させ、遅延レジスタ
109a0をバイパスする。
成を示すブロック図であり、略デジタル・フィルタ17
0と同様であるが、フィルタ係数値は昇順の配列構成に
なっている。デシメーション・レジスタ1120,11
21,・・・・,112Q-1は、夫々フィルタ係数a(0),
a(1),・・・・,a(Q−1)を記憶している。更に、
このフィルタ170′では、フィルタ170のバイパス
172は削除され、全ての入力信号成分は直接信号入力
端104a′に供給され、スイッチ付きカップリング1
76を介して信号入力端104b′に送られる。カップ
リング176はスイッチ178を含み、デジタル・フィ
ルタ170′のフィルタ長Mが偶数(MEVEN)か奇数
(MODD)かに応じて端子179a及び179bを選択
的に入力端104b′に接続する。
ル・フィルタ180の構成を示すブロック図であり、デ
ジタル・フィルタ100と基本的に同じ構成であるが、
このデジタル・フィルタ180は、デシメーション・フ
ァクタK=2で、奇数のフィルタ長M=4Q+1を有す
るデシメーターとして機能する。この環境において、偶
数番目のフィルタ係数は、フィルタ係数2Q=0.5を
除いて残りは全て0である。デジタル・フィルタ180
は次の式で表される。
フィルタ100の入力回路106の代わりに入力マルチ
プレクサ182を有する。この入力マルチプレクサ18
2は、奇数番目と偶数番目の入力信号成分を信号入力端
184a及び184bに夫々供給する機能がある。信号
入力端184aは、奇数番目の入力信号成分を図1のセ
ル102qと略同一構成のフィルタ・セル186qに供給
する。信号入力端184bは、偶数番目の入力信号成分
を遅延期間3Qクロック・サイクルの遅延レジスタ18
8に供給する。この偶数番目の入力信号成分は、信号成
分x(2Q)以外は全てゼロである。1ビット右側へシ
フトするシフタ190の機能は、入力信号成分x(2
Q)に0.5を乗算することである。加算器192は、
この0.5x(2Q)を入力信号成分と奇数番目のフィ
ルタ係数との積の和に加算する。デジタル・フィルタ1
80の利点は、入力信号成分の半分のみを処理するだけ
であることから帯域幅性能が向上することである。
qの実施例の構成を示すブロック図である。この遅延レ
ジスタ200qは、デジタル・フィルタ100のセル1
02qの中の各遅延レジスタ対109a及び109bを
置換するものであり、これにより、入力回路106を省
略することができる。ダイナミック遅延レジスタ200
qは、2N個の1クロック・サイクル遅延レジスタ20
2(1)q,202(2)q,・・・・,202(2N)qを
含んでいる。Nの値は、選択可能な最大デシメーション
・ファクタKmax以上の値である。一連の遅延レジスタ
対202(i)は、夫々入力線208(1)q,208
(2)q,・・・・,208(N)q及び210(1)q,2
10(2)q,・・・・,210(N)qを介してスタティッ
ク・マルチプレクサ204q及びダイナミック・マルチ
プレクサ206qに供給される。マルチプレクサ204q
及び206qの端子212q及び214qは、夫々ダイナ
ミック遅延レジスタ200q+1及び加算器108qに接続
されている。
ルチプレクサ204qは、遅延レジスタ202(2K)q
と202(2K+1)qの間から延びたK番目の入力線
208(K)qを端子212qに接続する。マルチプレク
サ206qは、入力線210(1)q,210(2)q,・
・・・,210(K)qを一連のクロック・サイクル中に端
子208bqに接続する。この結果、マルチプレクサ2
04qは、2K個のクロック・サイクルの遅延を有する
入力信号成分を隣のダイナミック遅延レジスタに送る。
マルチプレクサ206qは、信号線104b上の入力信
号成分と対称な入力信号成分を加算器108qに送る。
が、本発明はここに説明した実施例のみに限定されるも
のではなく、本発明の要旨を逸脱することなく必要に応
じて種々の変形及び変更を実施し得ることは当業者には
明らかである。
号成分を対称形式に配列するデータ入力回路を設けたの
で、複数のフィルタ・セルの構成が簡単となる。また、
各フィルタ・セルが係数ブロック浮動小数点処理を行う
ことにより、従来の固定小数点処理より精度が向上す
る。
図である。
る。
である。
ある。
ある。
ロック図である。
図である。
図である。
ブロック図である。
ロック図である。
すブロック図である。
Claims (1)
- 【請求項1】 複数の入力信号成分を所定の対称形式に
配列するデータ入力回路と、 該データ入力回路からのデータを受け、選択された入力
信号成分を対応するフィルタ係数に基づいて処理する複
数の縦続接続されたフィルタ・セルとを具え、 各フィルタ・セルは係数ブロック浮動小数点処理を実行
することを特徴とするデジタル・フィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US919798 | 1992-07-27 | ||
US07/919,798 US5339264A (en) | 1992-07-27 | 1992-07-27 | Symmetric transposed FIR digital filter |
Publications (2)
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JPH0661792A true JPH0661792A (ja) | 1994-03-04 |
JP3000325B2 JP3000325B2 (ja) | 2000-01-17 |
Family
ID=25442673
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5204597A Expired - Fee Related JP3000325B2 (ja) | 1992-07-27 | 1993-07-27 | 有限インパルス応答デジタル・フィルタ |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5339264A (ja) |
JP (1) | JP3000325B2 (ja) |
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- 1993-07-27 JP JP5204597A patent/JP3000325B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JP3000325B2 (ja) | 2000-01-17 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071112 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081112 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091112 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101112 Year of fee payment: 11 |
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