JPH05199317A

JPH05199317A - 遠隔通信システム及び給電回路

Info

Publication number: JPH05199317A
Application number: JP4147604A
Authority: JP
Inventors: Gerrit Rademaker; ラデマケルヘリット; Rob Westdorp; ウェストドルプロブ; Hendrikus J Grutter; ヨハネスフルッテルヘンドリクス
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1991-06-06
Filing date: 1992-06-08
Publication date: 1993-08-06
Also published as: US5359655A; DE69230081D1; DE69230081T2

Abstract

(57)【要約】【目的】給電回路の対称性及び復調に関する要件を満
足し得ると共に高速調整可能な遠隔通信システムを提供
する。【構成】給電回路は第１基準電位点と第１のワイヤと
の間に結合した回路段を具えると共に、第２のワイヤと
第２の基準電位点との間に結合した電流源を含んでい
る。回路段はトランジスタを具え、このトランジスタの
第１の主電極は第１のワイヤに結合し、第２の主電極は
第１の基準電位点に結合し、制御電極は一方の基準電位
点に接続されると共にコンデンサを介して第１のワイヤ
に接続する。厳格な対称性の要件及び復調要件に適合さ
せるため、制御電極をツェナーダイオードを介して第１
の基準電位点に結合し、電圧調整回路をツェナーダイオ
ードに結合してライン電圧が固定値に復帰するように調
整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、２ワイヤ遠隔通信線用
の給電回路を具える遠隔通信システムであって、この給
電回路が、第１の基準電位点と第１のワイヤとの間に結
合した回路段と、第２のワイヤと第２の基準電位点との
間に結合した電流源とを有し、前記回路段がトランジス
タを有し、このトランジスタの第１主電極が第１ワイヤ
に結合され、第２の主電極が前記第１の基準電位点に結
合され、制御電極が前記基準電位点のうちの一方の基準
電位点に結合されると共にコンデンサを介して前記第１
のワイヤに結合された遠隔通信システムに関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】上記型式の遠隔通信システムは、例えば
電話交換として広く知られている。この電話交換器は、
第１及び第２のワイヤを有する遠隔通信線を介して使用
者装置に接続されている。使用者が通話している間、関
連する遠隔通信線にはＤＣ電流が供給される。この電流
供給は、大きな結合コイルによって行われる。現在、こ
れらのコイルは電子的給電回路によって置き換わってい
る。この給電回路は第１の基準電位点（通常はアース）
と通信線の第１ワイヤとの間に結合した回路段を具えて
いる。この給電回路はさらに通信線の第２ワイヤと第２
基準電位点（通常は、-48V) との間に結合した電流源を
具える。この回路段は、二重バイポーラダーリントン結
合を用いる代わりに、MOSFET（例えば、Ｎチャネル型）
のような極めて高い制御入力インピーダンスを有するト
ランジスタを具えている。MOSFETの第１の主電極である
ソースは通常ソース抵抗により第１のワイヤに結合さ
れ、第２の主電極であるドレインは第１の基準電位点に
結合されている。制御電極であるゲートはコンデンサを
介して第１ワイヤに結合される共にゲート抵抗を介して
第１の基準電位点に結合される。電流源は通常バイポー
ラトランジスタ（例えば、n-p-n 型) を具え、そのエミ
ッタ及びベースはそれぞれエミッタ抵抗及びツェナーダ
イオードを介して第２の基準電位点に結合され、コレク
タは第２のワイヤに接続されている。ベースは、さらに
ベース抵抗とスイッチの直列回路を介して第１の基準電
位点にも結合されている。

【０００３】通話が開始されると、スイッチが閉成し、
電流源からＤＣ電流が流れ始める。このＤＣ電流は、電
流源回路の素子を適切に選択することにより30mAに調整
することができ、回路切換によって電流源に供給され
る。この電流供給は、約600 オームの直流電流インピー
ダンスを介して相互結合されＤＣ電流が供給される２本
のワイヤを介して行われる。スイッチが閉成する瞬時に
コンデンサは放電するから、MOSFETは導通せずこの第１
瞬時においては調整された30mAのＤＣ電流以下の電流が
第１の基準電位点から、ゲート抵抗、コンデンサ、２本
のワイヤ、バイポーラトランジスタ及びエミッタ抵抗を
経て第２の基準電位点まで流れる。この第１瞬時におい
て電流源は調整された30mAのＤＣ電流を通過させないた
め、電流源の両端間電圧は極めて低い値をとり２本のワ
イヤ間の電圧（ライン電圧）は第２の基準電位点(-48V)
の電位付近の値となる。コンデンサは、その両端間電圧
がMOSFETを導通させる程十分に高くなるまで上記微小電
流によってゆっくり充電する。MOSFETの主電流経路は調
整された30mAのＤＣ電流を通過させることができるの
で、電流源の電圧は上昇しライン電圧も基準電位点間に
位置する値まで上昇する。ライン電圧が到達する最終値
は第１の基準電位点に生ずる電位付近に位置する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】この従来の給電回路に
は、いかなる遠隔通信線用の給電回路と同様に、対称性
及び復調に関して厳格な要件が課せられる。厳格な対称
性の要件は、対称性が不十分な場合に可聴音となる低周
波共通モード外乱信号を回避するために課せられる。厳
格な復調要件は、非線形信号処理の結果として復調され
対称性が不十分な場合に可聴音となる高周波変調共通モ
ード外乱信号を回避するために課せられる。対称性が十
分な場合、両方の要件は適合する。第１の基準電位点と
第１ワイヤとの間に位置するゲート抵抗とコンデンサと
の直列回路のインピーダンスが十分に大きい場合、上述
した給電回路は上記要件を満たす。しかしながら、ゲー
ト抵抗とコンデンサの直列回路の時定数に不具合が生ず
ると、従来の給電回路はその電圧調整動作がゆっくりし
過ぎてしまう不都合が生じてしまう。従って、本発明の
目的は、冒頭部で述べた型式の遠隔通信システムにおい
て、給電回路が対称性及び復調に関する厳格な要件を満
足し得ると共に十分な高速性を持って調整可能な遠隔通
信システムを実現することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明による遠隔通信システムは、前記回路段が、
前記トランジスタを導通させる第１の閾値電圧が発生す
ると第１の方向に導通するように配置された電圧閾値回
路を有し、この電圧閾値回路を前記制御電極と一方の基
準電位点との間に配置したことを特徴とする。

【０００６】MOSFETのゲートに接続したゲート抵抗と第
１の基準電位点との間に例えばダイオードのような電圧
閾値回路を含ませることにより、コンデンサは、その両
端間電圧がMOSFETが導通する値に到達するまでの間でゲ
ート抵抗を介して十分に高速で充電されることができ
る。この瞬時にダイオードを流れる全電流はコンデンサ
のリーク電流とゲート電流との和に等しく、その電流値
は微小であるためダイオードのインピーダンスは急激に
増大する。この結果、ダイオード、ゲート抵抗及びコン
デンサの直列回路のインピーダンスは十分に大きくな
り、対称性に関する要件は、ゲート抵抗の値を増大させ
ることなく且つ給電回路の調整速度が影響を受けること
なく適合することができる。

【０００７】このダイオードを用いることにより、MOSF
ETのゲートの電圧が第１の基準電位点の電位（アース）
以上の値まで増大する利点が達成される。この結果、MO
SFETのソースの電圧も上昇すると共に通信線に生ずる電
圧も上昇する。

【０００８】本発明による遠隔通信システムの第１実施
例は、前記電圧閾値回路が、さらに第２の閾値電圧が生
ずると第２の方向に導通するように配置されていること
を特徴とする。

【０００９】例えばツェナーダイオード、或いは１個の
ダイオード及び２個又はそれ以上の直列接続したダイオ
ードで構成される逆並列回路のような電圧閾値回路を用
いれば、反対方向に流れる電流について例えばアースに
対する高電圧パルスを流出させることができ、或いはコ
ンデンサを放電させることができ極めて有用である。ツ
ェナーダイオードを用いる場合、MOSFETのゲート電圧は
第１の基準電位（アース）の電位以上の値まで増大する
ことができるので、通信線に生ずる電圧も増大する。

【００１０】本発明による遠隔通信システムの第２実施
例は、前記給電回路が、遠隔通信線電圧を前記基準電位
点の電位間に位置する予め定めた値に調整する電圧調整
回路を有し、この電圧調整回路が前記制御電極及び少な
くとも一方のワイヤに結合されていることを特徴とす
る。

【００１１】電圧調整回路によってライン電圧が基準電
位点間の予め定めた値に調整される場合、ライン電圧が
到達する最終値は規定されなくなってしまう。これに対
して、電圧調整回路が調整電圧値を例えば２個の基準電
位の中間値（-24V) に調整すれば、正方向（回路の方
向）に取り得る電圧範囲は負方向（電流源の方向）に取
り得る電圧範囲にほぼ等しくなる。この両方向における
取り得る最大電圧範囲（ライン長に応じて定められ、両
方向について約20V)を広く設定できることは極めて好適
である。この理由は、通信線上に生ずる高周波変調共通
モード外乱信号が、その振幅が取り得る電圧範囲よりも
小さい場合可聴音とならないためである。外乱信号の振
幅が取り得る電圧範囲を超えて通信線上の外乱信号が例
えばトランジスタにより非線形処理されない限り、非線
形処理つまり復調は行われない。

【００１２】本発明による遠隔通信システムの第３実施
例は、前記電圧調整回路が前記２個の基準電位点間に結
合した電圧分割器を有し、この電圧分割器の出力部を電
圧閾値回路の側に結合すると共に高オーミック抵抗を介
して少なくともいずれかのワイヤに結合し、この高オー
ミック抵抗の値が前記遠隔通信線の特性インピーダンス
を超える値をとり、前記電圧閾値回路の側の回路点を別
の抵抗を介して一方の基準電位点に結合したことを特徴
とする。

【００１３】この実施例は、電圧調整回路の簡単な実施
例である。この実施例は２個の基準電位点間に結合した
電圧分割器を有し、その出力部はツェナーダイオードの
側の回路点に結合すると共に、通信線の特性インピーダ
ンス（600 オーム) を超える値を有する高オーミック抵
抗を介して少なくとも一方のワイヤにも結合する。この
高オーミック抵抗は、通信線の全インピーダンスが特性
インピーダンスよりも大きくずれるのを回避するように
大きな値を有する。さらに、ツェナーダイオードの側の
回路点は別の抵抗を介して第１の基準電位点に結合する
ので、電圧調整回路と回路段との間にフィードバックが
形成される。実際には、電圧分割器と、ツェナーダイオ
ードと、ワイヤとの間の結合はバイポーラトランジスタ
により行なう。このバイポーラトランジスタのコレクタ
はツェナーダイオードのアノード及び別の抵抗に接続
し、そのベースは第１の高オーミック抵抗を介して第１
のワイヤに結合すると共に第２の高オーミック抵抗を介
して第２のワイヤに接続し、そのエミッタは電圧分割器
の出力部に接続する。勿論、この結合はより複雑な構成
の差動回路で行なうこともできる。

【００１４】電圧調整回路の動作は以下の通りである。
電圧分割器を直列接続した２個の同一の抵抗で構成する
ことにより、電圧分割器の出力部の電圧は基準電位点の
電位の中間電位(-24V)に位置する。ライン電圧 (ワイヤ
電圧の平均値) がほぼ同一値をとる限り、電圧調整回路
は休止状態となる。一方、ライン電圧が上昇すると、高
オーミック抵抗によりバイポーラトランジスタのベース
電圧も上昇し、この結果、このトランジスタを流れる電
流が増大しコレクタ電圧は低下する。従って、ライン電
圧が２個の基準電位間の中間に位置し電圧調整回路が休
止状態に復帰するまで、ツェナーダイオードとコンデン
サとの直列接続の両端におけるライン電圧は降下する。
ライン電圧が降下すると、トランジスタを流れる電流も
低下しコレクタ電圧が上昇する。この結果、ライン電圧
は２個の基準電位の中間値に達するまで上昇し、電圧調
整回路は休止状態に復帰する。

【００１５】本発明による遠隔通信システムの第４実施
例は、前記高オーミック抵抗を平滑コンデンサを介して
一方の基準電位点に結合したことを特徴とする。

【００１６】高オーミック抵抗体を平滑コンデンサを介
して一方の基準電位点に接続することにより、ライン上
に生ずる共通モード電圧は、300Hz 以下の周波数の低周
波数共通モード電圧を除いて平滑化される。この300Hz
以下の低周波数共通モード電圧は遠隔通信回路において
可聴周波数帯域(300〜3400Hz) よりも低周波側に位置す
る。300Hz を超える周波数の共通モード電圧が平滑化さ
れない場合、この電圧は電圧調整回路のトランジスタの
ベースに現われ、増幅されて発生しトランジスタのコレ
クタで反転されるので、ゲート抵抗のインピーダンスは
見掛上減少し、従って給電回路のインピーダンスは見掛
上減少する。これは300Hz 以上の周波数域においては望
ましくないことである。

【００１７】さらに、本発明は、冒頭部で述べた型式の
遠隔通信システムに用いるのに好適な２線式遠隔通信ラ
イン用の給電回路に関するものであり、この給電回路は
第１の基準電位点に結合されると共に第１のワイヤに結
合され得る回路段と、第２の基準電位点に結合されると
共に第２のワイヤに結合され得る電流源とを具え、この
回路段がトランジスタを有し、このトランジスタが、第
１のワイヤに結合される第１の主電極と、第１の基準電
位点に結合される第２の主電極と、コンデンサを介して
第１のワイヤに結合され得ると共に一方の基準電位点に
結合された制御電極とを具えている。

【００１８】本発明の目的は、冒頭部で述べた型式の遠
隔通信システムに用いるのに好適な給電回路において、
厳格な対称性の要件及び復調要件に適合すると共に十分
に高速で調整される給電回路を提供することにある。

【００１９】上記目的を達成するため、本発明による給
電回路は、回路段が、トランジスタを導通させる第１の
閾値電圧が発生したとき第１の方向に導通するように配
置した電圧閾値を有し、この電圧閾値回路が制御電極と
一方の基準電位点との間に位置することを特徴とする。

【００２０】第１実施例において、本発明の給電回路
は、前記電圧閾値回路が、さらに第２の閾値電圧が発生
したとき第２の方向に導通するようにも配置されている
ことを特徴とする。

【００２１】第２実施例において、本発明の給電回路
は、遠隔通信線電圧を、前記基準電位点に生ずる電位間
に位置する予め定めた値に調整する電圧調整回路を具
え、この電圧調整回路を制御電極に結合すると共に少な
くともいずれかのワイヤに接続可能としたことを特徴と
する。

【００２２】第３実施例において、本発明の給電回路
は、前記電圧調整回路が２個の基準電位点間に位置する
電圧分割器を具え、この電圧分割器の出力部を電圧閾値
回路の側に結合すると共に高オーミック抵抗を介して少
なくともいずれかのワイヤに結合可能とし、この高オー
ミック抵抗の値が遠隔通信線の特性インピーダンスより
も大きくし、前記電圧閾値回路の側の回路点を別の抵抗
を介して一方の基準電位点に結合したことを特徴とす
る。

【００２３】第４実施例において、本発明による給電回
路は、前記高オーミック抵抗を平滑コンデンサを介して
一方の基準電位点に結合したことを特徴とする。以下図
面に基づき本発明を詳細に説明する。

【００２４】

【実施例】図１に示す遠隔通信システムは遠隔通信線用
の給電回路２を具え、この通信線は第１及び第２のワイ
ヤ３及び４を有し、これらワイヤは互に撚り合わせる。
この給電回路は回路段５と電流源６により形成する。回
路段５は第１のワイヤ３とアースに対応する第１の基準
電位点７との間に結合する。電流源６は第２のワイヤと
-48Vに対応する第２の基準電位点８との間に結合する。
通信線２の一方の側は加入者線装置（図示せず）に接続
可能にされ、他方の側は変成器９の第２巻線に容量結合
する。この変性器９の１次巻線は結合フィールド10に接
続し、この結合フィールドは種々の加入者線に相互接続
することができ或いは加入者線を外部ラインに接続する
ことができる。

【００２５】回路段５はＮチャネルMOSFETトランジスタ
11を具え、そのドレインをアースに相当する基準電位点
７に接続する。このMOSFET 11 のソースはソース抵抗13
を介して第１のワイヤ３に結合し、そのゲートはコンデ
ンサ12を介して第１のワイヤ３に接続すると共にゲート
抵抗14と、ツェナーダイオード15及び別の抵抗16によっ
て形成される電圧閾値回路との直列結合を介してアース
に相当する基準点７に接続する。さらに、回路段５は、
２個の直列接続した抵抗17, 18によって構成される電圧
分割器、２個の高オーミック抵抗20, 21、バイポーラト
ランジスタ19及び平滑コンデンサ22によって構成される
電圧調整回路を具える。２個の直列接続した抵抗体17,
18はアースに相当する第１の基準電位点７と-48Vに相当
する第２の基準電位点８との間に結合する。この電圧分
割器の出力部はトランジスタ19のエミッタに接続する。
このトランジスタ19のベースは、高オーミック抵抗20を
介して第１のワイヤ３に結合すると共に高オーミック抵
抗21を介して第２のワイヤ４に結合し、さらに平滑コン
デンサ22を介して第２の基準点に結合する。このトラン
ジスタ19のコレクタはツェナーダイオード15と別の抵抗
16との接続点に接続する。２個の高オーミック抵抗20,
21は遠隔通信線２の特性インピーダンスの値を超える値
を有し、この特性インピーダンスは約600 オームとす
る。

【００２６】図１に示した遠隔通信システム１の給電回
路は以下のように作動する。会話が開始すると、スイッ
チ27が結合フィールド10の作用のもとで閉成し、電流が
アーからベース抵抗26、トランジスタ23のベース−エミ
ッタ接合及びエミッタ抵抗25を経て-48Vの基準点に流れ
始める。この第１瞬時においてコンデンサ12が放電する
ので、MOSFETは導通せず、トランジスタのコレクタ−エ
ミッタ接合にはコンデンサ12を通る充電電流程度の微小
電流以外の電流は流れない。この電流は、エミッタ抵抗
25及びツェナーダイオード24の降伏電圧に基づきトラン
ジスタ23のコレクタ−エミッタ接合及びエミッタ抵抗25
を流れる電流よりも相当微小である。ベス電流はベース
抵抗26の比較的大きな抵抗値により制限されるため、エ
ミッタ抵抗25を流れることが予期される電流は、大きな
ベース電流を供給しようとしても得られない。エミッタ
抵抗25を流れる電流は予期値に到達しないから、エミッ
タ抵抗25を流れる電流は予期値よりも小さく、ツェナー
ダイオード24の両端間電圧は降伏電圧以下である。この
状態は充電コンデンサ12の両端間電圧がMOSFET 11を導
通させる値よりも低い限りそのまま維持される。この理
由は、トランジスタ23のコレクタ−エミッタ接合にはコ
ンデンサ12の充電電流以外の電流は流れないからであ
る。MOSFET 11 の非導通期間中通信線２の電圧は-48Vに
極めて近い値となる。

【００２７】コンデンサ12は、別の抵抗16、ツェナーダ
イオード15、ゲート抵抗14及び電流源回路６により充電
される。一旦コンデンサ12の両端間電圧が十分な値に達
すると、MOSFET 11 は導通し、MOSFET 11 のドレイン−
ソース接合、ソース抵抗13、トランジスタ23のコレクタ
−エミッタ接合及びエミッタ抵抗25を経てアースから-4
8Vの基準電位に電流が流れ始める。電流源回路６は上記
電流が約30mAの最終値となるように設定され、従ってツ
ェナーダイオード24の電圧はこのツェナーダイオード24
の降伏電圧にほぼ等しくなる。

【００２８】通信線２の電圧は電圧調整回路によって規
定される値まで上昇する。２個の直列抵抗17, 18によっ
て形成される電圧分割器の出力部の電圧は約24V であ
る。この電圧はトランジスタ19のエミッタにも生ずる。
高オーミック抵抗20, 21を介してほぼ等しい電圧がトラ
ンジスタ19のベース及びワイヤ３，４に発生する。

【００２９】通信線２の電圧が外乱信号によって増大又
は減少すると、トランジスタ19のベースの電圧が増大又
は減少し、並びに別の抵抗16を流れる電流も同様に増大
又は減少することになる。この結果、別の抵抗16とツェ
ナーダイオード15との間の接続部の電圧が増大又は減少
すると共に、通信線２の電圧もツェナーダイオード15、
ゲート抵抗14及びコンデンサ12を介して減少又は増大す
ることになる。このようにしてフィードバック経路が形
成されるので、通信線２の電圧は外乱の後約-24Vに調整
される。平滑コンデンサ22は通信線２上に生ずるいかな
る共通モード外乱信号電圧も濾波する。この理由は、外
乱信号電圧はトランジスタ19によって増幅されそのコレ
クタにおいて反転された信号となり、この外乱信号電圧
によりゲート抵抗14の見掛上のインピーダンス低下が生
ずるからである。このフィルタ作用は300Hz を越える周
波数を有する共通モード外乱信号に対して効果的であ
る。この理由は、より低い周波数の外乱信号によって見
掛上のインピーダンス低下が生じてもほとんど不都合が
生じないためである。

【００３０】本発明による給電回路は、ツェナーダイオ
ート15の存在により、このような給電回路に課せられる
厳密な要件を満たすことができる。ツェナーダイオード
15が存在しない場合、別の抵抗16、ゲート抵抗14及びコ
ンデンサ12から成る直列回路によって形成される抵抗性
及び容量性インピーダンスを、第２のワイヤ４と基準点
(-48V)との間の抵抗及び容量性インピーダンスによって
補償する必要がある。この直列回路に付加されたツェナ
ーダイオード15により、この直列回路のインピーダンス
は補償が不要になる程度に増大する。この理由は以下の
ように説明される。コンデンサ12の両端間電圧がMOSFET
11 が導通する値に到達すると、コンデンサ12には微小
リーク電流以上の電流は流れない。すなわち、MOSFETが
導通すると、ツェナーダイオードを流れる全電流はリー
ク電流とMOSFET 11 のゲート電流との和に等しくなり、
従ってツェナーダイオードのインピーダンスを極めて大
きくする程の微小な電流となる。この結果、直列回路全
体のインピーダンスは極めて大きくなり、インピーダン
ス補償が不要になる。

【００３１】MOSFET 11 の代わりに、ベース電流がコン
デンサ12のリーク電流と同程度のバイポーラトランジス
タを用いることができる。微小ベース電流のバイポーラ
トランジスタは、例えば二重ダーリントン形態によって
形成することができる。単一のダーリントン形態の場合
ベース電流が大きすぎるため、単一のダーリントン形態
を用いると、コンデンサ12が十分に充電したときツェナ
ーダイオード15を流れる電流が大きすぎてしまう。この
結果、このツェナーダイオードのインピーダンスが小さ
すぎ、対称性の要件が満足されなくなってしまう。

【００３２】ツェナーダイオード15の代わりに、アノー
ドが別の抵抗16に接続され、カソードがゲート抵抗14に
接続される通常のダイオードを用いることができる。し
かしながら、この場合後述する不具合が生ずるおそれが
ある。実際には、いかなる不具合も発生させることな
く、ツェナーダイオード15を１個又は２個或いはそれ以
上の直列接続したダイオードの逆並列結合で置換するこ
とができ、この場合単一ダイオードのアノードは別の抵
抗16に接続されカソードはゲート抵抗14に接続される。
この場合、２個又はそれ以上の直列接続したダイオード
は、このようにして形成したツェナーダイオードの降伏
電圧を決定する。

【００３３】抵抗17，18、バイポーラトランジスタ19、
高オーミック抵抗20，21及び平滑コンデンサ22によって
構成される電圧調整回路は別の方法で形成することもで
き、例えばより複雑な差動回路で構成することができ
る。ワイヤ３，４との結合に関し、高オーミック抵抗2
0，21の値は通信線２の特性インピーダンスの少なくと
も100 倍以上大きくすることが効果的である。この場合
でも、給電回路が通信線の特性インピーダンスに悪影響
を及ぼすことはない。電圧調整回路は、正方向の取り得
る電圧範囲（回路５の方向）が負の方向の取り得る電圧
範囲にほぼ等しくなるように（電流源の両方向におい
て）、ライン電圧の値を２個の基準電位間の中間値に調
整する。２方向におけるこの取り得る最大電圧範囲（１
方向について約20Ｖ）は好ましいものである。この理由
は、ライン２上の高周波変調共通モード外乱信号の振幅
がこの取り得る電圧範囲よりも小さい限り、この外乱信
号が可聴信号となることがないためである。非線形信号
処理すなわち復調は振幅が取り得る電圧範囲を超えるま
で行われず、ライン２上の高周波外乱信号は例えばいず
れかのトランジスタによって非線形処理される。電圧調
整回路により本発明の給電回路はこのような型式の給電
回路に課せられる復調要件を満足する。

【００３４】ツェナーダイオードを通常のダイオードで
置換した場合に生ずる上述した不具合は、電圧調整回路
を用いる場合に顕著になる。通信線２上の電圧（ワイヤ
３，４上の平均電圧）が外乱信号によって上昇すると、
ダイオードのカソードの電圧がコンデンサ12を介して上
昇する。同時にバイポーラトランジスタ19のベースの電
圧も上昇し、このトランジスタ19を流れる主電流つまり
別の抵抗16を流れる電流も上昇し、この結果ダイオード
のアノードの電圧が低下する。この場合、ライン電圧が
上昇するとダイオードは非導通状態になり、制御処理に
悪影響を及ぼしてしまう。これに対してツェナーダイオ
ード15を用いれば、このような不具合が生じないこと明
らかである。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は遠隔通信線用の給電回路を具える本発明
による遠隔通信システムの一例を構成を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

１遠隔通信システム２遠隔通信線３，４ワイヤ５回路段６電流源７第１基準電位点８第２基準電位点 11 MOSFET 12 コンデンサ 14 ゲート抵抗 15 ツェナーダイオード 19 トランジスタ 20, 21 高オーミック抵抗 22 平滑コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ロブウェストドルプオランダ国ヒルフェルサムアントニーフォッケルウェッハ７ (72)発明者ヘンドリクスヨハネスフルッテルオランダ国ヒルフェルサムアントニーフォッケルウェッハ７

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２ワイヤ遠隔通信線用の給電回路を具え
る遠隔通信システムであって、この給電回路が、第１の
基準電位点と第１のワイヤとの間に結合した回路段と、
第２のワイヤと第２の基準電位点との間に結合した電流
源とを有し、前記回路段がトランジスタを有し、このト
ランジスタの第１主電極が第１ワイヤに結合され、第２
の主電極が前記第１の基準電位点に結合され、制御電極
が前記基準電位点のうちの一方の基準電位点に結合され
ると共にコンデンサを介して前記第１のワイヤに結合さ
れた遠隔通信システムにおいて、前記回路段が、前記トランジスタを導通させる第１の閾
値電圧が発生すると第１の方向に導通するように配置さ
れた電圧閾値回路を有し、この電圧閾値回路を前記制御
電極と一方の基準電位点との間に配置したことを特徴と
する遠隔通信システム。
【請求項２】請求項１に記載の遠隔通信システムにお
いて、前記電圧閾値回路が、さらに第２の閾値電圧が生
ずると第２の方向に導通するように配置されていること
を特徴とする遠隔通信システム。
【請求項３】請求項２に記載の遠隔通信システムにお
いて、前記給電回路が、遠隔通信線電圧を前記基準電位
点の電位間に位置する予め定めた値に調整する電圧調整
回路を有し、この電圧調整回路が前記制御電極及び少な
くとも一方のワイヤに結合されていることを特徴とする
遠隔通信システム。
【請求項４】請求項３に記載の遠隔通信システムにお
いて、前記電圧調整回路が前記２個の基準電位点間に結
合した電圧分割器を有し、この電圧分割器の出力部を電
圧閾値回路の側に結合すると共に高オーミック抵抗を介
して少なくともいずれかのワイヤに結合し、この高オー
ミック抵抗の値が前記遠隔通信線の特性インピーダンス
を超える値をとり、前記電圧閾値回路の側の回路点を別
の抵抗を介して一方の基準電位点に結合したことを特徴
とする遠隔通信システム。
【請求項５】請求項４に記載の遠隔通信システムにお
いて、前記高オーミック抵抗を平滑コンデンサを介して
一方の基準電位点に結合したことを特徴とする遠隔通信
システム。
【請求項６】遠隔通信システムに用いるのに好適な第
１及び第２のワイヤを有する遠隔通信線用の給電回路に
おいて、回路段が、トランジスタを導通させる第１の閾値電圧が
発生したとき第１の方向に導通するように配置した電圧
閾値を有し、この電圧閾値回路が制御電極と一方の基準
電位点との間に位置することを特徴とする給電回路。
【請求項７】請求項６に記載の給電回路において、前
記電圧閾値回路が、さらに第２の閾値電圧が発生したと
き第２の方向に導通するようにも配置されていることを
特徴とする給電回路。
【請求項８】請求項７に記載の給電回路において、遠
隔通信線電圧を、前記基準電位点に生ずる電位間に位置
する予め定めた値に調整する電圧調整回路を具え、この
電圧調整回路を制御電極に結合すると共に少なくともい
ずれかのワイヤに接続可能としたことを特徴とする給電
回路。
【請求項９】請求項８に記載の給電回路において、前
記電圧調整回路が２個の基準電位点間に位置する電圧分
割器を具え、この電圧分割器の出力部を電圧閾値回路の
側に結合すると共に高オーミック抵抗を介して少なくと
もいずれかのワイヤに結合可能とし、この高オーミック
抵抗の値を遠隔通信線の特性インピーダンスよりも大き
くし、前記電圧閾値回路の側の回路点を別の抵抗を介し
て一方の基準電位点に結合したことを特徴とする給電回
路。
【請求項１０】請求項９に記載の給電回路において、
前記高オーミック抵抗を平滑コンデンサを介して一方の
基準電位点に結合したことを特徴とする給電回路。