JPH07131276A

JPH07131276A - 可変フィルタ

Info

Publication number: JPH07131276A
Application number: JP27243793A
Authority: JP
Inventors: Takeya Kudo; 雄也工藤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-10-29
Filing date: 1993-10-29
Publication date: 1995-05-19

Abstract

(57)【要約】【目的】簡単な回路構成で可変容量素子の制御電圧範
囲を広くする。【構成】可変フィルタ１１は、周波数特性を設定する
ための可変容量ダイオードＤ１１を有している。この可
変容量ダイオードＤ１１のアノードは、抵抗Ｒ１１を介
してスイッチ回路２１の出力端子２３に接続される。可
変容量ダイオードＤ１１のカソードは、抵抗Ｒ１２を介
してスイッチ回路３１の出力端子３３に接続される。ス
イッチ回路２１，３１はトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２
２，Ｔｒ２３のオン・オフにより、それぞれ制御電圧Ｖ
１１，Ｖ１２を設定して可変容量ダイオードＤ１１のア
ノード及びカソードに加える。これにより、簡単な回路
構成で可変容量素子の制御電圧範囲を広くすることがで
きる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＣＡＴＶ受信装置、衛
星放送受信装置等のチューナに用いられるフィルタ回路
に係り、特に妨害信号の抑圧や、通過帯域における通過
損失の低減に適したフィルタ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ケーブルテレビジョン（以下ＣＡ
ＴＶと呼ぶ）放送を受信するＣＡＴＶ受信装置において
は、チューナに２つのフィルタ回路を設けて、広帯域の
高周波信号（例えば５０〜１０００ＭＨｚ）を比較的低
い周波数（例えば５０〜３５０ＭＨｚ）と比較的高い周
波数（例えば３５０〜１０００ＭＨｚ）とに分けてを受
信するものがある。

【０００３】図７はこのような従来のＣＡＴＶ受信装置
のチューナを示す回路図である。

【０００４】図７において、符号６１は広帯域の高周波
信号（例えば５０〜１０００ＭＨｚ）ａ６が導かれる高
周波信号入力端子であり、この高周波信号入力端子６１
に導かれた高周波信号ａ６は、高周波スイッチ回路６２
の第１及び第２の入力端子に供給される。

【０００５】高周波スイッチ回路６２は、比較的低い周
波数（例えば５０〜３５０ＭＨｚ）を受信する場合に
は、第１の入力端子に供給される高周波信号ａ６を第１
の出力端子からフィルタ回路７１に導き、比較的高い周
波数（例えば３５０〜１０００ＭＨｚ）を受信する場合
には、第２の入力端子に供給される高周波信号ａ６を第
３の出力端子からフィルタ回路８１の入力端子８２に導
く。

【０００６】一方、入力端子６３は、選局制御回路から
の選局電圧Ｖｔ６が導かれるようになっている。

【０００７】フィルタ回路７１，８１は、入力端子６３
からの選局電圧Ｖｔ６に基づいて制御された周波数特性
によりそれぞれ高周波スイッチ回路６２の第１及び第２
の出力端子からの信号の帯域濾波を行い、それぞれ高周
波スイッチ回路６４の第１及び第２の入力端子に導く。

【０００８】高周波スイッチ回路６４は、高周波スイッ
チ回路６２と連動しており、比較的低い周波数を受信す
る場合には、フィルタ回路７１からの高周波信号を第１
の出力端子からアンプ６５の入力端子に導き、比較的高
い周波数を受信する場合には、フィルタ回路８１からの
高周波信号を第２の出力端子からアンプ６５の入力端子
に導く。

【０００９】アンプ６５は高周波スイッチ回路６４から
供給される信号を増幅して高周波信号ｂ６としてミキサ
６６に導く。

【００１０】可変局部発振器９１は、入力端子６３から
の選局電圧Ｖｔ６に基づいて受信周波数に対応した局部
発振周波数で発振し、局部発振周波数信号ｃ６をミキサ
の第２の入力端子に供給する。

【００１１】ミキサ６６は、アンプ６５からの高周波信
号ｂ６と可変局部発振器９１からの局部発振周波数信号
ｃ６とを混合することにより、映像中間周波信号ｄ６を
作成して高周波信号出力端子６７に導く。

【００１２】次に、フィルタ回路８１について更に詳し
く説明する。

【００１３】フィルタ回路８１の入力端子８２は、コン
デンサＣ８１、可変容量ダイオードＤ８１のカソード・
アノード路、可変容量ダイオードＤ８２のアノード・カ
ソード路、可変容量ダイオードＤ８３のカソード・アノ
ード路、可変容量ダイオードＤ８４のアノード・カソー
ド路及びコンデンサＣ８２の直列接続を介して出力端子
８３に接続されている。

【００１４】可変容量ダイオードＤ８１，Ｄ８３，Ｄ８
４のカソードは、それぞれ抵抗Ｒ８１，Ｒ８２，Ｒ８３
を介して入力端子６３に接続される。可変容量ダイオー
ドＤ８１，Ｄ８２のアノードはコイルＬ８１を介して基
準電位点に接続される。可変容量ダイオードＤ８３，８
４のアノードはコイルＬ８２を介して基準電位点に接続
される。

【００１５】次に、フィルタ回路７１について更に詳し
く説明する。

【００１６】フィルタ回路７１は、周波数特性を設定す
るための可変容量ダイオードＤ７１を有している。この
可変容量ダイオードＤ７１のカソードは、抵抗Ｒ７１を
介してフィルタ回路８１の抵抗Ｒ８２と可変容量ダイオ
ードＤ８２，Ｄ８３の接続点に接続されている。

【００１７】次に、可変局部発振器９１について更に詳
しく説明する。

【００１８】可変局部発振器９１の電圧制御型発振器
（以下ＶＣＯと呼ぶ）９２の制御電圧入力端子は、可変
容量ダイオードＤ９１のカソードに接続されるとともに
抵抗Ｒ９１を介して入力端子６３に接続される。ＶＣＯ
９２の出力端子はミキサ６６の第２の入力端子に接続さ
れる。

【００１９】ここで、抵抗Ｒ７１，Ｒ８１，Ｒ８２，Ｒ
８３，Ｒ９１には入力端子６３から殆ど電流が流れない
ような接続になっているので、可変容量ダイオードＤ７
１，Ｄ８１，Ｄ８２，Ｄ８３，Ｄ８４，Ｄ９１には選局
電圧Ｖｔ６と略同じ電圧が加えられるようになる。選局
電圧Ｖｔ６は、受信すべき全帯域が５０〜１０００ＭＨ
ｚの場合には、電圧値可変範囲が１Ｖ〜２５Ｖに設定さ
れる。

【００２０】このような従来のチューナにおいて、比較
的低い周波数（例えば５０〜３５０ＭＨｚ）を受信する
場合には、入力端子６３に導かれる選局電圧Ｖｔ６は１
Ｖ〜５Ｖに設定され、高周波信号入力端子６１に導かれ
る高周波信号ａ６は、スイッチ６２を介してフィルタ回
路７１により所望の周波数が帯域濾波され、スイッチ６
４を介してアンプ６５で増幅され、高周波信号ｂ６とし
てミキサ６６で可変局部発振器９１からの局部発振周波
数信号ｃ２を混合されることにより映像中間周波信号ｄ
６に変換されて出力端子６７に導かれる。

【００２１】比較的高い周波数（例えば３５０〜１００
０ＭＨｚ）を受信する場合には、入力端子６３に導かれ
る選局電圧Ｖｔ６は６Ｖ〜２５Ｖに設定され、高周波信
号入力端子６１に導かれる高周波信号ａ６は、スイッチ
６２を介してフィルタ回路８１により所望の周波数が帯
域濾波され、スイッチ６４を介してアンプ６５で増幅さ
れ、高周波信号ｂ６としてミキサ６６で可変局部発振器
９１からの局部発振周波数信号ｃ２を混合されることに
より映像中間周波信号ｄ６に変換されて出力端子６７に
導かれる。

【００２２】このような従来のチューナに用いられるフ
ィルタ回路７１，８１では、選局電圧を可変容量ダイオ
ードの制御電圧として使用するために、制御電圧範囲が
狭く、可変容量ダイオードの容量可変範囲が十分に生か
されず、その結果の周波数可変範囲が狭くなり、１つの
フィルタ回路では妨害信号を十分抑制できないという問
題があった。

【００２３】図８は図７のフィルタ回路８１の帯域特性
を示すグラフであり、横軸に入力端子８２に導かれる高
周波信号の周波数を示し、縦軸にフィルタ回路８１の通
過損失を示している。

【００２４】ここでフィルタ回路８１の入出力インピー
ダンスを７５Ωとすると、各素子の定数は、コンデンサ
Ｃ８１，Ｃ８２の容量をＣ８１＝２２００ｐＦ，Ｃ８２
＝２２００ｐＦとし、コイルＬ８１，Ｌ８２のインダク
タンスをＬ８１＝１６ｎＨ，Ｌ８２＝１６ｎＨとする。
可変容量ダイオードＤ８１，Ｄ８２，Ｄ８３，Ｄ８４の
容量値は、選局電圧Ｖｔ６が１Ｖ，６Ｖ，１１Ｖ，１６
Ｖ，２１Ｖ，２６Ｖ場合にはそれぞれ、Ｃ１Ｖ＝３６ｐ
Ｆ，Ｃ６Ｖ＝１５ｐＦ，Ｃ１１Ｖ＝８．５ｐＦ，Ｃ１６
Ｖ＝５．０ｐＦ，Ｃ２１Ｖ＝３．７ｐＦ，Ｃ２６Ｖ＝
２．９ｐＦとする。

【００２５】図８において、例えば選局電圧Ｖｔ６が６
Ｖの場合、３２０ＭＨｚでは通過損失は０ｄＢである
が、４００ＭＨｚでは通過損失は２ｄＢの通過損失を発
生する。その理由は、コイルＬ８１，Ｌ８２のインダク
タンスをＬ／２、可変容量ダイオードＤ８１，Ｄ８２，
Ｄ８３，Ｄ８４の容量値をＣとした場合に、フィルタ回
路８１のインピーダンスは、Ｚ＝（Ｌ／Ｃ）^1/2とな
り、Ｌは周波数に対して固定されるが、Ｃは周波数によ
り可変してしまうためである。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】上述したように従来の
技術では、選局電圧をフィルタ回路の可変容量素子の制
御電圧として使用するために、制御電圧範囲が狭く、可
変容量素子の容量可変範囲が十分に生かされず、その結
果フィルタ回路の周波数可変範囲が狭くなり、１つのフ
ィルタ回路では妨害信号を十分抑制できないという問題
があるとともに、可変容量素子の容量値が周波数により
可変するために、フィルタ回路のインピーダンスが変化
してしまい、通過帯域における通過損失を発生してしま
う。

【００２７】この発明は上記問題点を除去し、簡単な回
路構成で可変容量素子の制御電圧範囲を広くできる可変
フィルタを提供するとともに、可変容量素子の容量値が
周波数により可変した場合における通過帯域の通過損失
を低減できる可変フィルタの提供を目的とする。

【００２８】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の本発明に
よる可変フィルタは、可変容量素子の正極及び陰極間に
加えられる電圧により通過特性が制御されるフィルタ回
路と、第１のスイッチ手段のオン・オフにより複数の電
圧値を呈する第１の制御電圧を前記フィルタ回路の可変
容量素子の正極に供給する第１のスイッチ回路と、第２
のスイッチ手段のオン・オフにより複数の電圧値を呈す
る第２の制御電圧を前記フィルタ回路の可変容量素子の
陰極に供給する第２のスイッチ回路とを具備したことを
特徴とする。

【００２９】請求項２記載の本発明による可変フィルタ
は、正極が高周波信号入力端子に接続される第１の可変
容量素子と、陰極が前記第１の可変容量素子の陰極に接
続され、正極が高周波信号出力端子に接続される第２の
可変容量素子と、前記第１及び第２の可変容量素子の正
極と基準電位点の間に少なくとも高周波的に接続される
コイルと第３の可変容量素子との直列接続による共振回
路とを具備したことを特徴とする。

【００３０】

【作用】請求項１記載の構成によれば、第１のスイッチ
回路が第１のスイッチ手段のオン・オフにより複数の電
圧値を呈する第１の制御電圧を可変容量素子の正極に供
給し、第２のスイッチ回路が第２のスイッチ手段のオン
・オフにより複数の電圧値を呈する第１の制御電圧を可
変容量素子の陰極に供給するので、簡単な回路構成で可
変容量素子の制御電圧範囲を広くできる。

【００３１】請求項２記載の構成によれば、可変容量素
子の容量値が周波数により可変した場合に、共振回路の
コイルが第３の可変容量素子を伴った可変の直列共振回
路として動作するため、インピーダンス変化による通過
帯域内の通過損失を減少させることができる。

【００３２】

【実施例】以下、本発明について図示の実施例に基づい
て説明する。

【００３３】図１は本発明に係る可変フィルタの一実施
例を示す回路図であり、ＣＡＴＶ受信装置のチューナに
用いられるものを示している。

【００３４】図１において、符号１は高周波信号ａ１が
導かれる高周波信号入力端子であり、この高周波信号入
力端子１に導かれた高周波信号ａ１はフィルタ回路１１
に供給される。

【００３５】フィルタ回路１１は第１及び第２のスイッ
チ回路２１，３１からの制御電圧Ｖ１１，Ｖ１２で通過
特性が制御され、供給される高周波信号ａ１の帯域濾波
を行い高周波信号ｂ１として高周波信号出力端子２に導
く。

【００３６】以下、第１のスイッチ回路２１を更に詳細
に説明する。

【００３７】第１のスイッチ回路２１の電圧供給端子２
２には、直流電圧Ｖ１が導かれるようになっている。電
圧供給端子２２は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２及びトランジス
タＴｒ２１のコレクタ・エミッタ路を介して基準電位点
に接続される。また、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続点は、
抵抗Ｒ２３及びトランジスタＴｒ２２のコレクタ・エミ
ッタ路を介して基準電位点に接続されるとともに、スイ
ッチ回路２１の出力端子２３に接続される。トランジス
タＴｒ２１，Ｔｒ２２のベースには図示しない制御回路
からの個別のオン・オフ信号がそれぞれ供給されるよう
になっている。

【００３８】次に、第２のスイッチ回路３１を更に詳細
に説明する。

【００３９】第２のスイッチ回路３１の電圧供給端子３
２には、直流電圧Ｖ２が導かれるようになっている。電
圧供給端子３２は、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２及びトランジス
タＴｒ３１のコレクタ・エミッタ路を介して基準電位点
に接続される。また、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の接続点は、
スイッチ回路３１の出力端子３３に接続される。トラン
ジスタＴｒ３１のベースには図示しない制御回路からの
オン・オフ信号が供給されるようになっている。

【００４０】次に、可変フィルタ１１について更に詳し
く説明する。

【００４１】可変フィルタ１１は、周波数特性を設定す
るための可変容量ダイオードＤ１１を有している。この
可変容量ダイオードＤ１１のアノードは、抵抗Ｒ１１を
介してスイッチ回路２１の出力端子２３に接続される。
可変容量ダイオードＤ１１のカソードは、抵抗Ｒ１２を
介してスイッチ回路３１の出力端子３３に接続される。

【００４２】このような実施例の動作を以下に説明す
る。

【００４３】まず、第１のスイッチ回路２１について説
明する。

【００４４】ここで直流電圧Ｖ１＝１２Ｖとする。ま
た、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３の抵抗値をＲ２１＝１
００ｋΩ、Ｒ２２＝２０ｋΩ、Ｒ２３＝１５０ｋΩとす
る。さらに、２つのトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２は
理想的なスイッチング動作を行い、オンの時飽和してコ
レクタ・エミッタ間の電圧が０Ｖで、オフの時コレクタ
・エミッタ間のインピーダンスが無限大となるものとす
る。トランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２のオン・オフ状態
により、スイッチ回路２１の出力端子２３に導かれる制
御電圧Ｖ１１は、以下の４通りの電圧値を呈する。

【００４５】トランジスタＴｒ２１がオフ，トランジス
タＴｒ２２がオフの場合、制御電圧Ｖ１１は、電圧供給
端子２２の直流電圧Ｖ１と同じ１２Ｖとなる。

【００４６】トランジスタＴｒ２１がオフ，トランジス
タＴｒ２２がオンの場合、電圧供給端子２２の直流電圧
Ｖ１は、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２３とにより分圧され、制
御電圧Ｖ１１は約７Ｖとなる。

【００４７】トランジスタＴｒ２１がオン，トランジス
タＴｒ２２がオフの場合、電圧供給端子２２の直流電圧
Ｖ１は、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２とにより分圧され、制
御電圧Ｖ１１は約２Ｖとなる。

【００４８】トランジスタＴｒ２１がオン，トランジス
タＴｒ２２がオンの場合、電圧供給端子２２の直流電圧
Ｖ１は、抵抗Ｒ２１と、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３の並列接続
とにより分圧され、制御電圧Ｖ１１は約１．７Ｖとな
る。

【００４９】ここで説明を簡単にするために、以下の説
明では、第１のスイッチ回路２１は、直流電圧Ｖ１を１
２Ｖ，７Ｖ，２Ｖの３通りに設定できるものとする。

【００５０】次に、第２のスイッチ回路３１について説
明する。

【００５１】ここで直流電圧Ｖ２＝２８Ｖとする。ま
た、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の抵抗値は、Ｒ３１＝１００ｋ
Ω、Ｒ３２＝９１ｋΩとする。トランジスタＴｒ３１は
理想的なスイッチング動作を行い、オンの時飽和してコ
レクタ・エミッタ間の電圧が０Ｖで、オフの時コレクタ
・エミッタ間のインピーダンスが無限大となるものとす
る。トランジスタＴｒ３１のオン・オフ状態により、ス
イッチ回路３１の出力端子３３に導かれる制御電圧Ｖ１
２は、以下の２通りの電圧値を呈する。

【００５２】トランジスタＴｒ３１がオン場合、電圧供
給端子３２の直流電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３２
とにより分圧され、制御電圧Ｖ１２は約１３Ｖとなる。

【００５３】トランジスタＴｒ３１がオフ場合、制御電
圧Ｖ１２は、電圧供給端子３２の直流電圧Ｖ２と同じ２
８Ｖとなる。

【００５４】可変容量ダイオードＤ１１の容量値Ｃ１１
は、以上説明した制御電圧Ｖ１１と制御電圧Ｖ１２との
差によって決定される。直流電圧Ｖ１の１２Ｖ，７Ｖ，
２Ｖと、直流電圧Ｖ２の１３Ｖ，２８Ｖとの組合わせに
より、次に表１に示す６通りの組合わせが得られる。

【００５５】

【表１】このように、図１の実施例によれば、可変容量ダイオー
ドＤ１１の容量値Ｃ１１を制御する制御電圧範囲を１Ｖ
〜２６Ｖに拡大でき、可変容量ダイオードＤ１１の容量
可変範囲を十分に活すことができ、その結果、フィルタ
回路の周波数可変範囲を拡大できる。これにより、１つ
のフィルタ回路１１で妨害信号を十分抑制でき、製造コ
ストの削減が可能となる。また、可変容量ダイオードＤ
１１の容量値Ｃ１１を制御する制御電圧は、抵抗Ｒ２
１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ３１，Ｒ３２の抵抗値を設定す
ることにより任意に設定でき、抵抗とトランジスタを追
加することによりさらに細分化して設定できる。

【００５６】また、図１の実施例では、電圧供給端子２
２，３２に導かれる直流電圧Ｖ１，Ｖ２をそれぞれ独立
した電圧値としたが、直流電圧Ｖ２を分圧して直流電圧
Ｖ１を発生させてもよい。その場合には電圧供給端子３
２の直流電圧Ｖ２が変動して誤差が生じた場合に、直流
電圧Ｖ１も直流電圧Ｖ２と同じ極性の誤差が生じるた
め、両者が相殺して実質的に可変容量ダイオードＤ１１
に加えられる制御電圧の誤差を少なくすることができ
る。また、トランジスタＴｒ２１，Ｔｒ３１の制御は、
断続状態のみを行えばよいため、ＰＬＬ−ＩＣ（位相ロ
ックループ集積回路）に内蔵されたバンドスイッチを利
用するなど簡易な方法で制御することができる。

【００５７】図２は本発明に係る可変フィルタの他の実
施例を示す回路図である。

【００５８】図２は実施例は、可変容量ダイオードの容
量値が周波数により可変した場合において、通過帯域に
おける通過損失を低減することに対応したものである。

【００５９】符号４１は高周波信号ａ２が導かれる高周
波信号入力端子であり、この高周波信号入力端子４１に
導かれた高周波信号ａ２はフィルタ回路４２に供給され
る。

【００６０】フィルタ回路４２は供給される高周波信号
ａ２の帯域濾波を行い高周波信号ｂ２として出力端子４
３に導く。

【００６１】以下、フィルタ回路４２を更に詳細に説明
する。

【００６２】高周波信号入力端子４１は、フィルタ回路
４２の可変容量ダイオードＤ４１のアノード・カソード
路、可変容量ダイオードＤ４２のカソード・アノード路
を介して出力端子４３に接続される。可変容量ダイオー
ドＤ４１，４２のカソードは、コイルＬ４１、可変容量
ダイオードＤ４３のアノード・カソード路及びコンデン
サＣ４１を介して基準電位点に接続される。このような
接続によりコイルＬ４１と可変容量ダイオードＤ４３と
は、直列共振回路４４を構成する。このような接続によ
り、直列共振回路４４の一端Ａ２は、少なくとも高周波
的に基準電位点に接続することになる。

【００６３】このような実施例によれば、コイルＬ４１
は単なる固定のインダクタンス素子ではなく、可変容量
ダイオードＤ４３を伴った可変の直列共振回路として動
作するために、可変容量ダイオードの容量値が周波数に
より可変した場合における通過帯域の通過損失を低減で
き、より能率の高い帯域濾波を行える。

【００６４】図３は本発明に係る可変フィルタもう一つ
の他の実施例を示す回路図であり、図１の実施例と図２
の実施例を合わせたものである。図３では、図１の実施
例と同じ構成要素には同じ符号を付して説明を省略して
いる。

【００６５】図３において、符号１０１は高周波信号ａ
３が導かれる高周波信号入力端子であり、この高周波信
号入力端子１０１に導かれた高周波信号ａ３はフィルタ
回路１１１の入力端子１１２に供給される。

【００６６】フィルタ回路１１１は第１及び第２のスイ
ッチ回路２１，３１からの制御電圧Ｖ１１，Ｖ１２で通
過特性が制御され、供給される高周波信号ａ１の帯域濾
波を行い高周波信号ｂ３として出力端子１１３から高周
波信号出力端子１０２に導く。

【００６７】以下、フィルタ回路１１１について更に詳
しく説明する。

【００６８】入力端子１１２は、コンデンサＣ１０１、
可変容量ダイオードＤ１０１のアノード・カソード路、
可変容量ダイオードＤ１０２のカソード・アノード路及
びコンデンサＣ１０２の直列接続を介して出力端子１１
３に接続される。

【００６９】入力端子１１２とコンデンサＣ１０１の接
続点はコイルＬ１０１を介して基準電位点に接続され
る。出力端子１１３とコンデンサＣ１０２の接続点はコ
イルＬ１０２を介して基準電位点に接続される。

【００７０】可変容量ダイオードＤ１０１のアノード
は、抵抗Ｒ１０１を介してスイッチ回路２３の出力端子
２３に接続されるとともに、抵抗Ｒ１０２を介して可変
容量ダイオードＤ１０２のアノードに接続される。

【００７１】可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２に
は、それぞれ並列にコンデンサＣ１０３，Ｃ１０４が接
続される。可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２のカ
ソードは、コイルＬ１０３、可変容量ダイオードＤ１０
３のアノード・カソード路及びコンデンサＣ１０５を介
して基準電位点に接続される。このような接続によりコ
イルＬ１０３と可変容量ダイオードＤ１０３とは、直列
共振回路１１４を構成する。可変容量ダイオードＤ１０
３のアノードは、スイッチ回路２１の出力端子２３に接
続される。可変容量ダイオードＤ１０３のカソードは、
抵抗Ｒ１０３を介してスイッチ回路３１の出力端子３３
に接続される。

【００７２】図１の実施例に示したように、制御電圧Ｖ
１１と制御電圧Ｖ１２との差は、１Ｖ，６Ｖ，１１Ｖ，
１６Ｖ，２１Ｖ，２６Ｖの６通りの電圧値に設定するこ
とが可能であり、可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０
２，Ｄ１０３のカソード・アノード間には、このうよな
電圧を加えることが可能である。

【００７３】図４は図３の可変フィルタの帯域特性を示
すグラフであり、横軸に高周波信号入力端子１０１に導
かれる高周波信号の周波数を示し、縦軸に可変フィルタ
１０２の通過損失を示している。

【００７４】ここで、フィルタ回路１０１の入出力イン
ピーダンスを７５Ωとする。各素子の定数は、コンデン
サＣ１０１，Ｃ１０２，Ｃ１０３，Ｃ１０４，Ｃ１０５
の容量をＣ１０１，Ｃ１０２，Ｃ１０３，Ｃ１０４，Ｃ
１０５とし、コイルＬ１０１，Ｌ１０２，Ｌ１０３のイ
ンダクタンスをＬ１０１，Ｌ１０２，Ｌ１０３とする
と、Ｃ１０１＝Ｃ１０２＝８ｐＦ，Ｃ１０３＝Ｃ１０４
＝３ｐＦ，Ｃ１０５＝２２００ｐＦ、Ｌ１０１＝Ｌ１０
２＝４５ｎＨ、Ｌ１０３＝２８ｎＨに設定される。ま
た、可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２，Ｄ１０３
の容量値は、選局電圧Ｖｔ６が１Ｖ，６Ｖ，１１Ｖ，１
６Ｖ，２１Ｖ，２６Ｖ場合にそれぞれ、Ｃ１Ｖ＝３６ｐ
Ｆ，Ｃ６Ｖ＝１５ｐＦ，Ｃ１１Ｖ＝８．５ｐＦ，Ｃ１６
Ｖ＝５．０ｐＦ，Ｃ２１Ｖ＝３．７ｐＦ，Ｃ２６Ｖ＝
２．９ｐＦとしている。

【００７５】可変容量ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２，
Ｄ１０３のアノード・カソード間電圧を１Ｖ，６Ｖ，１
１Ｖ，１６Ｖ，２１Ｖ，２６Ｖに設定した場合には、そ
れぞれに対応した受信周波数を１Ｖ：３００〜４１０Ｍ
Ｈｚ，６Ｖ：４１０〜５５０ＭＨｚ，１１Ｖ：５５０〜
６５０ＭＨｚ，１６Ｖ：６５０〜９００ＭＨｚ，２１
Ｖ：７５０〜１０４０ＭＨｚ，２６Ｖ：８００〜１２０
０ＭＨｚの範囲内に設定すればよい。このように受信周
波数を設定すると、図４に示すように、受信周波数範囲
における通過損失がほとんどなく、妨害信号となる各受
信周波数範囲の上限周波数の二分の一以下の周波数帯域
においてほぼ１０ｄＢ以上の通過損失が得られるため、
妨害の少ない良好な受信状態が得られる。

【００７６】このような特性が得られる理由を図５及び
図６を用いて説明する。

【００７７】図５は図３の可変容量ダイオードＤ１０
１，Ｄ１０２，Ｄ１０３の容量値が３６ｐＦの場合の可
変フィルタの等価回路を示す回路図である。

【００７８】図５において、フィルタ回路１１１は、高
周波信号入力端子１０１と高周波信号入力端子１０２の
間に第１及び第２のフィルタ回路２０１，３０１を直列
に接続した構成になっている。

【００７９】以下、フィルタ回路２０１について更に詳
しく説明する。

【００８０】フィルタ回路２０１の入力端子２０２に
は、高周波信号入力端子１０１からの高周波信号ａ３が
導かれるようになっている。入力端子２０２は、コンデ
ンサＣ２１１，Ｃ２１２の直列接続を介して出力端子２
０３に接続される。

【００８１】入力端子２０２とコンデンサＣ２１１の接
続点はコイルＬ２０１を介して基準電位点に接続され
る。コンデンサＣ２１１，Ｃ２１２の接続点は、コンデ
ンサＣ２１３とコイルＬ２０３の直列接続を介して基準
電位点に接続される。

【００８２】フィルタ回路２０１の出力端子２０３は、
フィルタ回路３０１の入力端子３０２に接続される。

【００８３】以下、フィルタ回路３０１について更に詳
しく説明する。

【００８４】フィルタ回路３０１の入力端子３０２は、
コンデンサＣ２０２を介して出力端子３０３に接続され
る。

【００８５】コンデンサＣ２０２と出力端子３０３の接
続点はコイルＬ２０２を介して基準電位点に接続され
る。

【００８６】フィルタ回路３０１の出力端子３０３は、
高周波信号入力端子１０２に接続される。

【００８７】このような等価回路において、コンデンサ
Ｃ２１１，Ｃ２１２，Ｃ２１３，Ｃ２０２の容量をＣ２
１１，Ｃ２１２，Ｃ２１３，Ｃ２０２とし、コイルＬ２
０１，Ｌ２０２，Ｌ２０３のインダクタンスをＬ２０
１，Ｌ２０２，Ｌ２０３とすると、インダクタンスＬ２
０１，Ｌ２０２，Ｌ２０３は、図３のインダクタンスＬ
１０１，Ｌ１０２，Ｌ１０３と同じ値となり、Ｌ２０１
＝Ｌ２０２＝４５ｎＨ、Ｌ２０３＝２８ｎＨとなる。容
量Ｃ２０２は、図３のインダクタンスＣ１０２と同じ値
となり、Ｃ２０２＝８ｐＦとなる。

【００８８】コンデンサＣ２１１の容量Ｃ２１１は、図
３の可変容量ダイオードＤ１０１，コンデンサＣ１０
１，Ｃ１０３の合成容量となっており、約７ｐＦとな
る。コンデンサＣ２１２の容量Ｃ２１２は、図３の可変
容量ダイオードＤ１０２，コンデンサＣ１０４の合成容
量となっており、約３９ｐＦとなる。コンデンサＣ２１
３の容量Ｃ２１３は、図３の可変容量ダイオードＤ１０
３，コンデンサＣ１０５の合成容量となっており、約３
５ｐＦとなる。

【００８９】フィルタ２０１は、入出力インピーダンス
が約７５Ωで設計されたチェビシェフ型フィルタで、通
過帯域が約３００ＭＨｚ以上で、阻止帯域が約１５０Ｍ
Ｈｚ以下である。

【００９０】フィルタ３０１は、入出力インピーダンス
が約７５Ωで設計された定Ｋ型フィルタで、遮断周波数
が約２６５ＭＨｚである。

【００９１】よって、図３の可変フィルタは、可変容量
ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２，Ｄ１０３の容量値Ｃ１
Ｖが３６ｐＦの場合に約一定の入出力インピーダンス
（約７５Ω）のフィルタ２０１とフィルタ３０１の直列
接続回路と等価であるため通過帯域における通過損失は
約０ｄＢとなる。

【００９２】図６は図３の可変容量ダイオードＤ１０
１，Ｄ１０２，Ｄ１０３の容量値が２．９ｐＦの場合の
可変フィルタの等価回路を示す回路図である。

【００９３】図６において、フィルタ回路１１１は、高
周波信号入力端子１０１と高周波信号入力端子１０２の
間に第１ないし第３のフィルタ回路４０１，５０１，６
０１を直列に接続した構成になっている。

【００９４】以下、フィルタ回路４０１について更に詳
しく説明する。

【００９５】フィルタ回路４０１の入力端子２０２に
は、高周波信号入力端子１０１からの高周波信号ａ１が
導かれるようになっている。入力端子４０２は、コンデ
ンサＣ４０１を介して出力端子４０３に接続される。

【００９６】入力端子４０２とコンデンサＣ４０１の接
続点はコイルＬ４０１を介して基準電位点に接続され
る。

【００９７】フィルタ回路４０１の出力端子４０３は、
フィルタ回路５０１の入力端子５０２に接続される。

【００９８】以下、フィルタ回路５０１について更に詳
しく説明する。

【００９９】フィルタ回路５０１の入力端子５０２に
は、コンデンサＣ４１１，Ｃ４１２の直列接続を介して
出力端子５０３に接続される。

【０１００】コンデンサＣ４１１，Ｃ４１２の接続点
は、コンデンサＣ４１３とコイルＬ４０３の直列接続を
介して基準電位点に接続される。

【０１０１】フィルタ回路５０１の出力端子５０３は、
フィルタ回路６０１の入力端子６０２に接続される。

【０１０２】以下、フィルタ回路６０１について更に詳
しく説明する。

【０１０３】フィルタ回路６０１の入力端子６０２は、
コンデンサＣ４０２を介して出力端子６０３に接続され
る。

【０１０４】コンデンサＣ４０２と出力端子６０３の接
続点はコイルＬ４０２を介して基準電位点に接続され
る。

【０１０５】フィルタ回路６０１の出力端子６０３は、
高周波信号出力端子１０２に接続される。

【０１０６】このような等価回路において、コンデンサ
Ｃ４０１，Ｃ４０２，Ｃ４１１，Ｃ４１２，Ｃ４１３の
容量をＣ４０１，Ｃ４０２，Ｃ４１１，Ｃ４１２，Ｃ４
１３とし、コイルＬ４０１，Ｌ４０２，Ｌ４０３のイン
ダクタンスをＬ４０１，Ｌ４０２，Ｌ４０３とすると、
インダクタンスＬ４０１，Ｌ４０２，Ｌ４０３は、図３
のインダクタンスＬ１０１，Ｌ１０２，Ｌ１０３と同じ
値となり、Ｌ４０１＝Ｌ４０２＝４５ｎＨ、Ｌ４０３＝
２８ｎＨとなる。容量Ｃ４０１，Ｃ４０２は、図３のイ
ンダクタンスＣ１０１，Ｃ１０２と同じ値となり、Ｃ４
０１＝Ｃ４０２＝８ｐＦとなる。

【０１０７】コンデンサＣ４１１の容量Ｃ４１１は、図
３の可変容量ダイオードＤ１０１，コンデンサＣ１０３
の合成容量となっており、約５．９ｐＦとなる。コンデ
ンサＣ４１２の容量Ｃ４１２は、図３の可変容量ダイオ
ードＤ１０２，コンデンサＣ１０４の合成容量となって
おり、約５．９ｐＦとなる。コンデンサＣ４１３の容量
Ｃ４１３は、図３の可変容量ダイオードＤ１０３，コン
デンサＣ１０５の合成容量となっており、約２．９ｐＦ
となる。

【０１０８】フィルタ４０１は、入出力インピーダンス
が約７５Ωで設計された定Ｋ型フィルタで、遮断周波数
が約２６５ＭＨｚである。

【０１０９】フィルタ５０１は、入出力インピーダンス
が約７５Ωで設計されたチェビシェフ型フィルタで、通
過帯域が約８００ＭＨｚ以上で、阻止帯域が約６００Ｍ
Ｈｚ以下である。

【０１１０】フィルタ３０１は、入出力インピーダンス
が約７５Ωで設計された定Ｋ型フィルタで、遮断周波数
が約２６５ＭＨｚである。

【０１１１】よって、図３の可変フィルタは、可変容量
ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２，Ｄ１０３の容量値が
２．９ｐＦの場合に約一定の入出力インピーダンス（約
７５Ω）のフィルタ４０１，５０１，６０１の直列接続
回路と等価であるため、通過帯域における通過損失は約
０ｄＢとなる。

【０１１２】図示はしないが、可変容量ダイオードＤ１
０１，Ｄ１０２，Ｄ１０３の容量値が２．９ｐＦから３
６ｐＦの間の等価回路も約一定の入出力インピーダンス
（約７５Ω）を有するフィルタの直列接続回路で表すこ
とが可能であり、図３の可変フィルタにより図４に示す
帯域特性を得ることができる。

【０１１３】尚、図１ないし図３の実施例は、ＣＡＴＶ
受信装置のチューナに適用したが、他のチューナを有す
る機器、例えば衛星放送受信装置のチューナに適用して
もよい。

【０１１４】また、図１及び図３の実施例は、スイッチ
回路２１．３１のスイッチ手段としてトランジスタＴｒ
２１，Ｔｒ２２，Ｔｒ３１を用いたが、他のスイッチ手
段、例えばリレースイッチ等を用いてもよい。

【０１１５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、簡
単な回路構成で可変容量素子の制御電圧範囲を広くでき
るので、可変容量素子を用いたフィルタ回路の周波数可
変範囲を拡大できる。これにより、１つのフィルタ回路
で妨害信号を十分抑制でき、製造コストの削減が可能と
なる。また、可変容量素子の容量値が周波数により可変
した場合における通過帯域の通過損失を低減できるの
で、より能率の高い帯域濾波を行える。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る可変フィルタの一実施例を示す回
路図。

【図２】本発明に係る可変フィルタの他の実施例を示す
回路図。

【図３】本発明に係る可変フィルタもう一つの他の実施
例を示す回路図。

【図４】図３の可変フィルタの帯域特性を示すグラフ。

【図５】図３の可変容量ダイオードの容量値が３６ｐＦ
の場合の可変フィルタの等価回路を示す回路図。

【図６】図３の可変容量ダイオードの容量値が２．９ｐ
Ｆの場合の可変フィルタの等価回路を示す回路図。

【図７】従来の可変フィルタを示す回路図。

【図８】図３の可変フィルタの帯域特性を示すグラフ。

【符号の説明】

１１フィルタ回路２１，３１スイッチ回路Ｄ１１可変容量素子Ｔｒ２１，Ｔｒ２２，Ｔｒ２３トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】可変容量素子の正極及び陰極間に加えら
れる電圧により通過特性が制御されるフィルタ回路と、第１のスイッチ手段のオン・オフにより複数の電圧値を
呈する第１の制御電圧を前記フィルタ回路の可変容量素
子の正極に供給する第１のスイッチ回路と、第２のスイッチ手段のオン・オフにより複数の電圧値を
呈する第２の制御電圧を前記フィルタ回路の可変容量素
子の陰極に供給する第２のスイッチ回路とを具備したこ
とを特徴とする可変フィルタ。
【請求項２】正極が高周波信号入力端子に接続される
第１の可変容量素子と、陰極が前記第１の可変容量素子の陰極に接続され、正極
が高周波信号出力端子に接続される第２の可変容量素子
と、前記第１及び第２の可変容量素子の正極と基準電位点の
間に少なくとも高周波的に接続されるコイルと第３の可
変容量素子との直列接続による共振回路とを具備したこ
とを特徴とする可変フィルタ。