JPH07167786A - テストキャリア分析システムにおけるアナログ光学測定信号の検出および評価方法 - Google Patents
テストキャリア分析システムにおけるアナログ光学測定信号の検出および評価方法Info
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- JPH07167786A JPH07167786A JP6146866A JP14686694A JPH07167786A JP H07167786 A JPH07167786 A JP H07167786A JP 6146866 A JP6146866 A JP 6146866A JP 14686694 A JP14686694 A JP 14686694A JP H07167786 A JPH07167786 A JP H07167786A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 テストキャリア分析システムにてアナログ光
信号を検出および評価するとき、二次光や遮光による干
渉を排除して開放系で行なうことができる分析法を提供
する。 【構成】 テストキャリア分析装置において該分析装置
にホルダによって保持されたテストキャリアのテスト領
域は、入光相と遮光相にクロックされた光源によって照
射され、テスト領域で反射された光は受光器によって検
出され、そして該測定値は評価のために測定値積分化お
よびデジタル化回路に送られ、そしてそこで、クロック
された光源の複数の入光相および遮光相からなる測定期
間にわたり、該測定値が各入光相の少なくとも一部にわ
たっておよび各遮光相の少なくとも一部にわたって積分
され、そして合計積分値が測定値積分化およびデジタル
化回路において入光相および遮光相の積分値から形成さ
れる方法において、測定期間中の該入光相および該遮光
相が、その周波数スペクトルが多数の異なった周波数か
らなる不規則なシーケンスを形成することを特徴とする
方法。
信号を検出および評価するとき、二次光や遮光による干
渉を排除して開放系で行なうことができる分析法を提供
する。 【構成】 テストキャリア分析装置において該分析装置
にホルダによって保持されたテストキャリアのテスト領
域は、入光相と遮光相にクロックされた光源によって照
射され、テスト領域で反射された光は受光器によって検
出され、そして該測定値は評価のために測定値積分化お
よびデジタル化回路に送られ、そしてそこで、クロック
された光源の複数の入光相および遮光相からなる測定期
間にわたり、該測定値が各入光相の少なくとも一部にわ
たっておよび各遮光相の少なくとも一部にわたって積分
され、そして合計積分値が測定値積分化およびデジタル
化回路において入光相および遮光相の積分値から形成さ
れる方法において、測定期間中の該入光相および該遮光
相が、その周波数スペクトルが多数の異なった周波数か
らなる不規則なシーケンスを形成することを特徴とする
方法。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、テストキャリア分析シ
ステムにおいてアナログ光信号を検出および評価する方
法に関し、ここで該テストキャリアのテスト領域は入光
相−遮光相にクロックされた光源によって照射され、テ
スト領域で反射された光は受光器によって検出され、そ
の測定値は評価のため測定値積分化およびデジタル化回
路に送信される。そしてここで、該クロックされた光源
の数個の入光および遮光相からなる測定期間にわたっ
て、測定値が少なくとも各入光相部にわたっておよび少
なくとも各遮光相部にわたって積分され、そして総積分
値は測定値積分化およびデジタル化回路にて入光および
遮光相の積分値から形成される。
ステムにおいてアナログ光信号を検出および評価する方
法に関し、ここで該テストキャリアのテスト領域は入光
相−遮光相にクロックされた光源によって照射され、テ
スト領域で反射された光は受光器によって検出され、そ
の測定値は評価のため測定値積分化およびデジタル化回
路に送信される。そしてここで、該クロックされた光源
の数個の入光および遮光相からなる測定期間にわたっ
て、測定値が少なくとも各入光相部にわたっておよび少
なくとも各遮光相部にわたって積分され、そして総積分
値は測定値積分化およびデジタル化回路にて入光および
遮光相の積分値から形成される。
【０００２】本発明はさらに該方法を実施するための装
置に関する。
置に関する。
【０００３】
【従来の技術】前記テストキャリア分析システムは分泌
液の分析、特に血や尿のような体液の、健康診断のため
の分析に多く用いられている。これらのシステムは本質
的に評価装置と特別に設計されたテストキャリアから構
成される。
液の分析、特に血や尿のような体液の、健康診断のため
の分析に多く用いられている。これらのシステムは本質
的に評価装置と特別に設計されたテストキャリアから構
成される。
【０００４】前記テストキャリアは通常、ベース層とそ
の上に配設された少なくとも１個のテスト層を有するテ
スト領域からなるテストストリップの形がしばしば用い
られている。該テスト層は１種またはそれ以上の試薬を
含有している。たとえば、体液のようなサンプルがテス
ト層に供給されたばあいに、該サンプルの成分と化学反
応が起こり、検出可能な変化、特に色調変化が検出層に
起こる。この変化は適切な方法とそれに対応する装置に
よって定量的解析のために評価される。
の上に配設された少なくとも１個のテスト層を有するテ
スト領域からなるテストストリップの形がしばしば用い
られている。該テスト層は１種またはそれ以上の試薬を
含有している。たとえば、体液のようなサンプルがテス
ト層に供給されたばあいに、該サンプルの成分と化学反
応が起こり、検出可能な変化、特に色調変化が検出層に
起こる。この変化は適切な方法とそれに対応する装置に
よって定量的解析のために評価される。
【０００５】このように、たとえば、前記反応が起こっ
たのちに、テスト領域の拡散反射率から、調べるべき体
液中の成分濃度を推定するために評価装置による反射光
測定を用いることができる。ばあいによっては、所望の
分析結果は測定時間にわたる反射率の変化からうること
ができる。
たのちに、テスト領域の拡散反射率から、調べるべき体
液中の成分濃度を推定するために評価装置による反射光
測定を用いることができる。ばあいによっては、所望の
分析結果は測定時間にわたる反射率の変化からうること
ができる。
【０００６】反射率の一般的に小さな変化を測定するべ
く充分な解像度で非常に微小な測定電流または測定電圧
を検出するため、そして定量分析を可能にするために光
信号の検出と評価に、特に厳しい精度が要求される。そ
の反面、数多くの干渉（interference）源が存在する。
これらは、極めて小さな信号の検出のための評価電子技
術にともなうよく知られた問題点であり、特に商用（ma
ins ）周波数でのピックアップによる増幅器入力電流お
よびクリープまたは残留電流、または増幅器浮漂、スパ
ーインポーズ直流電圧、高周波ノイズ電圧、低周波交流
およびリップル電圧などが知られている。
く充分な解像度で非常に微小な測定電流または測定電圧
を検出するため、そして定量分析を可能にするために光
信号の検出と評価に、特に厳しい精度が要求される。そ
の反面、数多くの干渉（interference）源が存在する。
これらは、極めて小さな信号の検出のための評価電子技
術にともなうよく知られた問題点であり、特に商用（ma
ins ）周波数でのピックアップによる増幅器入力電流お
よびクリープまたは残留電流、または増幅器浮漂、スパ
ーインポーズ直流電圧、高周波ノイズ電圧、低周波交流
およびリップル電圧などが知られている。
【０００７】さらに、光学測定に関連する典型的な干渉
が、二次光（secondary light ）および迷光（stray li
ght ）によって惹き起こされる。これらには、比較的定
常な二次光成分および慣習的に用いられる商用周波数で
ある５０Hzまたは６０Hzで動作する二次光源からの典型
的干渉の双方が含まれる。
が、二次光（secondary light ）および迷光（stray li
ght ）によって惹き起こされる。これらには、比較的定
常な二次光成分および慣習的に用いられる商用周波数で
ある５０Hzまたは６０Hzで動作する二次光源からの典型
的干渉の双方が含まれる。
【０００８】従来、テストキャリアー評価装置は通常、
前記のような二次光成分や迷光を避けるために、二次光
が、測定中に、テスト領域とクロックされた光源と受光
測定器が配置されている装置の測定部へできるだけ入ら
ないような構造になっている。この目的のためには、た
とえば、テストキャリアーは狭い溝の中に挿入される。
別の装置では、測定中にテストキャリアーを収容するた
めのテストキャリアーホルダーをフラップを備えた光遮
断室に配置し、そのフラップをテスト用担体が挿入され
るときに開き、測定中では閉じている。
前記のような二次光成分や迷光を避けるために、二次光
が、測定中に、テスト領域とクロックされた光源と受光
測定器が配置されている装置の測定部へできるだけ入ら
ないような構造になっている。この目的のためには、た
とえば、テストキャリアーは狭い溝の中に挿入される。
別の装置では、測定中にテストキャリアーを収容するた
めのテストキャリアーホルダーをフラップを備えた光遮
断室に配置し、そのフラップをテスト用担体が挿入され
るときに開き、測定中では閉じている。
【０００９】これら公知の光遮断測定は、それらに関連
する欠点をもっている。狭い溝の測定部は、たとえば血
液サンプルのようなキャリアが挿入されたばあいには容
易に汚れてしまう。２番目のケースでは、構成および製
造のコストが、フラップが必要な分増大する。さらに、
もしフラップが完全に閉まっていなかったり、早く開い
てしまえば、該フラップが、しばしば誤動作の原因とな
ることがわかっている。テスト用担体の評価装置は主と
して糖尿病者のためのグルコースレベルの自己診断用に
使用されている。しかしながら、病気の性質のため、糖
尿病患者は手先の器用さが限られていたり視力が衰えて
いたりする。
する欠点をもっている。狭い溝の測定部は、たとえば血
液サンプルのようなキャリアが挿入されたばあいには容
易に汚れてしまう。２番目のケースでは、構成および製
造のコストが、フラップが必要な分増大する。さらに、
もしフラップが完全に閉まっていなかったり、早く開い
てしまえば、該フラップが、しばしば誤動作の原因とな
ることがわかっている。テスト用担体の評価装置は主と
して糖尿病者のためのグルコースレベルの自己診断用に
使用されている。しかしながら、病気の性質のため、糖
尿病患者は手先の器用さが限られていたり視力が衰えて
いたりする。
【００１０】テストキャリア分析装置部を構成するばあ
いも含むより大きな分析装置では、二次光の起こす干渉
をさらに電子的に抑制することが提案されている。ここ
では光源は入光相−遮光相にクロックされている。受光
器からの信号は、ついで入光相と遮光相の双方にわたっ
て評価され、そののち入光相の結果から遮光相の結果を
差し引くことにより、測定光に付加的な影響を与えかつ
光源のクロック周波数に関連してゆっくり変化する干渉
を実質的に排除することを可能にする。
いも含むより大きな分析装置では、二次光の起こす干渉
をさらに電子的に抑制することが提案されている。ここ
では光源は入光相−遮光相にクロックされている。受光
器からの信号は、ついで入光相と遮光相の双方にわたっ
て評価され、そののち入光相の結果から遮光相の結果を
差し引くことにより、測定光に付加的な影響を与えかつ
光源のクロック周波数に関連してゆっくり変化する干渉
を実質的に排除することを可能にする。
【００１１】高周波数の干渉を抑制する望ましい方法と
しては、受光器からの信号をある測定期間にわたって積
分する方法があげられる。これは、繰り返される積分時
間よりずっと大きい周波数の干渉を実質的に抑制する。
しては、受光器からの信号をある測定期間にわたって積
分する方法があげられる。これは、繰り返される積分時
間よりずっと大きい周波数の干渉を実質的に抑制する。
【００１２】ドイツ特許第２８ １４ ３５８号明細書
には、これら二つの計測方法を組み合せた方法とそれに
よる装置が開示されている。ここでは受光器はクロック
された光源によって照射され、そして信号は入光相と遮
光相双方にわたって積分される。この公知の方法では、
受光器からの信号は入光相と遮光相双方にわたって評価
され、そして２つのデジタル化された結果は一方から他
方を差し引くことで補正された測定値を与える。
には、これら二つの計測方法を組み合せた方法とそれに
よる装置が開示されている。ここでは受光器はクロック
された光源によって照射され、そして信号は入光相と遮
光相双方にわたって積分される。この公知の方法では、
受光器からの信号は入光相と遮光相双方にわたって評価
され、そして２つのデジタル化された結果は一方から他
方を差し引くことで補正された測定値を与える。
【００１３】ヨーロッパ特許第０ ０７５ ７６７号明
細書には、前記のタイプの測定誤差を単純な方法で低構
成費用で高精度の結果がえられるような方法とそれに従
った配置が提案されている。該明細書は、最初に示した
タイプの方法を開示しており、ここでは、いくつかの連
続した入光相−遮光相にわたる積分を途中でデジタル化
しないで行ない、それによって光源が比較的高いクロッ
ク周波数のばあいにおいても長い積分時間を実現する。
これは、一方では長い積分時間のために依然として比較
的低周波数においても存在する高周波数干渉を、他方で
は比較的高いクロック周波数のため比較的速く変化をす
る直流電圧成分を大幅に排除する。
細書には、前記のタイプの測定誤差を単純な方法で低構
成費用で高精度の結果がえられるような方法とそれに従
った配置が提案されている。該明細書は、最初に示した
タイプの方法を開示しており、ここでは、いくつかの連
続した入光相−遮光相にわたる積分を途中でデジタル化
しないで行ない、それによって光源が比較的高いクロッ
ク周波数のばあいにおいても長い積分時間を実現する。
これは、一方では長い積分時間のために依然として比較
的低周波数においても存在する高周波数干渉を、他方で
は比較的高いクロック周波数のため比較的速く変化をす
る直流電圧成分を大幅に排除する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、従来
技術に照して、テストキャリア分析システムにおいてア
ナログ光信号を検出し評価する方法、および該方法を実
施するための装置を提供することにあり、ここで迷光お
よび二次光成分の排除は、開放系の配置にて、通常周囲
の光におけるどんな迷光の光源からも遮蔽することなく
テストキャリア分析システムを用いて測定ができるよう
に改善される。
技術に照して、テストキャリア分析システムにおいてア
ナログ光信号を検出し評価する方法、および該方法を実
施するための装置を提供することにあり、ここで迷光お
よび二次光成分の排除は、開放系の配置にて、通常周囲
の光におけるどんな迷光の光源からも遮蔽することなく
テストキャリア分析システムを用いて測定ができるよう
に改善される。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、テストキャリ
ア分析装置においてアナログ光学測定信号を検出および
評価する方法であって、該分析装置にホルダによって保
持されたテストキャリアのテスト領域は、入光相と遮光
相にクロックされた光源によって照射され、テスト領域
で反射された光は受光器によって検出され、そして該測
定値は評価のために測定値積分化およびデジタル化回路
に送られ、そしてそこで、クロックされた光源の複数の
入光相および遮光相からなる測定期間にわたり、該測定
値が各入光相の少なくとも一部にわたっておよび各遮光
相の少なくとも一部にわたって積分され、そして合計積
分値が測定値積分化およびデジタル化回路において入光
相および遮光相の積分値から形成される方法において、
測定期間中の該入光相および該遮光相が、その周波数ス
ペクトルが多数の異なった周波数からなる不規則なシー
ケンスを形成することを特徴とする方法に関する。
ア分析装置においてアナログ光学測定信号を検出および
評価する方法であって、該分析装置にホルダによって保
持されたテストキャリアのテスト領域は、入光相と遮光
相にクロックされた光源によって照射され、テスト領域
で反射された光は受光器によって検出され、そして該測
定値は評価のために測定値積分化およびデジタル化回路
に送られ、そしてそこで、クロックされた光源の複数の
入光相および遮光相からなる測定期間にわたり、該測定
値が各入光相の少なくとも一部にわたっておよび各遮光
相の少なくとも一部にわたって積分され、そして合計積
分値が測定値積分化およびデジタル化回路において入光
相および遮光相の積分値から形成される方法において、
測定期間中の該入光相および該遮光相が、その周波数ス
ペクトルが多数の異なった周波数からなる不規則なシー
ケンスを形成することを特徴とする方法に関する。
【００１６】入光相および遮光相のシーケンスが疑似乱
数シーケンスとして発生させられることが好ましい。
数シーケンスとして発生させられることが好ましい。
【００１７】また、合計積分値の形成において、受光器
からの測定値が複数の同一の疑似乱数シーケンスにわた
って積分されることが好ましい。
からの測定値が複数の同一の疑似乱数シーケンスにわた
って積分されることが好ましい。
【００１８】また、受光器の信号がハイパスフィルタを
通して送られることが好ましい。
通して送られることが好ましい。
【００１９】また、各入光相および遮光相の開始時にお
いて、受光器からの測定値を遅延時間の間積分しないこ
とが好ましい。
いて、受光器からの測定値を遅延時間の間積分しないこ
とが好ましい。
【００２０】また、入光相の積分部分および遮光相の積
分部分にわたる積分が複数の連続サンプリングステップ
において行なわれることが好ましい。
分部分にわたる積分が複数の連続サンプリングステップ
において行なわれることが好ましい。
【００２１】また、入光相と遮光相の積分部分が同一の
大きさであり、測定値積分化およびデジタル化回路が積
分器を含んでおり、該積分器へ受光器からの信号が入光
相間と遮光相間にて逆の極性で適用され、遮光相にわた
ってえらるアナログ積分測定値が入光相にわたってえら
るアナログ積分測定値から引かれて合計アナログ積分値
をうることが好ましい。
大きさであり、測定値積分化およびデジタル化回路が積
分器を含んでおり、該積分器へ受光器からの信号が入光
相間と遮光相間にて逆の極性で適用され、遮光相にわた
ってえらるアナログ積分測定値が入光相にわたってえら
るアナログ積分測定値から引かれて合計アナログ積分値
をうることが好ましい。
【００２２】また、積分値をデジタル信号に変換するた
めの積分器がデュアルスロープ法（dual-slope method
）によって作動することが好ましい。
めの積分器がデュアルスロープ法（dual-slope method
）によって作動することが好ましい。
【００２３】また、積分値をデジタル信号に変換するた
めの積分器がシグマ−デルタ法によって作動することが
好ましい。
めの積分器がシグマ−デルタ法によって作動することが
好ましい。
【００２４】また、周波数スペクトルにおける最大振幅
の少なくとも５％の振幅をもつ入光相と遮光相の不規則
シーケンスの周波数スペクトル中の周波数が、最高と最
低の周波数が少なくとも１０倍、好ましくは少なくとも
３０倍、特に好ましくは少なくとも１００倍異なる周波
数帯に存在することが好ましい。
の少なくとも５％の振幅をもつ入光相と遮光相の不規則
シーケンスの周波数スペクトル中の周波数が、最高と最
低の周波数が少なくとも１０倍、好ましくは少なくとも
３０倍、特に好ましくは少なくとも１００倍異なる周波
数帯に存在することが好ましい。
【００２５】また、周波数スペクトルにおける最大振幅
の少なくとも５％の振幅をもつ入光相と遮光相の不規則
シーケンスの周波数スペクトル中の周波数が、下限が１
０ｋＨｚ以下、好ましくは５ｋＨｚ以下であり、上限が
５０ｋＨｚ以上、好ましくは１００ｋＨｚ以上である周
波数帯に存在することが好ましい。
の少なくとも５％の振幅をもつ入光相と遮光相の不規則
シーケンスの周波数スペクトル中の周波数が、下限が１
０ｋＨｚ以下、好ましくは５ｋＨｚ以下であり、上限が
５０ｋＨｚ以上、好ましくは１００ｋＨｚ以上である周
波数帯に存在することが好ましい。
【００２６】また、周波数スペクトルにおいて最大振幅
の少なくとも５％の振幅をもつ入光相と遮光相の不規則
シーケンスの周波数スペクトル中の周波数の数が、２０
より大きく、好ましくは５０より大きく、そして特に好
ましくは１００より大きいことが好ましい。
の少なくとも５％の振幅をもつ入光相と遮光相の不規則
シーケンスの周波数スペクトル中の周波数の数が、２０
より大きく、好ましくは５０より大きく、そして特に好
ましくは１００より大きいことが好ましい。
【００２７】本発明はさらに、前記方法を実施するため
の装置に関し、該装置は、測定すべきテストキャリアの
テスト領域を照射するための光源；光源をトリガして入
光−遮光相にクロックするためのトリガ装置；トリガ装
置のためのパルスシーケンスを発生するためのパルスシ
ーケンスジェネレタ；テスト領域で反射した光をピック
アップするための受光器；および受光器からの測定値が
測定、積分およびデジタル化のために送られる測定値積
分化ならびにデジタル化回路からなり、該回路が、受光
器からの信号を増幅するためのプリアンプ、相関信号を
作成し、入光相の少なくとも一部および遮光相の少なく
とも一部の間の測定期間の間に逆の極性でプリアンプか
らの出力信号を倍率するレリイ倍率ステージ、合計アナ
ログ積分値をあたえるため遮光相の積分される部分にわ
たってえられるアナログ積分測定値が入光相の積分され
る部分にわたってえられるアナログ積分測定値から引算
されるように相関信号を測定期間にわたり積分するし、
かつ測定イベントナンバに変換するためのアナログ−デ
ジタル変換器、および測定の過程をコントロールするた
めの制御回路からなるものであって、パルスシーケンス
ジェネレータが不規則パルスシーケンスを発生する乱数
シーケンスジェネレータであることを特徴とする装置で
ある。
の装置に関し、該装置は、測定すべきテストキャリアの
テスト領域を照射するための光源；光源をトリガして入
光−遮光相にクロックするためのトリガ装置；トリガ装
置のためのパルスシーケンスを発生するためのパルスシ
ーケンスジェネレタ；テスト領域で反射した光をピック
アップするための受光器；および受光器からの測定値が
測定、積分およびデジタル化のために送られる測定値積
分化ならびにデジタル化回路からなり、該回路が、受光
器からの信号を増幅するためのプリアンプ、相関信号を
作成し、入光相の少なくとも一部および遮光相の少なく
とも一部の間の測定期間の間に逆の極性でプリアンプか
らの出力信号を倍率するレリイ倍率ステージ、合計アナ
ログ積分値をあたえるため遮光相の積分される部分にわ
たってえられるアナログ積分測定値が入光相の積分され
る部分にわたってえられるアナログ積分測定値から引算
されるように相関信号を測定期間にわたり積分するし、
かつ測定イベントナンバに変換するためのアナログ−デ
ジタル変換器、および測定の過程をコントロールするた
めの制御回路からなるものであって、パルスシーケンス
ジェネレータが不規則パルスシーケンスを発生する乱数
シーケンスジェネレータであることを特徴とする装置で
ある。
【００２８】パルスシーケンスジェネレータが疑似乱数
シーケンスを発生する回路であることが好ましい。
シーケンスを発生する回路であることが好ましい。
【００２９】また、パルスシーケンスジェネレータが疑
似乱数シーケンスを作成するための二値遡及性シフトレ
ジスタを有することが好ましい。
似乱数シーケンスを作成するための二値遡及性シフトレ
ジスタを有することが好ましい。
【００３０】また、変調器がシフトレジスタの下流に接
続されていることが好ましい。
続されていることが好ましい。
【００３１】また、アナログ−デジタル変換器がシグマ
−デルタ変換器であることが好ましい。
−デルタ変換器であることが好ましい。
【００３２】また、ハイパスフィルタが受光器からの信
号をフィルタするために設けられていることが好まし
い。
号をフィルタするために設けられていることが好まし
い。
【００３３】また、光源と受光器との系の感度誤差の補
償のためのプログラマブル増幅器がプレアンプの下流に
接続されていることが好ましい。
償のためのプログラマブル増幅器がプレアンプの下流に
接続されていることが好ましい。
【００３４】また、光源とプレアンプの誤差の補償のた
めに働くスイッチアブル増幅器が、アナログ−デジタル
変換器の上流に接続されていることが好ましい。
めに働くスイッチアブル増幅器が、アナログ−デジタル
変換器の上流に接続されていることが好ましい。
【００３５】また、ハイパスフィルタ、プログラマブル
増幅器またはスイッチアブル増幅器がスイッチドコンデ
ンサ技術を用いて接続されていることが好ましい。
増幅器またはスイッチアブル増幅器がスイッチドコンデ
ンサ技術を用いて接続されていることが好ましい。
【００３６】また、測定信号が飽和したばあいにエラー
ビットを設定するモニタ装置が、プレアンプ、ハイパス
フィルタ、プログラマブル増幅器、スイッチアブル増幅
器またはアナログ−デジタル変換器に設けられているこ
とが好ましい。
ビットを設定するモニタ装置が、プレアンプ、ハイパス
フィルタ、プログラマブル増幅器、スイッチアブル増幅
器またはアナログ−デジタル変換器に設けられているこ
とが好ましい。
【００３７】また、光源と受光器以外の、すべての装置
の構成成分が１つのチップに含まれていることが好まし
い。
の構成成分が１つのチップに含まれていることが好まし
い。
【００３８】
【作用および実施例】最初に示したタイプの方法を用い
てこの目的を達成するためには、測定期間にわたって積
分される入光相と遮光相のシーケンスは、数多くの異な
った周波数からなる周波数スペクトルがフーリエ変換に
よってそこからえられうるような仕方で不規則な状態と
なっている。本発明の構成において、入光相と遮光相の
規則的なシーケンスと関連させて二次光および迷光を抑
制するのは適切でないと考えた。これは、迷光がしばし
ば周波数的に安定性がない問題のある迷光源を含んでい
るという事実に起因し、そのような例には、キャンピン
グライトまたはストロボスコープランプがある。さら
に、均等にクロックされた光源の周波数との同期する周
波数またはそれについての積分倍数（multiples ）は完
全には避けられない。
てこの目的を達成するためには、測定期間にわたって積
分される入光相と遮光相のシーケンスは、数多くの異な
った周波数からなる周波数スペクトルがフーリエ変換に
よってそこからえられうるような仕方で不規則な状態と
なっている。本発明の構成において、入光相と遮光相の
規則的なシーケンスと関連させて二次光および迷光を抑
制するのは適切でないと考えた。これは、迷光がしばし
ば周波数的に安定性がない問題のある迷光源を含んでい
るという事実に起因し、そのような例には、キャンピン
グライトまたはストロボスコープランプがある。さら
に、均等にクロックされた光源の周波数との同期する周
波数またはそれについての積分倍数（multiples ）は完
全には避けられない。
【００３９】本発明に従った方法では、入光相と遮光相
のパルスシーケンスは幅広い周波数スペクトルに相応す
る。したがって、それぞれ個々の周波数は測定結果に小
さな影響を与えるだけであり、そのために相応する干渉
周波数もまた測定結果の誤りに部分的な影響を与えるに
すぎない。この方法は二次光成分および迷光成分を極め
てよく抑制でき、周囲の光から光を遮蔽しないですべき
測定を全体的に行なうことを可能にする。
のパルスシーケンスは幅広い周波数スペクトルに相応す
る。したがって、それぞれ個々の周波数は測定結果に小
さな影響を与えるだけであり、そのために相応する干渉
周波数もまた測定結果の誤りに部分的な影響を与えるに
すぎない。この方法は二次光成分および迷光成分を極め
てよく抑制でき、周囲の光から光を遮蔽しないですべき
測定を全体的に行なうことを可能にする。
【００４０】第一の有利な態様では、乱数ジェネレター
により入光相と遮光相のシーケンスを発生している。真
の乱数ジェネレターを用いることは可能であるが、特に
等しい長さの積分時間が入光相と遮光相のそれぞれすべ
てにわたって実現されることが必要であるときには、電
子的に実施するには技術的に複雑なものになる。
により入光相と遮光相のシーケンスを発生している。真
の乱数ジェネレターを用いることは可能であるが、特に
等しい長さの積分時間が入光相と遮光相のそれぞれすべ
てにわたって実現されることが必要であるときには、電
子的に実施するには技術的に複雑なものになる。
【００４１】したがって、前記入光相と遮光相のシーケ
ンスは、あらかじめ決められた疑似乱数シーケンスとし
て発生するのが好ましい。それはたとえば、適宜、下流
のモジュレータと連結した、プリセットされた遡及性
（retro-active）シフトレジスタによって実現できる。
これはたとえば、「Elektronik」特集 209, 「Elektron
ik Arbeitsblaetter」フランツィス・フェルラク（Fran
zis verlag）、p.93に掲載された、「Erzeugung von Ps
eudo-Zufallsfolgen mit binaeren Schieberegistern
（２値のシフトレジスタを用いた疑似乱数シーケンスの
作成）」により詳しく述べられている。有利には、総積
分値を与えるためには、受光器からの測定値を１つの疑
似乱数シーケンスにわったて積分するだけではなく、同
様に他の同一の疑似乱数シーケンスにわたっても積分す
る。１回またはそれ以上の回数の乱数シーケンスの繰り
返しが信号対ノイズ比を改善する。
ンスは、あらかじめ決められた疑似乱数シーケンスとし
て発生するのが好ましい。それはたとえば、適宜、下流
のモジュレータと連結した、プリセットされた遡及性
（retro-active）シフトレジスタによって実現できる。
これはたとえば、「Elektronik」特集 209, 「Elektron
ik Arbeitsblaetter」フランツィス・フェルラク（Fran
zis verlag）、p.93に掲載された、「Erzeugung von Ps
eudo-Zufallsfolgen mit binaeren Schieberegistern
（２値のシフトレジスタを用いた疑似乱数シーケンスの
作成）」により詳しく述べられている。有利には、総積
分値を与えるためには、受光器からの測定値を１つの疑
似乱数シーケンスにわったて積分するだけではなく、同
様に他の同一の疑似乱数シーケンスにわたっても積分す
る。１回またはそれ以上の回数の乱数シーケンスの繰り
返しが信号対ノイズ比を改善する。
【００４２】さらに、本発明にしたがった方法の好まし
い態様においては、各々入光相と遮光相の初期におい
て、受光器からの測定値は遅延時間にわたっては積分さ
れない。この方法では、入光相初期におけるオーバーシ
ュート効果（overshoot effects ）、遮光相の初期にお
ける緩和効果（relaxation effects）および他の一時的
な過程（transient processes ）は、該積分値に含まれ
ず、それゆえ、それらが測定結果に影響を与えるどんな
誤差も生じさせない。
い態様においては、各々入光相と遮光相の初期におい
て、受光器からの測定値は遅延時間にわたっては積分さ
れない。この方法では、入光相初期におけるオーバーシ
ュート効果（overshoot effects ）、遮光相の初期にお
ける緩和効果（relaxation effects）および他の一時的
な過程（transient processes ）は、該積分値に含まれ
ず、それゆえ、それらが測定結果に影響を与えるどんな
誤差も生じさせない。
【００４３】ある有益な特徴に従って、積分される入光
相部および積分される遮光相部にわたる積分は、各々の
ばあいにいくつかの連続するサンプリングステップにて
実行される。この手順は、スイッチドコンデンサー技術
（switched capacitor technology ）を用いて実行でき
るという利点をもっている。
相部および積分される遮光相部にわたる積分は、各々の
ばあいにいくつかの連続するサンプリングステップにて
実行される。この手順は、スイッチドコンデンサー技術
（switched capacitor technology ）を用いて実行でき
るという利点をもっている。
【００４４】本発明に従った方法の特に重要な点は、フ
ーリエ変換された周波数スペクトルが多数の異なる周波
数からなるということである。その周波数が分布する周
波数範囲が大きくなればなるほど、そして全体的な強度
に実質的に影響を与える異なった周波数の数が多くなれ
ばれるほど、測定の際の二次光源および迷光源の影響の
抑制がうまくいく。換言すれば、別々のフーリエ変換さ
れた周波数スペクトルは、できるだけ理論的に理想的な
ものに近似すべきであるが、一定の強度およびありうる
最も幅の広い周波数帯（５０Hzまたは６０Hzの商用周波
数のように特別な共通して干渉を起こす周波数のばあい
に、せいぜいいわゆるノッチ周波数を示す「白色」スペ
クトル）をもつ連続した周波数スペクトルという実際上
実施不能なケースに限られる。
ーリエ変換された周波数スペクトルが多数の異なる周波
数からなるということである。その周波数が分布する周
波数範囲が大きくなればなるほど、そして全体的な強度
に実質的に影響を与える異なった周波数の数が多くなれ
ばれるほど、測定の際の二次光源および迷光源の影響の
抑制がうまくいく。換言すれば、別々のフーリエ変換さ
れた周波数スペクトルは、できるだけ理論的に理想的な
ものに近似すべきであるが、一定の強度およびありうる
最も幅の広い周波数帯（５０Hzまたは６０Hzの商用周波
数のように特別な共通して干渉を起こす周波数のばあい
に、せいぜいいわゆるノッチ周波数を示す「白色」スペ
クトル）をもつ連続した周波数スペクトルという実際上
実施不能なケースに限られる。
【００４５】本方法を実施するための、本発明に従った
装置（arrangement ）は以下の要素をもっている。すな
わち、試験されるテストキャリアのテスト領域を照射す
る光源；入光相−遮光相にクロックされた、光源をトリ
ガするためのトリガ装置；トリガ装置にパルスシーケン
スを発生させるパルスシーケンスジェネレータ；テスト
領域で反射した光をピックアップする受光器；ならびに
測定、積分およびデジタル化のために受光器から測定値
が送られる測定値積分化およびデジタル化回路である。
この回路は受光器からの信号を増幅するためのプレアン
プおよび相関信号を生ぜしめるためのリレイ増幅ステー
ジ（relay multiplication stage）からなる。この増幅
ステージによって、該プリアンプからの出力信号は、入
光相部の少なくとも一部と遮光相の少なくとも一部にわ
たる測定期間の間、反極信号（opposite polarity sign
s ）を供給する。該回路はまた、遮光相の積分された部
分にわたってえられたアナログ積分測定値が入光相の積
分された部分にわたってえられたアナログ積分測定値よ
り差し引かれることにより合計アナログ積分値をうるよ
うに測定期間にわたって相関信号を積分するための、お
よび測定イベントナンバ（measurement event number）
に変換するためのアナログ−デジタル変換器と、測定の
行程をコントロールするための制御回路とを有してい
る。ここで、該パルスシーケンスジェネレーターは不規
則なパルスシーケンスを発生する乱数シーケンスジェネ
レーターである。
装置（arrangement ）は以下の要素をもっている。すな
わち、試験されるテストキャリアのテスト領域を照射す
る光源；入光相−遮光相にクロックされた、光源をトリ
ガするためのトリガ装置；トリガ装置にパルスシーケン
スを発生させるパルスシーケンスジェネレータ；テスト
領域で反射した光をピックアップする受光器；ならびに
測定、積分およびデジタル化のために受光器から測定値
が送られる測定値積分化およびデジタル化回路である。
この回路は受光器からの信号を増幅するためのプレアン
プおよび相関信号を生ぜしめるためのリレイ増幅ステー
ジ（relay multiplication stage）からなる。この増幅
ステージによって、該プリアンプからの出力信号は、入
光相部の少なくとも一部と遮光相の少なくとも一部にわ
たる測定期間の間、反極信号（opposite polarity sign
s ）を供給する。該回路はまた、遮光相の積分された部
分にわたってえられたアナログ積分測定値が入光相の積
分された部分にわたってえられたアナログ積分測定値よ
り差し引かれることにより合計アナログ積分値をうるよ
うに測定期間にわたって相関信号を積分するための、お
よび測定イベントナンバ（measurement event number）
に変換するためのアナログ−デジタル変換器と、測定の
行程をコントロールするための制御回路とを有してい
る。ここで、該パルスシーケンスジェネレーターは不規
則なパルスシーケンスを発生する乱数シーケンスジェネ
レーターである。
【００４６】以下、本発明を図面に基づいて詳細に説明
する。
する。
【００４７】図１は、テストストリップホルダ３を備え
た評価装置２、および該ホルダに挿入可能なテストスト
リップ４からなるテストストリップ分析システム１を示
している。当テストストリップ４はベース層５とテスト
層６よりなる。体液がテスト層６に適用されると、該体
液とテスト層６に含有されている試薬との間に化学反応
が起こる。これらの反応の結果で生じる光学的に検出可
能な変化は、テスト領域７を形成するテスト層６の部分
での反射光測定法により検出することができ、そして評
価される。従来のテストストリップ分析システム１で
は、通例、干渉を生じたり測定を誤評価させる周囲光か
ら測定部９を遮蔽するため、不透明のフラップ８が使用
されてきた。図１には不透明のフラップ８は破線で示し
た。本発明による方法および本発明による装置において
は、測定結果に不具合な効果をもたせずにそのようなフ
ラップ８を省くことが可能である。
た評価装置２、および該ホルダに挿入可能なテストスト
リップ４からなるテストストリップ分析システム１を示
している。当テストストリップ４はベース層５とテスト
層６よりなる。体液がテスト層６に適用されると、該体
液とテスト層６に含有されている試薬との間に化学反応
が起こる。これらの反応の結果で生じる光学的に検出可
能な変化は、テスト領域７を形成するテスト層６の部分
での反射光測定法により検出することができ、そして評
価される。従来のテストストリップ分析システム１で
は、通例、干渉を生じたり測定を誤評価させる周囲光か
ら測定部９を遮蔽するため、不透明のフラップ８が使用
されてきた。図１には不透明のフラップ８は破線で示し
た。本発明による方法および本発明による装置において
は、測定結果に不具合な効果をもたせずにそのようなフ
ラップ８を省くことが可能である。
【００４８】図２に本発明に従う好ましい回路配置の基
本的回路のダイヤグラムを示した。これはパルスシーケ
ンスジェネレータ２６を備えており、該パルスシーケン
スジェネレータ２６は図４に示した再帰性シフトレジス
タ５０によって、疑似乱数シーケンスＰＺを生ずる。こ
こで言うシーケンスはクロックされた光源１１をトリガ
するためのデジタル参照信号(digital reference signa
l)３３として働く。疑似乱数シーケンスＰＺを図５に示
す。光源１１は、クロックされ、かつコントロールされ
た均一電流源の形をとるトリガ装置２５より信号が供給
される発光ダイオードである。光源１１に供給されるト
リガ装置２５からの出力信号は２４と表示される。信号
２４のパルス振幅は、公差および測定条件に合わせて調
節することができる。光源１１はテスト領域７を照射
し、そのテスト領域７の反射光量ＲＥＭが受光器１２に
よって検出される。受光器１２はフォトダイオードであ
り、反射光量ＲＥＭを光電流に変換する。
本的回路のダイヤグラムを示した。これはパルスシーケ
ンスジェネレータ２６を備えており、該パルスシーケン
スジェネレータ２６は図４に示した再帰性シフトレジス
タ５０によって、疑似乱数シーケンスＰＺを生ずる。こ
こで言うシーケンスはクロックされた光源１１をトリガ
するためのデジタル参照信号(digital reference signa
l)３３として働く。疑似乱数シーケンスＰＺを図５に示
す。光源１１は、クロックされ、かつコントロールされ
た均一電流源の形をとるトリガ装置２５より信号が供給
される発光ダイオードである。光源１１に供給されるト
リガ装置２５からの出力信号は２４と表示される。信号
２４のパルス振幅は、公差および測定条件に合わせて調
節することができる。光源１１はテスト領域７を照射
し、そのテスト領域７の反射光量ＲＥＭが受光器１２に
よって検出される。受光器１２はフォトダイオードであ
り、反射光量ＲＥＭを光電流に変換する。
【００４９】プレアンプ１５は光電流を電圧に変換す
る。具体的に示すと、有用な電流の範囲は約１〜３ｍＡ
であり、干渉電流の範囲は約０〜１０ｍＡである。プレ
アンプ１５の飽和は飽和信号により評価することができ
る。プレアンプ１５からの信号はハイパスフィルタ２８
でフィルタされる。ハイパスフィルタ２８はつぎのステ
ージの最適の電圧変調を補償するために一定の光の部分
を分離し、そして好ましくはプレアンプ１５の直後に設
置される。
る。具体的に示すと、有用な電流の範囲は約１〜３ｍＡ
であり、干渉電流の範囲は約０〜１０ｍＡである。プレ
アンプ１５の飽和は飽和信号により評価することができ
る。プレアンプ１５からの信号はハイパスフィルタ２８
でフィルタされる。ハイパスフィルタ２８はつぎのステ
ージの最適の電圧変調を補償するために一定の光の部分
を分離し、そして好ましくはプレアンプ１５の直後に設
置される。
【００５０】ＤＣカップリングのばあい、測定、積分化
およびデジタル化回路の変調範囲は、干渉信号が有用な
信号を越える割合だけ、減少される。これは、一定の光
の部分をハイパスフィルタを用いて分離することによっ
て、すなわち信号のＡＣカップリングによって回避する
ことができる。ハイパスフィルタ２８の最低限界周波数
は約２００Ｈｚであり、そしてプレアンプ１５の最高限
界周波数は約１５０ｋＨｚである。
およびデジタル化回路の変調範囲は、干渉信号が有用な
信号を越える割合だけ、減少される。これは、一定の光
の部分をハイパスフィルタを用いて分離することによっ
て、すなわち信号のＡＣカップリングによって回避する
ことができる。ハイパスフィルタ２８の最低限界周波数
は約２００Ｈｚであり、そしてプレアンプ１５の最高限
界周波数は約１５０ｋＨｚである。
【００５１】プレアンプ１５からの過渡的な応答（tran
sient response）は、図８に詳細に示されているよう
に、もし１ビット以内の測定信号がそれぞれのケースに
おいてプレアンプ１５の過渡時間（transient time）よ
りも長い遅延時間（delay time）ののちでのみ決定され
るなら、なんら影響を与えない。
sient response）は、図８に詳細に示されているよう
に、もし１ビット以内の測定信号がそれぞれのケースに
おいてプレアンプ１５の過渡時間（transient time）よ
りも長い遅延時間（delay time）ののちでのみ決定され
るなら、なんら影響を与えない。
【００５２】ハイパスフィルタ２８の下流にあるのはプ
ログラマブル増幅器２９であり、その増幅は光源１１お
よび受光器１２の感度の公差を補償するためにプログラ
ムでき、そしてそれは、リレイ倍率ステージ（relay mu
ltiplication stage）２７でのすべての変調を確実にす
る。該補償は、オフセット電圧のドリフトのための誤差
を最小にするために、リレイ倍率ステージ２７の上流に
て行なう。ハイパスフィルタ２８およびプログラマブル
増幅器２９は、チップでの積分を最大限にするようにス
イッチ−コンデンサ技法（switched-capacitor technol
ogy ）を用いて構成されている。前記信号はさらに３．
２５μｓの期間でサンプリングされるサンプルコンデン
サチャージ（sampled capacitor charges ）の形に処理
される。
ログラマブル増幅器２９であり、その増幅は光源１１お
よび受光器１２の感度の公差を補償するためにプログラ
ムでき、そしてそれは、リレイ倍率ステージ（relay mu
ltiplication stage）２７でのすべての変調を確実にす
る。該補償は、オフセット電圧のドリフトのための誤差
を最小にするために、リレイ倍率ステージ２７の上流に
て行なう。ハイパスフィルタ２８およびプログラマブル
増幅器２９は、チップでの積分を最大限にするようにス
イッチ−コンデンサ技法（switched-capacitor technol
ogy ）を用いて構成されている。前記信号はさらに３．
２５μｓの期間でサンプリングされるサンプルコンデン
サチャージ（sampled capacitor charges ）の形に処理
される。
【００５３】信号はリレイ倍率ステージ２７に送られ、
そこでアナログ信号はパルスシーケンスジェネレータ２
６からの参照信号３３と歩調を合わせて、光源１１から
の入光相の積分部分にわたって＋１倍され、そして遮光
相Ｄの積分部分にわたって−１倍される。これはその後
の積分のための相関信号３４を形成し、遮光相にわたっ
てえられるアナログ積分測定値と入光相にわたってえら
れるアナログ積分測定値との間の差に相当する。リレー
乗率は、２６μｓの１ビット（疑似乱数シーケンスのサ
イクル時間）内に３．２５μｓの等間隔で６個の連続サ
ンプルの形で行なわれる。サンプリング率は、有用な信
号および干渉信号のバンド幅を考慮して、たとえば干渉
の高い抑制などの交叉相関原理（cross-correlation pr
inciple）の良い特性をうるために高いものでなければ
ならない。疑似乱数シーケンス期間の２６μｓ間に一回
だけのサンプリングでは充分でない。しかしながら、１
μｓの間隔でのサンプリングでは図５による疑似乱数シ
ーケンスの全ての調波（harmonics ）を計算にいれてし
まうので、実質的にさらに高い技術上の出費が必要とな
る。
そこでアナログ信号はパルスシーケンスジェネレータ２
６からの参照信号３３と歩調を合わせて、光源１１から
の入光相の積分部分にわたって＋１倍され、そして遮光
相Ｄの積分部分にわたって−１倍される。これはその後
の積分のための相関信号３４を形成し、遮光相にわたっ
てえられるアナログ積分測定値と入光相にわたってえら
れるアナログ積分測定値との間の差に相当する。リレー
乗率は、２６μｓの１ビット（疑似乱数シーケンスのサ
イクル時間）内に３．２５μｓの等間隔で６個の連続サ
ンプルの形で行なわれる。サンプリング率は、有用な信
号および干渉信号のバンド幅を考慮して、たとえば干渉
の高い抑制などの交叉相関原理（cross-correlation pr
inciple）の良い特性をうるために高いものでなければ
ならない。疑似乱数シーケンス期間の２６μｓ間に一回
だけのサンプリングでは充分でない。しかしながら、１
μｓの間隔でのサンプリングでは図５による疑似乱数シ
ーケンスの全ての調波（harmonics ）を計算にいれてし
まうので、実質的にさらに高い技術上の出費が必要とな
る。
【００５４】相関信号３４はスイッチアブル増幅器（sw
itchable amplifier）３０に送られ、その増幅器はスイ
ッチド−コンデンサ技術（switched-capacitor technol
ogy）を用いて構成されている。スイッチアブル増幅は
光源１１およびプレアンプ１５の公差を補償する働きを
する。アナログ−デジタル変換器３１はシグマ−デルタ
変換の原理に従って操作されており、チップ中の変換器
の完全な積分を可能にしており、そのような変換器は極
めて小さいコンデンサしか必要としない。それは、３８
４４カウント、すなわち約１２ビットの分解能をもち、
１００ｍｓの測定期間にわたりアナログ相関信号３４を
積分し、かつ測定イベントナンバＮＭに変換する。
itchable amplifier）３０に送られ、その増幅器はスイ
ッチド−コンデンサ技術（switched-capacitor technol
ogy）を用いて構成されている。スイッチアブル増幅は
光源１１およびプレアンプ１５の公差を補償する働きを
する。アナログ−デジタル変換器３１はシグマ−デルタ
変換の原理に従って操作されており、チップ中の変換器
の完全な積分を可能にしており、そのような変換器は極
めて小さいコンデンサしか必要としない。それは、３８
４４カウント、すなわち約１２ビットの分解能をもち、
１００ｍｓの測定期間にわたりアナログ相関信号３４を
積分し、かつ測定イベントナンバＮＭに変換する。
【００５５】本発明に従う装置は測定の過程をコントロ
ールするための制御回路３２も備えている。該コントロ
ール信号は破線で示されている。
ールするための制御回路３２も備えている。該コントロ
ール信号は破線で示されている。
【００５６】測定信号はプレアンプ１５、ハイパスフィ
ルタ２８、プログラマブル増幅器２９、スイッチアブル
増幅器３０、アナログ−デジタル変換器３１でモニター
される。これはテストストリップ分析システム１が、正
しい測定を許さないような環境条件を自動的に認知する
ことを可能にする。
ルタ２８、プログラマブル増幅器２９、スイッチアブル
増幅器３０、アナログ−デジタル変換器３１でモニター
される。これはテストストリップ分析システム１が、正
しい測定を許さないような環境条件を自動的に認知する
ことを可能にする。
【００５７】全回路は１個のチップに集積され、光源１
１および受光器１２だけがチップの外側に位置する。チ
ップの内部抵抗値およびチップの内部容量は比較的高い
製造公差をもっている。プレアンプ１５および光源１１
の公差はプログラマブル増幅器２９およびスイッチアブ
ル増幅器３０の可変増幅によって補償される。
１および受光器１２だけがチップの外側に位置する。チ
ップの内部抵抗値およびチップの内部容量は比較的高い
製造公差をもっている。プレアンプ１５および光源１１
の公差はプログラマブル増幅器２９およびスイッチアブ
ル増幅器３０の可変増幅によって補償される。
【００５８】図３に本発明に従う改良した回路構成の基
本的回路図を示す。図２に示した回路構成と比較する
と、遅延回路３５がグループ遅延時間を補償するために
参照信号３３用に設けられているという特徴をもってお
り、ここにいう回路はアナログ信号でイン−フェーズリ
レイ倍率（in-phase relay multiplication ）を保証す
る。図８の下方に示された図によれば、リレー倍率ステ
ージ２７に現われる参照信号３３とアナログ測定値との
過渡時間における差が遅延時間、その間受光器１２から
の測定値が各入光相または遮光相の開始点で測定されな
い、よりも小さいなら、グループ遅延時間の補償はしな
くてすむ。
本的回路図を示す。図２に示した回路構成と比較する
と、遅延回路３５がグループ遅延時間を補償するために
参照信号３３用に設けられているという特徴をもってお
り、ここにいう回路はアナログ信号でイン−フェーズリ
レイ倍率（in-phase relay multiplication ）を保証す
る。図８の下方に示された図によれば、リレー倍率ステ
ージ２７に現われる参照信号３３とアナログ測定値との
過渡時間における差が遅延時間、その間受光器１２から
の測定値が各入光相または遮光相の開始点で測定されな
い、よりも小さいなら、グループ遅延時間の補償はしな
くてすむ。
【００５９】図４は、５個連なりの再帰性２値シフトレ
ジスタ(retroactive binary shiftregister) ５０を用
い疑似ランダムシーケンスを作成するための基本的回路
図を示す。フィードバックが３番目および５番目のレジ
スターを排他的論理ゲート５２を経由してインプットに
タッピング（tapping ）することにより有効になる。５
個のレジスタには初めに１が入っている。これらはそれ
からすべてのサイクルで右に一位置移動し、入力で供給
される論理状態は排他的論理ゲート５２の機能により与
えられる。前記したケースの結果は、最大４の連続する
同一の状態（０または１）でパルスシーケンスとなる。
これは不都合を生み出すので、付加的にデジタル変調が
変調器５１（変調器５１は逆排他的論理ゲートである）
の助けによって行なわれ、そしてパルストレインは変調
器５１の下流に表されている。シフトレジスタ５０およ
び変調のサイクルは２６μｓである。連続状態での、デ
ジタル参照信号３３の同一の連続状態の最大の数は２で
ある。ここでいう信号は、したがって各ばあいにおいて
最大５２μｓ間の０または１である。
ジスタ(retroactive binary shiftregister) ５０を用
い疑似ランダムシーケンスを作成するための基本的回路
図を示す。フィードバックが３番目および５番目のレジ
スターを排他的論理ゲート５２を経由してインプットに
タッピング（tapping ）することにより有効になる。５
個のレジスタには初めに１が入っている。これらはそれ
からすべてのサイクルで右に一位置移動し、入力で供給
される論理状態は排他的論理ゲート５２の機能により与
えられる。前記したケースの結果は、最大４の連続する
同一の状態（０または１）でパルスシーケンスとなる。
これは不都合を生み出すので、付加的にデジタル変調が
変調器５１（変調器５１は逆排他的論理ゲートである）
の助けによって行なわれ、そしてパルストレインは変調
器５１の下流に表されている。シフトレジスタ５０およ
び変調のサイクルは２６μｓである。連続状態での、デ
ジタル参照信号３３の同一の連続状態の最大の数は２で
ある。ここでいう信号は、したがって各ばあいにおいて
最大５２μｓ間の０または１である。
【００６０】図５は図４に従う回路によりつくり出され
る疑似乱数シーケンスＰＺの期間を示す。それは６２ビ
ットのシーケンスであり、それぞれ２６μｓのパルス長
をもっている。疑似乱数シーケンスＰＺは、充分なＳＮ
比をもつ合計積分値を与えるために、測定期間中何回か
繰り返される。記載された態様は、６２ビットの疑似乱
数シーケンスは測定結果を決定するために１つの測定期
間内に６２回繰り返され、１００ｍｓの測定期間長を与
える。えられた信号３３はトリガ装置２５を経由して光
源１１をトリガし、光源は信号３３のサイクルに従っ
て、測定期間中、入光相および遮光相の不規則的シーケ
ンスでテスト領域７を照射する。入光相および遮光相の
双方とも異なった長さをもつ（実施例においては各々２
つの長さだけが可能である）、そしてシーケンスは不規
則である。
る疑似乱数シーケンスＰＺの期間を示す。それは６２ビ
ットのシーケンスであり、それぞれ２６μｓのパルス長
をもっている。疑似乱数シーケンスＰＺは、充分なＳＮ
比をもつ合計積分値を与えるために、測定期間中何回か
繰り返される。記載された態様は、６２ビットの疑似乱
数シーケンスは測定結果を決定するために１つの測定期
間内に６２回繰り返され、１００ｍｓの測定期間長を与
える。えられた信号３３はトリガ装置２５を経由して光
源１１をトリガし、光源は信号３３のサイクルに従っ
て、測定期間中、入光相および遮光相の不規則的シーケ
ンスでテスト領域７を照射する。入光相および遮光相の
双方とも異なった長さをもつ（実施例においては各々２
つの長さだけが可能である）、そしてシーケンスは不規
則である。
【００６１】４個のそのような６２ビットの単独シーケ
ンスが連続にセットされそして別々のフーエ変換がコサ
イン関数（cosine window fanction）に従って行なわれ
るなら、周波数ｆの関数として周波数振幅ＢＦの強度で
表われる図６のスペクトルがえられる。測定期間ＭＰの
１００ｍｓの全パルスシーケンスがフーリエ変換される
なら、このスペクトルの形状に極めてわずかな変化があ
るだけであろう。フーリエ変換によってえられた、光源
１１に供給される信号２４の周波数スペクトルは、ちょ
うどゼロから約１５０ｋＨｚの幅にあり、そして全ての
強度に実質的な影響を与える多数の周波数からなる。こ
のスペクトルのゼロ値は５２μｓの変調の連続である。
図６の周波数スペクトルに対応する積分標準化強度（in
tegratedstandarized power density）Ｉは図７に表わ
される。
ンスが連続にセットされそして別々のフーエ変換がコサ
イン関数（cosine window fanction）に従って行なわれ
るなら、周波数ｆの関数として周波数振幅ＢＦの強度で
表われる図６のスペクトルがえられる。測定期間ＭＰの
１００ｍｓの全パルスシーケンスがフーリエ変換される
なら、このスペクトルの形状に極めてわずかな変化があ
るだけであろう。フーリエ変換によってえられた、光源
１１に供給される信号２４の周波数スペクトルは、ちょ
うどゼロから約１５０ｋＨｚの幅にあり、そして全ての
強度に実質的な影響を与える多数の周波数からなる。こ
のスペクトルのゼロ値は５２μｓの変調の連続である。
図６の周波数スペクトルに対応する積分標準化強度（in
tegratedstandarized power density）Ｉは図７に表わ
される。
【００６２】すでに述べたように、周波数スペクトルは
実質的に均一に分散している。換言すると、信号強度に
実質的な寄与を与える周波数は幅広い周波数範囲にわた
って存在する。一般的に−図６に示すように−強度に実
質的な寄与を与える周波数は数個のバンドＢにわたって
分散されており、その間には強度（ゼロに近い）に小さ
な寄与をする周波数帯が存在する。定量的には、フーリ
エ変換でえられ、かつその振幅が全スペクトル中の最大
振幅の５％を超える量である光源１１に供給される信号
２４の周波数スペクトル中の周波数が、最高と最低の周
波数が少なくとも１０倍、好ましくは少なくとも３０
倍、特に好ましくは１００倍異なる周波数範囲にわたっ
て存在すべきである。これは、その周波数範囲の外側に
ある少なくとも個別の周波数が、全スペクトル中の最大
振幅の５％を超える振幅を依然として有していることを
意味している。絶対的な限界に関して、スペクトルの最
大振幅の少なくとも５％の振幅をもつ周波数が、下限が
１０ｋＨｚ以下、好ましくは５ｋＨｚ以下であり、上限
が５０ｋＨｚ以上、好ましくは１００ｋＨｚ以上である
のが有利である。フーリエ変換された周波数スペクトル
の最大振幅の少なくとも５％の振幅をもつ周波数の数が
２０より大きく、好ましくは５０より大きく、特に好ま
しくは１００より大きくすべきである。
実質的に均一に分散している。換言すると、信号強度に
実質的な寄与を与える周波数は幅広い周波数範囲にわた
って存在する。一般的に−図６に示すように−強度に実
質的な寄与を与える周波数は数個のバンドＢにわたって
分散されており、その間には強度（ゼロに近い）に小さ
な寄与をする周波数帯が存在する。定量的には、フーリ
エ変換でえられ、かつその振幅が全スペクトル中の最大
振幅の５％を超える量である光源１１に供給される信号
２４の周波数スペクトル中の周波数が、最高と最低の周
波数が少なくとも１０倍、好ましくは少なくとも３０
倍、特に好ましくは１００倍異なる周波数範囲にわたっ
て存在すべきである。これは、その周波数範囲の外側に
ある少なくとも個別の周波数が、全スペクトル中の最大
振幅の５％を超える振幅を依然として有していることを
意味している。絶対的な限界に関して、スペクトルの最
大振幅の少なくとも５％の振幅をもつ周波数が、下限が
１０ｋＨｚ以下、好ましくは５ｋＨｚ以下であり、上限
が５０ｋＨｚ以上、好ましくは１００ｋＨｚ以上である
のが有利である。フーリエ変換された周波数スペクトル
の最大振幅の少なくとも５％の振幅をもつ周波数の数が
２０より大きく、好ましくは５０より大きく、特に好ま
しくは１００より大きくすべきである。
【００６３】図８は信号形式の変化および測定時間にわ
たるサンプリングポイントのパルスダイアグラムを示
す。以下、入光−遮光−入光パルスシーケンスに対する
時間ｔの関数として示してある。すなわち、基準信号３
３のパルスシーケンス０−１−０；光源１１に供給され
るトリガ装置２５（信号２４）からの電流ＩＬ；プリア
ンプ１５からの出力信号ＭＳ；プログラマブル増幅器２
９からのＭＳの逆相関する出力電圧ＵＶ。
たるサンプリングポイントのパルスダイアグラムを示
す。以下、入光−遮光−入光パルスシーケンスに対する
時間ｔの関数として示してある。すなわち、基準信号３
３のパルスシーケンス０−１−０；光源１１に供給され
るトリガ装置２５（信号２４）からの電流ＩＬ；プリア
ンプ１５からの出力信号ＭＳ；プログラマブル増幅器２
９からのＭＳの逆相関する出力電圧ＵＶ。
【００６４】パルスシーケンスジェネレータ２６によっ
てコントロールされており光源１１に供給される電流Ｉ
Ｌはほぼステップ状の形状をもち、各入光相および遮光
相サイクルは２６μｓ長さをもっている（示したケース
のばあい、０−１−０のシーケンスは規則的である。し
かしながらこの図は、入光相および遮光相が不規則シー
ケンスを形成している測定期間のほんの小さいセグメン
トしか表わしていない）。オーバーシュート、過渡およ
び弛緩効果（transtent and relaxation effects）のた
め、受光器１２からの測定信号、および信号ＭＳは、有
限の立上りおよび立下り（finiterise and fall ）時間
（ここでは約９．２５μｓ）をもつだけの電流ＩＬにお
ける突然の変化に追従することができる。プログラマブ
ル増幅器２９からの出力電圧ＵＶは逆数としてＭＳの形
状に従う。
てコントロールされており光源１１に供給される電流Ｉ
Ｌはほぼステップ状の形状をもち、各入光相および遮光
相サイクルは２６μｓ長さをもっている（示したケース
のばあい、０−１−０のシーケンスは規則的である。し
かしながらこの図は、入光相および遮光相が不規則シー
ケンスを形成している測定期間のほんの小さいセグメン
トしか表わしていない）。オーバーシュート、過渡およ
び弛緩効果（transtent and relaxation effects）のた
め、受光器１２からの測定信号、および信号ＭＳは、有
限の立上りおよび立下り（finiterise and fall ）時間
（ここでは約９．２５μｓ）をもつだけの電流ＩＬにお
ける突然の変化に追従することができる。プログラマブ
ル増幅器２９からの出力電圧ＵＶは逆数としてＭＳの形
状に従う。
【００６５】時間は矢印で信号波形ＵＶの下方に印され
ている。特定の時間間隔に対する数値と記号は図８の下
方に示されている。
ている。特定の時間間隔に対する数値と記号は図８の下
方に示されている。
【００６６】シグマ−デルタ変換の電気的基準（electr
ical reference）の積分は時間Ｒから開始される。この
時間は信号ＵＶの立上りおよび立下り時間内にあり、そ
れによって、信号ＵＶがまだその適切な値に達せずそし
てそのために積分されていないこれらの時間が有意義に
使用できる。
ical reference）の積分は時間Ｒから開始される。この
時間は信号ＵＶの立上りおよび立下り時間内にあり、そ
れによって、信号ＵＶがまだその適切な値に達せずそし
てそのために積分されていないこれらの時間が有意義に
使用できる。
【００６７】各ケースにおいて９．７５μｓという遅延
時間ＴＶＨまたはＴＶＤにより入光相Ｈまたは遮光相Ｄ
の開始よりも遅い、時間Ｓ１において、参照信号３３お
よびアナログ信号ＵＶ間のリレイ倍率（relay multipli
cation）が３．２５μｓの等時間間隔で６個の連続サン
プルに対して行なわれる。当６個のサンプルは、遮光相
Ｄまたは入光相Ｈの期間ＴＤまたはＴＨ間にあり、信号
ＵＶが最終値に達しそして積分される。遮光相測定値が
補正ファクタなしで明相測定値から引き算できるよう
に、当暗相と明相は等しい長さであることが好ましい。
時間ＴＶＨまたはＴＶＤにより入光相Ｈまたは遮光相Ｄ
の開始よりも遅い、時間Ｓ１において、参照信号３３お
よびアナログ信号ＵＶ間のリレイ倍率（relay multipli
cation）が３．２５μｓの等時間間隔で６個の連続サン
プルに対して行なわれる。当６個のサンプルは、遮光相
Ｄまたは入光相Ｈの期間ＴＤまたはＴＨ間にあり、信号
ＵＶが最終値に達しそして積分される。遮光相測定値が
補正ファクタなしで明相測定値から引き算できるよう
に、当暗相と明相は等しい長さであることが好ましい。
【００６８】
【発明の効果】本発明によれば、開放系で二次光や迷光
などによる干渉を排除できる。
などによる干渉を排除できる。
【図１】本発明の方法を適用しうるテストキャリア分析
システムの透視図である。
システムの透視図である。
【図２】本発明に従う好ましい回路構成の基本的回路図
である。
である。
【図３】本発明に従う改良された回路構成の基本的回路
図である。
図である。
【図４】本発明においてシフトレジスタをもつ疑似乱数
シーケンスを作成するための基本的回路図である。
シーケンスを作成するための基本的回路図である。
【図５】図４に従う疑似乱数シーケンスを示す。
【図６】図５に従うフーリエ変換された周波数スペクト
ルを示す。
ルを示す。
【図７】図６に従う積分標準化強力密度を示す。
【図８】信号形式の変化および測定時間にわたるサンプ
リングポイントに関するパルスダイアグラムを示す。
リングポイントに関するパルスダイアグラムを示す。
１ テストキャリア分析装置 ４ テストキャリア ７ テスト領域 １１ 光源 １２ 受光器 １５ プリアンプ ２５ トリガ装置 ２６ パルスシーケンスジェネレータ ２７ リレイ倍率ステージ ２８ ハイパスフィルタ ２９ プログラマブル増幅器 ３０ スイッチアブル増幅器 ３１ アナログ−デジタル変換器 ３２ 制御回路 ３４ 相関信号 ５０ シフトレジスタ ５１ 変調器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年６月３０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の名称
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の名称】 テストキャリア分析システム
におけるアナログ光学測定信号の検出および評価方法
におけるアナログ光学測定信号の検出および評価方法
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウルフガング オーバーマイヤー ドイツ連邦共和国、デー−69120 ハイデ ルベルクケプラーシュトラーセ 19 (72)発明者 カール ヴェルナー ドイツ連邦共和国、デー−69126 ハイデ ルベルクツルナーシュトラーセ 130
Claims (23)
- 【請求項１】 テストキャリア分析装置においてアナロ
グ光学測定信号を検出および評価する方法であって、該
分析装置にホルダによって保持されたテストキャリアの
テスト領域は、入光相と遮光相にクロックされた光源に
よって照射され、テスト領域で反射された光は受光器に
よって検出され、そして該測定値は評価のために測定値
積分化およびデジタル化回路に送られ、そしてそこで、
クロックされた光源の複数の入光相および遮光相からな
る測定期間にわたり、該測定値が各入光相の少なくとも
一部にわたっておよび各遮光相の少なくとも一部にわた
って積分され、そして合計積分値が測定値積分化および
デジタル化回路において入光相および遮光相の積分値か
ら形成される方法において、測定期間中の該入光相およ
び該遮光相が、その周波数スペクトルが多数の異なった
周波数からなる不規則なシーケンスを形成することを特
徴とする方法。 - 【請求項２】 入光相および遮光相のシーケンスが疑似
乱数シーケンスとして発生させられることを特徴とする
請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 合計積分値の形成において、受光器から
の測定値が複数の同一の疑似乱数シーケンスにわたって
積分されることを特徴とする請求項２記載の方法。 - 【請求項４】 受光器の信号がハイパスフィルタを通し
て送られることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項５】 各入光相および遮光相の開始時におい
て、受光器からの測定値を遅延時間の間積分しないこと
を特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項６】 入光相の積分部分および遮光相の積分部
分にわたる積分が複数の連続サンプリングステップにお
いて行なわれることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項７】 入光相と遮光相の積分部分が同一の大き
さであり、測定値積分化およびデジタル化回路が積分器
を含んでおり、該積分器へ受光器からの信号が入光相間
と遮光相間にて逆の極性で適用され、遮光相にわたって
えらるアナログ積分測定値が入光相にわたってえらるア
ナログ積分測定値から引かれて合計アナログ積分値をう
ることを特徴とする請求項１、２、３、４、５または６
記載の方法。 - 【請求項８】 積分値をデジタル信号に変換するための
積分器がデュアルスロープ法（dual-slope method ）に
よって作動することを特徴とする請求項７記載の方法。 - 【請求項９】 積分値をデジタル信号に変換するための
積分器がシグマ−デルタ法によって作動することを特徴
とする請求項７記載の方法。 - 【請求項１０】 周波数スペクトルにおける最大振幅の
少なくとも５％の振幅をもつ入光相と遮光相の不規則シ
ーケンスの周波数スペクトル中の周波数が、最高と最低
の周波数が少なくとも１０倍、好ましくは少なくとも３
０倍、特に好ましくは少なくとも１００倍異なる周波数
帯に存在することを特徴とする請求項１、２、３、４、
５、６、７、８または９記載の方法。 - 【請求項１１】 周波数スペクトルにおける最大振幅の
少なくとも５％の振幅をもつ入光相と遮光相の不規則シ
ーケンスの周波数スペクトル中の周波数が、下限が１０
ｋＨｚ以下、好ましくは５ｋＨｚ以下であり、上限が５
０ｋＨｚ以上、好ましくは１００ｋＨｚ以上である周波
数帯に存在することを特徴とする請求項１、２、３、
４、５、６、７、８、９または１０記載の方法。 - 【請求項１２】 周波数スペクトルにおいて最大振幅の
少なくとも５％の振幅をもつ入光相と遮光相の不規則シ
ーケンスの周波数スペクトル中の周波数の数が、２０よ
り大きく、好ましくは５０より大きく、そして特に好ま
しくは１００より大きいことを特徴とする請求項１、
２、３、４、５、６、７、８、９、１０または１１記載
の方法。 - 【請求項１３】 請求項１記載の方法を実施するための
装置が、測定すべきテストキャリアのテスト領域を照射
するための光源；光源をトリガして入光−遮光相にクロ
ックするためのトリガ装置；トリガ装置のためのパルス
シーケンスを発生するためのパルスシーケンスジェネレ
タ；テスト領域で反射した光をピックアップするための
受光器；および受光器からの測定値が測定、積分および
デジタル化のために送られる測定値積分化ならびにデジ
タル化回路からなり、該回路が、受光器からの信号を増
幅するためのプリアンプ、相関信号（３４）を作成し、
入光相の少なくとも一部および遮光相の少なくとも一部
の間の測定期間の間に逆の極性でプリアンプからの出力
信号を倍率するレリイ倍率ステージ、合計アナログ積分
値をあたえるため遮光相の積分される部分にわたってえ
られるアナログ積分測定値が入光相の積分される部分に
わたってえられるアナログ積分測定値から引算されるよ
うに相関信号を測定期間にわたり積分するし、かつ測定
イベントナンバに変換するためのアナログ−デジタル変
換器、および測定の過程をコントロールするための制御
回路からなるものであって、パルスシーケンスジェネレ
ータが不規則パルスシーケンスを発生する乱数シーケン
スジェネレータであることを特徴とする装置。 - 【請求項１４】 パルスシーケンスジェネレータが疑似
乱数シーケンスを発生する回路であることを特徴とする
請求項１３記載の装置。 - 【請求項１５】 パルスシーケンスジェネレータが疑似
乱数シーケンスを作成するための二値遡及性シフトレジ
スタを有することを特徴とする請求項１３または１４記
載の装置。 - 【請求項１６】 変調器がシフトレジスタの下流に接続
されていることを特徴とする請求項１５記載の装置。 - 【請求項１７】 アナログ−デジタル変換器がシグマ−
デルタ変換器であることを特徴とする請求項１３、１
４、１５または１６記載の装置。 - 【請求項１８】 ハイパスフィルタが受光器からの信号
をフィルタするために設けられていることを特徴とする
請求項１３、１４、１５、１６または１７記載の装置。 - 【請求項１９】 光源と受光器との系の感度誤差の補償
のためのプログラマブル増幅器がプレアンプの下流に接
続されていることを特徴とする請求項１３、１４、１
５、１６、１７または１８記載の装置。 - 【請求項２０】 光源とプレアンプの誤差の補償のため
に働くスイッチアブル増幅器が、アナログ−デジタル変
換器の上流に接続されていることを特徴とする請求項１
３、１４、１５、１６、１７、１８または１９記載の装
置。 - 【請求項２１】 ハイパスフィルタ、プログラマブル増
幅器またはスイッチアブル増幅器がスイッチドコンデン
サ技術を用いて接続されていることを特徴とする請求項
１８、１９または２０記載の装置。 - 【請求項２２】 測定信号が飽和したばあいにエラービ
ットを設定するモニタ装置が、プレアンプ、ハイパスフ
ィルタ、プログラマブル増幅器、スイッチアブル増幅器
またはアナログ−デジタル変換器に設けられていること
を特徴とする請求項１３、１４、１５、１６、１７、１
８、１９または２０記載の装置。 - 【請求項２３】 光源と受光器以外の、すべての装置の
構成成分が１つのチップに含まれていることを特徴とす
る請求項１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９、
２０または２１記載の装置。
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