JPH0690249B2 - 交流信号の振幅．位相測定回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流信号の振幅，位相測定回路に関する。

〔従来技術及びその問題点〕

一般に被測定素子（例えば抵抗器やコンデンサまたは増
幅器）に交番信号を印加し、そしてその通過信号と印加
信号との関係（例えば電圧、電流の大きさおよび移相
量）から、前記被測定素子のインピーダンスまたは回路
自体の利得、位相を測定する場合に単一の交番信号源を
用いていたが、この場合の測定回路としては、被測定周
波数(F₁)と、これとある一定の周波数（中間周波数）分
だけ異なる周波数(F₂)をもつた二つの信号源を必要と
し、且つ両周波数の差成分をとりだす周波数変換回路を
必要とするので、回路構成が極めて複雑であつた。

〔発明の目的〕

本発明は二つの交流信号源を用いることにより簡単な回
路構成をもつた交流信号の振幅，位相測定回路を実現せ
んとしたものである。

〔発明の概要〕

本発明の一実施例によれば、二つのフラクシヨナルＮ発
振器の各出力周期をある関係式に当てはめるとともに、
これをフーリエ変換により被測定信号の振幅を求める。
更にはフーリエ級数の展開から２つの信号間の位相情報
が得られる。なお、フラクシヨナルＮ発振器とはフラク
シヨナル（分数）Ｎ技法を用いた位相ロックループで構
成されたものであり、ここでは電圧制御発振器（VCO）
の出力周波数を、位相検出器に印加される基準周波数の
有理数（整数＋少数）倍にすることができる。これは、
負帰還ループにおける分周器の分周比Ｎを等価的に有理
数にすることにより達成される。フラクシヨナルＮ技法
に関する詳細は、米国特許第3,928,813号あるいは特開
昭51-60148などに開示されている。

〔発明の実施例〕 第１図は本発明の一実施例による測定回路の電気的回路
図である。図において、10は第１信号源、20は第２信号
源で、両信号源はいずれも水晶発振器30からの出力信号
を導入し、そしてこれをフラクシヨナルＮ技法により高
精度の周期をもつた交番信号を得ている。12は被測定素
子、13、15は第１、第２の各サンプラである。ここで、
前記第１サンプラ13は前記被測定素子12を通過した第１
信号の瞬時振幅を、第２信号源20の出力でサンプリング
して直流信号に変換する。同様に第２サンプラ15は前記
被測定素子12に印加された第１信号の瞬時振幅を、第２
信号源20の出力でサンプリングして直流信号に変換す
る。次に前記両サンプラ13、15の各直流信号はそれぞれ
のアナログ・デジタル変換器14、16を経、マイクロプロ
セツサ17に導入される。マイクロプロセツサ17では導入
された信号に基づいてフーリエ変換が実行され、結果、
被測定素子12の各種回路定数が算出される。

上述の各信号源10、20において、第１信号の出力周期を
Ｔとし、そしてサンプリング信号の周期をｔとした場合
に両周期の関係を次のように設定する。

ｔ＝nT＋T/m…… （１） 但しｍ、ｎは正の整数であり、またｍはサンプル数であ
る。このようにｔを設定することにより、第２図より明
らかなように、サンプル点をサンプリングの度毎に時間
的にΔｔづつずらすことができる。したがつて、周期Ｔ
なる信号に対してｍ個のデータが得られたとすると、フ
ーリエ変換の公式すなわち より第１信号の振幅値を求めることができる。但し、Ｐ
＝１の場合は基本波成分の振幅値を、Ｐ＝２の場合は２
次高調波成分の振幅値が求められる。更には、フーリエ
級数の展開から、高調波あるいは２チヤネルサンプラを
使えば、両チヤネル間の位相情報が得られること明らか
である。

例えば、第１信号の周波数を100MHzとした場合、Ｔ＝10
ナノ秒である。そこで、前記式（１）でｎ＝100、ｍ＝1
28とすると、 ｔ＝10×100＋10/128 ナノ秒 ＝1.000078125 マイクロ秒 となり、これを周波数に換算すると 999.921881………kHz となる。このような周波数を有する信号は、前述のフラ
クシヨナルＮ発振器を用いることにより容易に発生する
ことができる。

〔発明の効果〕

従来の単一信号源により上述の如き分解能で周波数を設
定することは極めて困難であつたが、本発明によれば簡
単な回路構成で高精度の信号源を得ることができ、且つ
周波数変換回路等を必要としないので、実用に供して至
便である。また、サンプル点をサンプリングの度毎に時
間的にΔｔづつずらす従来技術としては、第３図に示す
回路のものが知られている。同図においては、入力信号
Vinの周期Ｔと周期がΔｔだけ異なるサンプリングパル
ス信号Vspがタイミング・ランプ発生器34、基準電圧発
生器37、電圧比較器35、およびサンプリングパルス発生
器36によって発生される。Δｔは図中のΔｖ（波形図参
照）に依存する。しかしながら、この回路ではサンプリ
ング間隔の時間的精度が悪い、サンプリングパルス発生
時の時間ジッタが大きい等の欠点を有する。本発明によ
る振幅、位相測定回路では、この従来の回路とは明らか
にサンプリングパルスを発生させるタイミング発生機構
そのものが大きく異なることもさることながら、出力周
波数精度の高いフラクショナルＮ発振器によりサンプリ
ングパルスが発生されるので、上記したような従来技術
の欠点を無くすことができる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例による交流信号の振幅，位相
測定回路の回路図である。第２図は第１図に示す回路に
おけるサンプリング動作を説明するための図である。第
３図は従来のサンプリング技術を示す図である。10、2
0:信号源、30:水晶発振器、12:被測定素子、13、15:サ
ンプラ、14、16:アナログ・デジタル変換器、17:マイク
ロプロセツサ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】被測定素子に印加される測定信号と該被測
   定素子からの出力信号との振幅、位相関係を測定する回
   路において、 前記被測定素子に測定信号を印加する第１信号源と、 前記測定信号の周期をＴとしたとき、ｔ＝nT＋T/m（た
   だし、ｍ、ｎは正の整数で、ｍは周期Ｔにおけるサンプ
   ル数）なる関係を有する周期ｔの信号を発生するフラク
   ショナルＮ発振器と、 前記被測定素子からの出力信号を前記フラクショナルＮ
   発振器からの出力信号によりサンプリングする第１サン
   プリング手段と、 前記被測定素子に印加される測定信号を前記フラクショ
   ナルＮ発振器からの出力信号によりサンプリングする第
   ２サンプリング手段と、 前記第１サンプリング手段の出力に接続された第１アナ
   ログ・デジタル変換器と、 前記第２サンプリング手段の出力に接続された第２アナ
   ログ・デジタル変換器と、 前記第１、第２アナログ・デジタル変換器の出力信号に
   基づいて、前記被測定素子に印加される測定信号と、該
   被測定素子からの出力信号との振幅、位相関係を算出す
   るマイクロプロセッサ手段と、 を備えて成る交流信号の振幅、位相測定回路。