JPH07226782A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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- JPH07226782A JPH07226782A JP6019595A JP1959594A JPH07226782A JP H07226782 A JPH07226782 A JP H07226782A JP 6019595 A JP6019595 A JP 6019595A JP 1959594 A JP1959594 A JP 1959594A JP H07226782 A JPH07226782 A JP H07226782A
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- Japan
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- frequency
- symbol clock
- demodulator
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル信号を無線伝送するための復調装
置に関し、発振器の数を減らすことによって低コスト化
・小型化・高安定化を実現した復調装置を提供する。 【構成】 変調装置においては、キャリアを分周してシ
ンボルクロックとするか、又は、シンボルクロックを周
波数逓倍してキャリアとすることによってキャリア周波
数とシンボル周波数との間に一定の関係を有する送信波
とする。復調装置においては、再生したキャリアを分周
してシンボルクロックとする。シンボルクロックの位相
誤差はディジタル−ＳＴＲにより補償する。或いは再生
したシンボルクロックを周波数逓倍してキャリアとす
る。キャリアの位相誤差はＤＣＲにより補償する。
置に関し、発振器の数を減らすことによって低コスト化
・小型化・高安定化を実現した復調装置を提供する。 【構成】 変調装置においては、キャリアを分周してシ
ンボルクロックとするか、又は、シンボルクロックを周
波数逓倍してキャリアとすることによってキャリア周波
数とシンボル周波数との間に一定の関係を有する送信波
とする。復調装置においては、再生したキャリアを分周
してシンボルクロックとする。シンボルクロックの位相
誤差はディジタル−ＳＴＲにより補償する。或いは再生
したシンボルクロックを周波数逓倍してキャリアとす
る。キャリアの位相誤差はＤＣＲにより補償する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル信号を無線
伝送するための復調装置に関する。
伝送するための復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル信号を無線伝送するための変
調装置及びそれに対応する復調装置においては、伝送さ
れるデータのタイミングを表わすクロック信号を発生す
る発振器と、搬送信号を発生する発振器の２つの発振器
がそれぞれの装置で必要である。そして、復調装置側の
発振器は電圧制御発振器（ＶＣＯ）で構成され、クロッ
ク信号発生のためのＶＣＯは受信信号に含まれるデータ
のタイミングに同期するように制御され、搬送信号発生
のためのＶＣＯは受信信号に含まれる搬送波に同期する
ように制御される。前者の制御は、シンボルタイミング
再生（ＳＴＲ：Ｓｙｍｂｏｌ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏ
ｖｅｒｙ）と呼ばれ、後者の制御は搬送波再生（ＣＲ：
Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）と呼ばれる。
調装置及びそれに対応する復調装置においては、伝送さ
れるデータのタイミングを表わすクロック信号を発生す
る発振器と、搬送信号を発生する発振器の２つの発振器
がそれぞれの装置で必要である。そして、復調装置側の
発振器は電圧制御発振器（ＶＣＯ）で構成され、クロッ
ク信号発生のためのＶＣＯは受信信号に含まれるデータ
のタイミングに同期するように制御され、搬送信号発生
のためのＶＣＯは受信信号に含まれる搬送波に同期する
ように制御される。前者の制御は、シンボルタイミング
再生（ＳＴＲ：Ｓｙｍｂｏｌ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏ
ｖｅｒｙ）と呼ばれ、後者の制御は搬送波再生（ＣＲ：
Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）と呼ばれる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】復調装置の構成部品の
中で、特に高価であり、かつ、小型化が困難であるのが
発振器である。また、復調装置では、前述したように２
つのＶＣＯの制御のための制御回路がそれぞれ必要であ
る。さらに、そのため誤動作の可能性が高くなるという
問題がある。
中で、特に高価であり、かつ、小型化が困難であるのが
発振器である。また、復調装置では、前述したように２
つのＶＣＯの制御のための制御回路がそれぞれ必要であ
る。さらに、そのため誤動作の可能性が高くなるという
問題がある。
【０００４】したがって本発明の目的は、発振器の数を
減らすことによって低コスト化・小型化・高安定化を実
現した復調装置を提供することにある。
減らすことによって低コスト化・小型化・高安定化を実
現した復調装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信信
号に含まれる搬送波を再生する搬送波再生回路と、該再
生搬送波を所定の分周比で分周してシンボルクロックを
出力する分周器と、該再生搬送波により該受信信号を検
波してベースバンド信号を出力する検波部と、該シンボ
ルクロックが表わすタイミングにおいて該ベースバンド
信号をディジタル信号に変換することによってディジタ
ル信号を復元するアナログ／ディジタル変換器とを具備
することを特徴とする復調装置もまた提供される。
号に含まれる搬送波を再生する搬送波再生回路と、該再
生搬送波を所定の分周比で分周してシンボルクロックを
出力する分周器と、該再生搬送波により該受信信号を検
波してベースバンド信号を出力する検波部と、該シンボ
ルクロックが表わすタイミングにおいて該ベースバンド
信号をディジタル信号に変換することによってディジタ
ル信号を復元するアナログ／ディジタル変換器とを具備
することを特徴とする復調装置もまた提供される。
【０００６】本発明によれば、受信信号内のベースバン
ド信号のシンボルタイミングを表わすシンボルクロック
を再生するシンボルクロック再生回路と、該再生シンボ
ルクロックを周波数逓倍して搬送波を出力する周波数逓
倍器と、該周波数逓倍器が出力する搬送波により該受信
信号を検波してベースバンド信号を出力する検波部と、
該シンボルクロックが表わすタイミングにおいて該ベー
スバンド信号をディジタル信号に変換することによって
ディジタル信号を復元するアナログ／ディジタル変換器
とを具備することを特徴とする復調装置もまた提供され
る。
ド信号のシンボルタイミングを表わすシンボルクロック
を再生するシンボルクロック再生回路と、該再生シンボ
ルクロックを周波数逓倍して搬送波を出力する周波数逓
倍器と、該周波数逓倍器が出力する搬送波により該受信
信号を検波してベースバンド信号を出力する検波部と、
該シンボルクロックが表わすタイミングにおいて該ベー
スバンド信号をディジタル信号に変換することによって
ディジタル信号を復元するアナログ／ディジタル変換器
とを具備することを特徴とする復調装置もまた提供され
る。
【０００７】
【作用】変調装置において、シンボルクロック信号とし
て搬送波から分周して使用するかまたはシンボルクロッ
クを周波数逓倍して搬送波として使用して生成された変
調信号は搬送波の周波数とシンボルクロックの周波数と
の値に所定の関係があるので、受信装置においては、受
信信号の搬送波と同期した信号を分周することによって
シンボルクロックが得られるか、又は、受信信号のシン
ボルクロックに同期した信号を周波数逓倍することによ
って搬送波が得られる。
て搬送波から分周して使用するかまたはシンボルクロッ
クを周波数逓倍して搬送波として使用して生成された変
調信号は搬送波の周波数とシンボルクロックの周波数と
の値に所定の関係があるので、受信装置においては、受
信信号の搬送波と同期した信号を分周することによって
シンボルクロックが得られるか、又は、受信信号のシン
ボルクロックに同期した信号を周波数逓倍することによ
って搬送波が得られる。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の一実施例に係り、ＰＳＫ（位
相シフトキーイング）又はＱＡＭ（直交振幅変調）等の
直交変調方式の変調装置の構成を表わすブロック図であ
る。この変調装置は２値又は他値のディジタル信号をＩ
相（同相）信号及びＱ相（直交）信号についてそれぞれ
アナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換器１
０，１２、ディジタル／アナログ変換器１０，１２の出
力にそれぞれ帯域制限をかけてベースバンド信号とする
ロールオフフィルタ１４，１６、Ｉ相及びＱ相のベース
バンド信号にそれぞれ局部発振信号（搬送波）を乗算し
てパスバンド信号とするミキサ１８，２０、ミキサ１
８，２０の出力を合成するハイブリッド２２、ハイブリ
ッド２２の出力を増幅する増幅器２４、及び増幅器２４
の出力に帯域制限をかける帯域通過フィルタ２６を具備
している。
相シフトキーイング）又はＱＡＭ（直交振幅変調）等の
直交変調方式の変調装置の構成を表わすブロック図であ
る。この変調装置は２値又は他値のディジタル信号をＩ
相（同相）信号及びＱ相（直交）信号についてそれぞれ
アナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換器１
０，１２、ディジタル／アナログ変換器１０，１２の出
力にそれぞれ帯域制限をかけてベースバンド信号とする
ロールオフフィルタ１４，１６、Ｉ相及びＱ相のベース
バンド信号にそれぞれ局部発振信号（搬送波）を乗算し
てパスバンド信号とするミキサ１８，２０、ミキサ１
８，２０の出力を合成するハイブリッド２２、ハイブリ
ッド２２の出力を増幅する増幅器２４、及び増幅器２４
の出力に帯域制限をかける帯域通過フィルタ２６を具備
している。
【０００９】ミキサ１８，２０にはＶＣＯ（電圧制御発
振器）２８の出力を直角ハイブリッド３０において互い
に位相が直交する２つの局部発振信号としたものが供給
される。ＶＣＯ２８の出力はさらに分周回路３２におい
て所定の分周比で分周され、ディジタル／アナログ変換
器１０，１２へ、変換クロックとして、すなわち、シン
ボルタイミングを表わすシンボルクロックとして供給さ
れる。位相比較器３４はディジタル／アナログ変換器１
０，１２へ供給されるシンボルクロックとディジタル信
号のタイミングを表わすクロックとの位相差を検出し、
位相差検出信号はループフィルタ３６を介してＶＣＯ２
８へ制御信号が供給され、これによって、シンボルクロ
ックの位相とディジタルデータのクロックの位相（及び
周波数）が一致するようにＶＣＯ２８が制御される。
振器）２８の出力を直角ハイブリッド３０において互い
に位相が直交する２つの局部発振信号としたものが供給
される。ＶＣＯ２８の出力はさらに分周回路３２におい
て所定の分周比で分周され、ディジタル／アナログ変換
器１０，１２へ、変換クロックとして、すなわち、シン
ボルタイミングを表わすシンボルクロックとして供給さ
れる。位相比較器３４はディジタル／アナログ変換器１
０，１２へ供給されるシンボルクロックとディジタル信
号のタイミングを表わすクロックとの位相差を検出し、
位相差検出信号はループフィルタ３６を介してＶＣＯ２
８へ制御信号が供給され、これによって、シンボルクロ
ックの位相とディジタルデータのクロックの位相（及び
周波数）が一致するようにＶＣＯ２８が制御される。
【００１０】上記の構成の変調装置において、分周回路
の分周比をＮ、搬送波の周波数をｆ c 、シンボルクロッ
クの周波数をｆs とすると、 ｆc ＝Ｎ×ｆs の関係が常に成立した状態で送信される。また、１つの
発振器で搬送波とシンボルクロックとが生成される。
の分周比をＮ、搬送波の周波数をｆ c 、シンボルクロッ
クの周波数をｆs とすると、 ｆc ＝Ｎ×ｆs の関係が常に成立した状態で送信される。また、１つの
発振器で搬送波とシンボルクロックとが生成される。
【００１１】図２は本発明の変調装置の他の実施例の構
成を表わすブロック図である。図１と同一の構成要素に
ついては同一の参照番号を付してその説明を省略する。
本実施例においてはディジタル／アナログ変換器１０，
１２へ供給されるシンボルクロックとして、ディジタル
データのクロックがそのまま使用される。直角ハイブリ
ッド３０へ供給されるキャリア信号としては、クロック
を逓倍回路３８で周波数逓倍したものが使用される。
成を表わすブロック図である。図１と同一の構成要素に
ついては同一の参照番号を付してその説明を省略する。
本実施例においてはディジタル／アナログ変換器１０，
１２へ供給されるシンボルクロックとして、ディジタル
データのクロックがそのまま使用される。直角ハイブリ
ッド３０へ供給されるキャリア信号としては、クロック
を逓倍回路３８で周波数逓倍したものが使用される。
【００１２】この構成の変調装置においても、逓倍回路
の逓倍比をＮとすると、 ｆc ＝Ｎ×ｆs の関係が常に成立している。図３は本発明の一実施例に
係る復調装置の構成を表わすブロック図である。本発明
の復調装置は、例えば図１又は図２に示された変調装置
において生成された、キャリア周波数とシンボルクロッ
クの周波数とが一定の関係にある信号を受信して復調す
るものである。
の逓倍比をＮとすると、 ｆc ＝Ｎ×ｆs の関係が常に成立している。図３は本発明の一実施例に
係る復調装置の構成を表わすブロック図である。本発明
の復調装置は、例えば図１又は図２に示された変調装置
において生成された、キャリア周波数とシンボルクロッ
クの周波数とが一定の関係にある信号を受信して復調す
るものである。
【００１３】図３に示された受信装置は、受信信号を増
幅する増幅器４０と、増幅器４０の出力から所定の帯域
内の信号のみを取り出す帯域通過フィルタ４２と、帯域
フィルタ４２の出力を２つに分岐するハイブリッド４４
と、ハイブリッド４４の２つの出力のそれぞれに、直角
ハイブリッド４５から出力される互いに位相が直交する
２つの局部発振信号を乗算するミキサ４６，４８と、ミ
キサ４６，４８の出力から高域成分を除去する低域フィ
ルタ５０，５２と、低域通過フィルタ５０，５２の出力
を所定のタイミングにおいてそれぞれディジタル信号に
変換するアナログ／ディジタル変換器５４，５６と、デ
ィジタル化されたベースバンド信号の波形を等化するデ
ィジタルトランスバーサルフィルタ５８と、制御部６０
とを具備する。
幅する増幅器４０と、増幅器４０の出力から所定の帯域
内の信号のみを取り出す帯域通過フィルタ４２と、帯域
フィルタ４２の出力を２つに分岐するハイブリッド４４
と、ハイブリッド４４の２つの出力のそれぞれに、直角
ハイブリッド４５から出力される互いに位相が直交する
２つの局部発振信号を乗算するミキサ４６，４８と、ミ
キサ４６，４８の出力から高域成分を除去する低域フィ
ルタ５０，５２と、低域通過フィルタ５０，５２の出力
を所定のタイミングにおいてそれぞれディジタル信号に
変換するアナログ／ディジタル変換器５４，５６と、デ
ィジタル化されたベースバンド信号の波形を等化するデ
ィジタルトランスバーサルフィルタ５８と、制御部６０
とを具備する。
【００１４】直角ハイブリッド４５へ供給される局部発
振信号はＶＣＯ６２において発生される。アナログ／デ
ィジタル変換器５４，５６へ供給されるシンボルクロッ
クとしては、ＶＣＯ６２の出力を分周回路６４で分周
し、無限移相器６６で位相を補正したものが供給され
る。トランスバーサルイコライザ５８における係数は、
固定かまたはディジタル化されたベースバンド信号にお
ける判定誤差（下位ビット）の値に基いて、それが最小
になるように制御される。制御部６０はベースバンド信
号の位相誤差の値に基いて、それが最小となるようにＶ
ＣＯ６２へ制御信号を与える。無限移相器６６における
移相量は半固定または手動により調整される。
振信号はＶＣＯ６２において発生される。アナログ／デ
ィジタル変換器５４，５６へ供給されるシンボルクロッ
クとしては、ＶＣＯ６２の出力を分周回路６４で分周
し、無限移相器６６で位相を補正したものが供給され
る。トランスバーサルイコライザ５８における係数は、
固定かまたはディジタル化されたベースバンド信号にお
ける判定誤差（下位ビット）の値に基いて、それが最小
になるように制御される。制御部６０はベースバンド信
号の位相誤差の値に基いて、それが最小となるようにＶ
ＣＯ６２へ制御信号を与える。無限移相器６６における
移相量は半固定または手動により調整される。
【００１５】図３の復調装置においては、キャリア周波
数とシンボル周波数とが一定の関係にあることを利用し
て、ＶＣＯ６２において再生されたキャリア周波数を分
周することによってシンボルクロックを得ている。図４
は本発明の復調装置の他の実施例の構成を表わすブロッ
ク図である。図３と同一の構成要素については同一の参
照番号を付してその説明を省略する。シンボルタイミン
グ再生回路７０は受信信号（又は受信ＩＦ信号）からシ
ンボルタイミングを抽出する。位相比較器７２、ループ
フィルタ７４、及びＶＣＯ７６によりＰＬＬ（位相ロッ
クループ）が構成されており、ＶＣＯ７６からはシンボ
ルタイミング再生回路７０の出力信号の位相と位相が一
致したシンボルクロックが出力され、それがアナログ／
ディジタル変換器５４，５６へ供給される。ＶＣＯ７６
の出力はさらに逓倍回路７８において周波数逓倍され、
無限移相器８０を経て直角ハイブリッド４５へ供給され
る。無限移相器８０における移相量も無限移相器６６と
同様に、半固定又は手動により調整される。
数とシンボル周波数とが一定の関係にあることを利用し
て、ＶＣＯ６２において再生されたキャリア周波数を分
周することによってシンボルクロックを得ている。図４
は本発明の復調装置の他の実施例の構成を表わすブロッ
ク図である。図３と同一の構成要素については同一の参
照番号を付してその説明を省略する。シンボルタイミン
グ再生回路７０は受信信号（又は受信ＩＦ信号）からシ
ンボルタイミングを抽出する。位相比較器７２、ループ
フィルタ７４、及びＶＣＯ７６によりＰＬＬ（位相ロッ
クループ）が構成されており、ＶＣＯ７６からはシンボ
ルタイミング再生回路７０の出力信号の位相と位相が一
致したシンボルクロックが出力され、それがアナログ／
ディジタル変換器５４，５６へ供給される。ＶＣＯ７６
の出力はさらに逓倍回路７８において周波数逓倍され、
無限移相器８０を経て直角ハイブリッド４５へ供給され
る。無限移相器８０における移相量も無限移相器６６と
同様に、半固定又は手動により調整される。
【００１６】図４の復調装置においては、再生されたシ
ンボルクロックを周波数逓倍することにより、キャリア
周波数を得ている。図５は図３の復調装置の一変形を表
わすブロック図である。図５の復調装置においては、図
３の無限移相器６６よるシンボルクロックの位相の補正
に代えて、シンボルクロックの位相のずれを、ディジタ
ル信号の段階においてベースバンド信号の振幅を修正す
ることによって補償する特開平４−１０４５４２号公報
記載のディジタルＳＴＲ制御が採用されている。図３と
同一の構成要素については同一の参照番号を付してその
説明を省略する。
ンボルクロックを周波数逓倍することにより、キャリア
周波数を得ている。図５は図３の復調装置の一変形を表
わすブロック図である。図５の復調装置においては、図
３の無限移相器６６よるシンボルクロックの位相の補正
に代えて、シンボルクロックの位相のずれを、ディジタ
ル信号の段階においてベースバンド信号の振幅を修正す
ることによって補償する特開平４−１０４５４２号公報
記載のディジタルＳＴＲ制御が採用されている。図３と
同一の構成要素については同一の参照番号を付してその
説明を省略する。
【００１７】制御部８２はトランスバーサルフィルタ８
４の出力においてシンボルクロックのタイミングのずれ
をゼロクロス検出を利用して検出し、その値から制御量
を算出し、トランスバーサルフィルタ８４のインパルス
レスポンスの包絡線が時間軸上で該制御量に応じてシフ
トするようにトランスバーサルフィルタ８４の各係数を
変更することによって、分周回路６４から出力されるシ
ンボルクロックの位相のずれを自動的に補償する。
４の出力においてシンボルクロックのタイミングのずれ
をゼロクロス検出を利用して検出し、その値から制御量
を算出し、トランスバーサルフィルタ８４のインパルス
レスポンスの包絡線が時間軸上で該制御量に応じてシフ
トするようにトランスバーサルフィルタ８４の各係数を
変更することによって、分周回路６４から出力されるシ
ンボルクロックの位相のずれを自動的に補償する。
【００１８】図６は図４の復調装置の一変形を表わすブ
ロック図である。図６の復調装置においては、図４の無
限移相器８０によるキャリアの位相の補正に代えて、キ
ャリアの位相のずれを、ディジタル信号の段階でベース
バンド信号の位相を回転させることによって補償する例
えば特開昭５７−３１２５３号公報に記載のディジタル
キャリア再生（ＤＣＲ）制御が採用されている。図４と
同一の構成要素については同一の参照番号を付してその
説明を省略する。
ロック図である。図６の復調装置においては、図４の無
限移相器８０によるキャリアの位相の補正に代えて、キ
ャリアの位相のずれを、ディジタル信号の段階でベース
バンド信号の位相を回転させることによって補償する例
えば特開昭５７−３１２５３号公報に記載のディジタル
キャリア再生（ＤＣＲ）制御が採用されている。図４と
同一の構成要素については同一の参照番号を付してその
説明を省略する。
【００１９】位相回転部８６は制御部８８から与えられ
る制御量に応じてベースバンド信号の位相を回転させ
る。制御部８８は位相回転部８６により位相回転された
ベースバンド信号の位相の誤差を検出し、それが最小と
なるように制御量を算出して位相回転部８６へ与えるこ
とにより、逓倍回路７８が出力するキャリアの位相のず
れを自動的に補償する。
る制御量に応じてベースバンド信号の位相を回転させ
る。制御部８８は位相回転部８６により位相回転された
ベースバンド信号の位相の誤差を検出し、それが最小と
なるように制御量を算出して位相回転部８６へ与えるこ
とにより、逓倍回路７８が出力するキャリアの位相のず
れを自動的に補償する。
【００２０】
【発明の効果】以上述べてきたように本発明によれば、
変調装置および復調装置において、高価で小型化を阻害
する発振器の数を減らすことができる。
変調装置および復調装置において、高価で小型化を阻害
する発振器の数を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の変調装置の一実施例を表わすブロック
図である。
図である。
【図２】本発明の変調装置の他の実施例を表わすブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】本発明の復調装置の一実施例を表わす図であ
る。
る。
【図４】本発明の復調装置の他の実施例を表わすブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】図３の復調装置の一変形を表わすブロック図で
ある。
ある。
【図６】図４の復調装置の一変形を表わすブロック図で
ある。
ある。
１０，１２…アナログ／ディジタル変換器 １４，１６…ロールオフフィルタ １８，２０，４６，４８…ミキサ ２２，４４…ハイブリッド ２４，４０…増幅器 ２６，４２…帯域通過フィルタ ２８，６２…電圧制御発振器 ３０，４５…直角ハイブリッド ３４，７２…位相比較器 ３６，７４…ループフィルタ ５４，５６…ディジタル／アナログ変換器 ５８，８４…ディジタルトランスバーサルフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 9297−5Ｋ Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｂ
Claims (4)
- 【請求項１】 受信信号に含まれる搬送波を再生する搬
送波再生回路と、 該再生搬送波を所定の分周比で分周してシンボルクロッ
クを出力する分周器と、 該再生搬送波により該受信信号を検波してベースバンド
信号を出力する検波部と、 該シンボルクロックが表わすタイミングにおいて該ベー
スバンド信号をディジタル信号に変換することによって
ディジタル信号を復元するアナログ／ディジタル変換器
とを具備することを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】 前記復元されたディジタル信号の波形を
補正して前記分周器が出力するシンボルクロックの位相
誤差に起因する誤差を除去するディジタルＳＴＲ回路を
さらに具備する請求項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 受信信号内のベースバンド信号のシンボ
ルタイミングを表わすシンボルクロックを再生するシン
ボルクロック再生回路と、 該再生シンボルクロックを周波数逓倍して搬送波を出力
する周波数逓倍器と、 該周波数逓倍器が出力する搬送波により該受信信号を検
波してベースバンド信号を出力する検波部と、 該シンボルクロックが表わすタイミングにおいて該ベー
スバンド信号をディジタル信号に変換することによって
ディジタル信号を復元するアナログ／ディジタル変換器
とを具備することを特徴とする復調装置。 - 【請求項４】 前記復元されたディジタル信号の位相を
補正して前記周波数逓倍器が出力する搬送波の位相誤差
に起因する誤差を除去するＤＣＲ回路をさらに具備する
請求項３記載の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6019595A JPH07226782A (ja) | 1994-02-16 | 1994-02-16 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6019595A JPH07226782A (ja) | 1994-02-16 | 1994-02-16 | 復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07226782A true JPH07226782A (ja) | 1995-08-22 |
Family
ID=12003600
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6019595A Withdrawn JPH07226782A (ja) | 1994-02-16 | 1994-02-16 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07226782A (ja) |
-
1994
- 1994-02-16 JP JP6019595A patent/JPH07226782A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010508 |