JPH07297886A - 電話線インターフェース回路 - Google Patents
電話線インターフェース回路Info
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- JPH07297886A JPH07297886A JP7110284A JP11028495A JPH07297886A JP H07297886 A JPH07297886 A JP H07297886A JP 7110284 A JP7110284 A JP 7110284A JP 11028495 A JP11028495 A JP 11028495A JP H07297886 A JPH07297886 A JP H07297886A
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Abstract
可能な電話線インターフェース回路を提供する。 【構成】 本発明は、電話線に結合する送信経路と、電
話線(2)に結合する受信経路とを有する。送信経路
は、前記線(2)に結合する出力と、送信信号を受信す
る第1入力と、交流および直流線電圧信号と交流および
直流線電流信号とから成る第1加算信号を受信する第2
入力とを有する第1増幅手段(A1)を含む。フィード
バック・ループは、第1増幅手段(A1)の出力と増幅
器A2入力との間に電話線(2)を介して結合され、第
1加算信号を第1入力における信号と実質的に等しく制
限するのに十分なループ利得を有する。受信経路は、第
1加算信号を受信するための第1入力と、交流および直
流線電流信号と直流線電圧信号とから成る第2加算信号
を実質的に2倍したものを受信する第2入力と、受信信
号を供給する出力とを有する第2増幅手段(A4)を含
む。
Description
回路に関するものである。
常、電話線への信号帯域において、ある直流特性および
規定された交流インピーダンスとを示さなければならな
い。これら直流特性および交流インピーダンスの仕様は
国毎に異なっている。
体が送信する信号よりもレベルを低下させる装置も含ま
なければならない。この装置が電話線によって電話機に
与えられるインピーダンスに感応することは避けられな
い。理想的なのは、使用される電話線によって与えられ
るインピーダンスに対して、電話機はそれ自体の送信信
号を最もよく除去するように設計されることである。こ
れを「最良混成平衡(best hybrid balance)」と呼ぶ。
例えば、Motorola TCA3386およびTCA3388のような従来
の回路では、2つのインピーダンス・ネットワークの加
重加算(weightedsum)を用いて混成平衡インピーダンス
を規定することによって、これを近似している。この手
法は、受信路の利得が周波数に依存するようになるこ
と、および電話線に与えられるインピーダンスを規定す
るのに必要なインピーダンス・ネットワーク以外にも余
分なインピーダンス・ネットワークを必要とするという
欠点がある。これらの欠点は、多数の国で携帯用に用い
ることができるように設計されるプログラマブルな機器
(programmable equipment)においては、各国毎に異なる
ネットワークが必要となるため重大である。
目的は、上述の欠点を少なくとも軽減するか、或いは克
服することである。
めに、本発明は、電話線に結合するための送信経路と、
前記電話線に結合するための受信経路とを有する電話線
インターフェース回路を提供する。前記送信経路は、前
記電話線に結合するための出力と、送信された信号を受
信する第1入力と、交流および直流線電圧信号と交流お
よび直流線電流信号とから成る第1加算信号を受信する
第2入力とを有する第1増幅手段と、前記電話線を介し
て前記第1増幅手段の出力と前記第2入力との間に結合
され、前記第1加算信号を前記第1入力における信号に
実質的に等しく制限するフィードバック手段とから成
る。また、前記受信経路は、前記第1加算信号を受信す
る第1入力と、前記交流および直流線電流信号と前記直
流線電圧信号とから成る第2加算信号の実質的に2倍を
受信する第2入力と、受信信号を供給する出力とから成
る。このような構成により、前記電話線インターフェー
ス回路は電話線に対して所定のインピーダンスを与える
と共に、前記電話線のインピーダンスが実質的に前記所
定インピーダンスに等しい時は、混成平衡を得るように
したものである。
定インピーダンスが複素数となるようなリアクタンス性
素子(reactive elements)を含むネットワークを通じて
前記電話線から得られる。前記ネットワークは、交流線
電流信号に切り替え可能な複数のネットワークの内の1
つであり、切り替えにより前記ネットワークの各々が電
話線に対して異なる所定のインピーダンスを発生できる
ようにすることが好ましい。また、前記直流線電圧信号
は、非線形処理回路手段を通じて電話線から得られ、前
記インターフェース回路が前記電話線に対して所定の非
線形直流特性を与えるようにすることが好ましい。更
に、前記非線形処理回路手段は、前記電話線に与えられ
る所定の非線形直流特性を変化させることができるよう
に、プログラマブルであることが好ましい。
を示す図面を参照しながら、一実施例を例にとって本発
明を詳細に説明する。
は、後続各部に正確な極性の電圧を供給するダイオード
・ブリッジ1を含む。また、前記インターフェース回路
は、トランジスタQ1,Q2を通じて電話線に結合され
た演算増幅器A1を有する主フィードバック・ループを
含むと共に、抵抗R0を通じての線電圧のフィードバッ
クおよび抵抗R2を通じての線電流のフィードバックが
設けられる。トランジスタQ1,Q2およびダイオード
・ブリッジ1は高電圧素子であり、これら以外の回路部
分の外部に設けてもよい。トランジスタQ2のコレクタ
はツエナー・ダイオードZ1および蓄積コンデンサ(res
ervoir capacitor)C4に結合されている。ツエナー・
ダイオードZ1は内部電源レギュレータを簡素化して表
したものである。
入力が送信信号を受信するように結合され、出力が演算
増幅器A1の反転出力に結合された平衡電圧増幅器(bal
anced voltage amplifier)A3を含む。送信増幅器A3
の出力は、バイアス・レベルV1の出力を発生し、これ
が演算増幅器A1の反転出力に印加される。フィードバ
ック全体で、演算増幅器A1の非反転入力と同一レベル
を形成する。このレベルは、利得1の増幅器A6の出力
において生成される。利得1の増幅器A6の出力は、抵
抗R1を介して、演算増幅器A1の非反転入力に結合さ
れている。増幅器A6はオフセットを有するので、必要
とされる入力電圧V0はバイアスレベルV1よりも低い
値となる。
分間に必要な絶縁性を確保するために、入力電圧V0
は、分圧器によって、バンドギャップ基準(bandgap ref
erence)から得られ、V1基準レベルはオフセットVb
eを有するバッファ増幅器A6(出力の方が高い)を通
じて、入力電圧V0から得られる。
平衡電圧増幅器A4と増幅器A2とを含む。増幅器A2
と、抵抗R7,R8によって構成されたそのフィードバ
ック・ネットワークは、利得が(約)2の電圧増幅器を
形成する。増幅器A2,A4は、それらの非反転入力に
おいて、増幅器A6からのバイアス電圧V1を受信し、
抵抗R7にバイアス電圧V1が戻され、直流平衡が保持
される。
に、RCネットワークを抵抗R3と増幅器A6との間に
設ける。RCネットワークは抵抗R4,R5およびコン
デンサC3によって形成されている。このネットワーク
は、複数例えば4つの内の1つであり、接地側で動作す
るスイッチ(図示せず)によって選択可能である。直流
マスク(mask)との相互作用を避けるために、前記スイッ
チは選択されたネットワークを、増幅器A6の入力と同
一のバイアス・レベルV0に接続する。
圧感知抵抗R0はパルス・ダイアル仕様(pulse diallin
g specifications)を満足するように大きなものでなけ
ればならない。線電流感知レジスタR2は、増分入力抵
抗が小さいので、小さくなければならない。また、抵抗
R3,R4,R5と共に交流入力インピーダンス・ネッ
トワークの一部を形成し、正確さが要求されるコンデン
サC3を比較的小さくできるように、抵抗R3はKΩの
範囲内でなければならない。
て電流がR0を通過する。この電流は、増幅器A5、抵
抗R6,コンデンサC2および増幅器Gm2によって形
成された局所フィードバック・ループのために、増幅器
Gm2によって吸収される。増幅器A5の入力に発生す
る電圧は、増幅器Gm2のトランスコンダクタンスによ
って決定される。これによって、増幅器Gm3は、その
トランスコンダクタンスによって決定される電流を、抵
抗R3を通じて供給する。こうして増幅器A6の入力に
発生した電圧は、抵抗R1を通じて増幅器A1に結合さ
れ、線インターフェースのトランジスタQ1,Q2を駆
動する。トランジスタQ2の電流は、電源レギュレータ
Z1,抵抗R2,ダイオード・ブリッジ1および電話線
2から成るループを流れる。こうして、事実上最大の線
電流を、前記回路への給電のために使用できるようにな
る。決定された電流レベルは、抵抗R2間に発生する負
電圧が、増幅器Gm3の出力電流によって抵抗R3間に
発生する正電圧を、補償するようなレベルとなる。
の接地レベルに対するトランジスタQ2のエミッタ電圧
は、 VL−ILR2 となり、線電流は以下の式で与えられる。
ンスコンダクタンスである。
2の出力に発生する電圧がIC供給電圧によって制限さ
れるので、必然的に比較的大きくなる。線電圧が低い時
にトランジスタQ2の飽和を避けるために、これは低く
なければならない。結果的に、入力抵抗は外部素子(抵
抗R0,R2,R3)および増幅器Gm2,Gm3のト
ランスコンダクタンスの比によって本質的に決定される
ことになる。
プログラムすることによって、変更可能である。更に、
トランスコンダクタンスを素子毎に(piecewisee)線形に
することによって、素子毎の線形特性を抵抗に与えるこ
ともできる。
を電流源で置き換えることによって、定電流特性を有す
るようにプログラムすることができる。
電圧を、前記回路の入力電圧に付加することは明白であ
ろう。増幅器Gm2はゼロ電圧では電流を吸収できない
ので、オフセットは増幅器A5の入力でも発生させなけ
ればならない。これも入力電圧に加わる。これらのオフ
セットは、増幅器Gm3の出力にオフセット電流を付加
することによって補償される。この電流には負温度係数
が与えられ、直流マスク全体が温度に依存しないように
する。
路は、電話線機器の正しくない動作のために、過剰な線
電圧を受けることもある。その結果、特にヒートシンク
領域を最少に抑えた場合、高電圧トランジスタの過熱や
破損に至る可能性がある。加えて、国によっては、物理
的にアクセス可能な機器の最高温度を制限する仕様を有
することもあり、この仕様に適合しないこともある。か
かる問題を回避するために、前記インターフェース回路
は保護モードを備えている。
Gm2によって吸収される電流は、直接線電圧に依存す
る。したがって、過剰電圧は増幅器Gm2の入力電圧を
監視することによって検出される。プログラムされた直
流マスクに適用される特定のスレシホールドを越えた
時、信号がタイマに送られる(図示せず)。ある間隔の
後、増幅器Gm3を固定電流発生器で置き換え、線電流
を低い値に設定する。
間隔の後、線電圧は通常通り上昇する。不良状態が解消
されても、入力電圧が検出器のスレシホールドより高い
状態を保持することもある。したがって、保護モードで
はこのスレシホールドを高くする。
になっていることがある。接続が形成された時に正確な
動作を確保するために、直流マスク切断コンデンサC
1,C2上の電荷、そして勿論プログラム・データを保
存しなければならない。通常動作では、供給蓄積コンデ
ンサC4は余りに急激に放電するので、断線によって前
記回路が給電停止モード(power-down mode)に切り替わ
るようにしなければならない。
によって検出される。電圧強度がスレシホールドより低
いままである間は、タイマ(図示せず)に信号を送る。
短い間隔の後、断線を過剰負荷信号と区別するために、
プログラミング・データの保存が必要な回路を除いて、
全ての回路のスイッチを切る。直流マスク切断コンデン
サC1,C2に接続されている全回路ノードは、この時
高インピーダンスとなる。
ゼロに低下させ、「発呼(make)」期間中には線電流をそ
の通常レベルに急速に復元させなければならない。直流
マスク切断コンデンサC1,C2上の電荷およびプログ
ラミング情報を保存するために、「中断」期間中、断線
の間のように、前記インターフェース回路を給電停止に
切り替える。
の高い線電圧の遷移を受け入れつつ、直流マスク切断コ
ンデンサC1,C2上の電荷を保存するように設計され
ている。
ば、通常動作中はトランジスタQ2のベース駆動を行う
ことができないが、蓄積コンデンサC4に充電するのは
トランジスタQ2である。このため、起動用回路が設け
られている。これは増幅器A5の入力とトランジスタQ
1のベースとの間に配置され、抵抗R0を通過する電流
をトランジスタQ1のベースに転換する。この起動用回
路は、供給電圧が低い場合、または前記回路が給電停止
モードに切り替えられる場合にアクティブとなる。しか
しながら、前記電流は、パルス・ダイアリング(pulse d
ialling)の「中断」期間中は、トランジスタQ1のベー
スで吸収される。その他の場合、線電流を維持する。勿
論、給電停止命令が除去された時、「発呼」期間中に通
常動作が復元される。
および第2呼出信号(ring signal)の間に送信される
「発呼元識別(caller iden tification)」信号を、交換
機による「オフ−フック」信号として認識せずに、受信
できなければならない。この要件を満たすために、前記
回路は低電流消費モードに切り替えられ、直流マスクは
前記回路のみに給電するのに十分な、定電流特性にプロ
グラムされる。識別信号は低レベルであり、しかも前記
回路は送信してはいけないので、線電流は交換機の検出
スレシホールドよりもかなり低い値に設定することがで
きる。
できるが、識別信号の受信に間に合うように蓄積コンデ
ンサC4を充電することはできない。したがって、第1
呼出信号から得られる電流によってコンデンサC4を前
もって充電しておく。
によって形成される局部フィードバック・ループは、コ
ンデンサC2によって切断される。線信号によって、電
流が抵抗R0、コンデンサC1および抵抗R9,R1を
介して、無視し得るインピーダンスを有するように設計
されている増幅器A6の出力に流れ込む。抵抗R1間の
電圧を増幅器A1の比反転入力に印加することにより、
線電流がトランジスタQ2を通じて流れる。こうして抵
抗R3を介して増幅器A6の入力に結合されている抵抗
R2間に発生した電圧が、負フィードバック(negative
feedback)を構成する。高ループ利得を想定すると、増
幅器A1の非反転入力は仮想的にアースと考えることが
できる。
スを有すると想定すると、電流を仮想アースに加算する
ことにより、以下のような交流線電圧vLと交流線電流
iLとの関係が得られる。
義する。
b,Cbと直列な抵抗Raとして指定されるので、以下
の式が得られる。
する。更に、次の式を満足させる必要がある。
ワークでは、低周波数値を一致させるために、次の式を
用いる。
り、抵抗R9は比較的小さいので、これによって抵抗R
1の値が決定される。他のネットワークについては、抵
抗R3が直流マスクに対して決定され、抵抗R4および
コンデンサC3の値は各場合において極およびゼロと一
致するように決定されるので、抵抗R5は低周波数値が
一致することを補償するように選択しなければならな
い。
ダンスと整合がとれた時に、最適な混成平衡が得られる
ように設計されている。増幅器A1の反転入力における
送信信号は、全体のフィードバックのために、増幅器A
1の非反転入力で整合される。したがって、これは増幅
器A4の非反転入力に現れることになる。線電流信号
は、増幅器A6を通じて転送され、増幅器A2によって
倍増され、増幅器A4の非反転入力に印加される。
ンサC1のインピーダンスを無視すると、送信電圧利得
は以下のように表わされることは明白である。
ける電圧VSのために、線電流は次のように表わされ
る。
る。
出力はVSに近くなり、増幅器A4の入力における差動
信号は、混成平衡に要求されているように、ゼロに近い
値となる。上記式から、インピーダンス整合と混成平衡
とを同時に正確に得ることはできないが、増幅器A2の
利得は最良の結果である2よりも若干高くなる程度であ
ることがわかる。
線に結合された時は、送信および受信の両方に対して平
坦な周波数応答を有することになる。
A3の出力からの送信電圧利得は、コンデンサC1のイ
ンピーダンスを無視すると、以下のように表される。
よる入力電流は以下のように表わされる。
おける信号はゼロになるので、増幅器A4に印加された
信号のみが、増幅器A2からの信号となる。これは以下
の式で表される。
利得は理想的な平坦にはなり得ないことがわかる。しか
しながら、誤差は小さいものとなる。
3および増幅器Gm2,Gm3の利得比によって決定さ
れ; (b)線に与えられる交流インピーダンスが、抵抗R
0,R1,R2ならびに抵抗R3,R4,R5およびコ
ンデンサC3によって形成されるネットワークによって
決定され; (c)混成平衡インピーダンスが、線に与えられる交流
インピーダンスと実質的に等しく、 (d)入力インピーダンスが線に整合されている時、送
信および受信利得が、周波数から実質的に独立してい
る; インターフェース回路を提供するものである。
施例のみを詳細に説明したが、本発明の範囲から逸脱す
ることなく、種々の変更や改良が可能であることは当業
者には明白であろう。
図。
Claims (5)
- 【請求項1】電話線に結合するための送信経路と、前記
電話線(2)に結合するための受信経路とを有する、電
話線インターフェース回路であって:前記送信経路は、
前記電話線(2)に結合するための出力と、送信信号を
受信するための第1入力と、交流および直流線電圧信号
と交流および直流線電流信号とから成る第1加算信号を
受信するための第2入力とを有する第1増幅手段(A
1)と、前記第1増幅手段(A1)の出力と前記増幅器
の第2入力との間に前記電話線(2)を介して結合さ
れ、前記第1加算信号を前記第1入力における信号と実
質的に等しくなるように制限するフィードバック手段
(Q1,Q2,R0,R2)とを備え;前記受信経路
は、前記第1加算信号を受信するための第1入力と、前
記交流および直流線電流信号と前記直流線電圧信号とか
ら成る第2加算信号を実質的に2倍したものを受信する
第2入力と、受信信号を供給する出力とを有する第2増
幅手段(A4)を備え;前記電話線(2)に対して所定
のインピーダンスを与え、前記線のインピーダンスが前
記所定のインピーダンスに実質的に等しい時、混成平衡
を与えることを特徴とする電話線インターフェース回
路。 - 【請求項2】請求項1において、前記交流線電流信号
は、前記所定インピーダンスが複素数となるように、前
記電話線(2)から得られることを特徴とする電話線イ
ンターフェース回路。 - 【請求項3】請求項2において、前記ネットワークは、
各々交流線電流信号の経路に切り替え可能な複数のネッ
トワークの1つであり、これにより、前記ネットワーク
の各々が異なる所定インピーダンスを前記電話線(2)
に与えることを特徴とする電話線インターフェース回
路。 - 【請求項4】請求項1において、前記直流線電圧信号
は、前記インターフェース回路が所定の非線形直流特性
を前記電話線(2)に対して与えるように、非線形処理
回路手段を通じて前記電話線(2)から得られることを
特徴とする電話線インターフェース回路。 - 【請求項5】請求項4において、前記非線形処理回路手
段は、前記電話線(2)に与えられる所定の非線形直流
特性が可変となるように、プログラマブルであることを
特徴とする電話線インターフェース回路。
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