JPH06509904A - 共振電力供給装置 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 共振電力供給装置 発明の分野 本発明は、共振電気エネルギー変換器または共振電力供給装置およびその応用に 関する。

上記変換器は、誘導加熱目的等、あるいは空間を介在して電力を誘導伝達する電 力設備に特に適用される。ここて電力は、可動車両のための原動力となり、また 電子装置あるいは照明装置を駆動するための電力となり、あるいは蛍光灯への給 電、超音波発生機、あるいは航空宇宙応用装置、コンパクトなスイッチ・モード の電力供給応用装置等の最小の変成器容量か要求される応用装置のための電力と なり得る。

発明の背景 誘導加熱の原理はよく知られている。そこでは誘導作用によりうす電流を伝導性 材ト１内に発生させる。例えばそれは調理に用いられ、−次コイルか変化する磁 束を発し、それか伝導性食品容器の物質内に熱を生しさせ、クリーンで安全で、 抑制された制御可能な熱を与える。

既存の電力供給装置は、作動中好ましくないレベルのスプリアス周波数を放射す る傾向かあり、そしてむしろ特殊化された電力用半導体素子を必要とする傾向か ある。また既存の電力供給装置は、熱を特定的に調理容器に与んる技術としては 、例えは炎より望ましく効率的であるけれとも、家庭料理のような広く行き渡っ た用途に対して十分に安価で経済的ではない。誘導加熱はまた、ゾーン精製ある いは歯車の焼入れのような製造分野で用いられている。

一定のルート又は軌道に沿って原動力を供給するための電気の誘導伝達の原理も またよく知られているか、この分野の発展は、適切な電力および周波数の交流電 気を発生し配電する困難さによって阻害されてきた。

誘導伝達は、従来のケーブルおよびコネクタが使用できない状況や場所において しはしは提案されてきた。恐らくそれは、作業場所におけるスパークによって引 き起こされる爆発の危険性があり、あるいは（水泳プールのような）水中におけ る感電の危険性か付随する水辺、あるいは多数の電力引込み線のもつれか望まし くない場所であるという理由のためである。

従来の技術 誘導加熱器具に対して特に適用される共振電力供給装置は、平行共振誘導調理ユ ニットを開示するスタイガーウオールドのＵＳ４４２６５６４　（１９８４年１ 月１７日）、サイリスタ駆動加熱器具（サイリスタが共振電流を供給する）を開 示するピーターズ・ジュニアのＵＳ３８８７７８１（１９７５年６月３日）、お よび共振電流を供給する単一スイッ升装置を開示するオギノその他のＵＳ４５９ ５８１４　（１９８６年６月１７日）によって代表される。ランキンのＵＳ４５ ７４３４２　（１９８６年３月４日）には、電界発光ディスプレイに適した低出 力正弦オンレータが記載されている目自′ノ 本発明の目的は、改善された共振電力供給装置、あるいは少なくとも公共に仔益 な選択を与える共振電力供給装置を提供することを［」的とする。

発明の開示 その最も一般的聾様において、本発明は、第１インダクタおよびそれに並列に配 線されたコンデンサに流れる共振電流の維持に関わり、それによって高調波成分 の少ない交流電力を発生する共振電力供給装置を提供する。もちろんインダクタ およびコンデンサは１つあるいはそれ以上のそれぞれ同等の部品から構成するこ ともてきる１つの態様において、本発明は周期的に変化する磁界を発生させる共 振電力供給装置であり、下記から構成されている。

３端子を有し、その中間端子か電源の第１端子に接続された共振誘導二ニットど 、 ２端モを有し、その各端子か前記誘導ユニットの相応する外端子に接続され、そ れによってその固有共振周波数またはそれに近い動作周波数を有す共振回路を構 成する共振容量ユニットと、前記共振回路の相応する端子と前記電源の第２端子 間に接続された、そねそれ開閉自在な一対の制御可能切り換えデバイスと、…１ 記切り換えデバイスの各々に結合され、共振回路の動作周波数に相応するレイ１ 〜で、各切り換えデバイスを交互に、そして他方の切り換えデバイスの状態か反 対の位相にあるように、開閉させることかでき、それによって使用中、共振電流 か切り換えデバイスの操作によって供給され、共振電流は切り換えデバイスを通 過せず、磁界を誘導ユニッ］・に発生させる制御手段。

より好ましい態様において、本発明は周期的に変化する磁界を発生させる共振電 力供給装置であり、下記から構成されている。

第１の２端子共振誘導ユニットと、 ２端子を有し、その各端子か前記第１誘導ユニツトの相応する端子に接続され、 それによってその固有共振周波数またはそれに近い動作周波数を有す共振回路を 構成する共振容量ユニットと、２つの外端子および中央口出し端子を有し、各外 端子は前記共振回路の相応する端子に接続され、一方、中央口出し端子は電源の 第１端子に接続され、動作周波数において、比較的高いリアクタンスを示し、そ の結果使用中、実質的に共振電流か流れない第２の３端子誘導ユニツトと、 前記共振回路の相応する端子と電源の第２端子間に接続され、それぞれ開閉自在 な一対の制御可能切り換えデバイスと、切り換えデバイスの各々に結合され、共 振回路の動作周波数に相応するレイトて、各切り換えデバイスを交互に、そして 他方の切り換えデバイスの状態か反対の位相にあるように、開閉させることがで き、それによって使用中、共振電流が切り換えデバイスの操作によって供給され 、共振電流は切り換えデバイスを通過せず、磁界を第１の２端子誘導ユニツトか ら発生させる制御手段。

より詳細に言えは、上記態様における本発明は、電気エネルギー変換器あるいは 電源装置を提供する。これらは、はぼ定電流の直流電源から、共振ループ内に、 かつ共振ループから得られる高調波成分の少ない交流電力を発生させるために、 中央タップ付き第１共振インダクタとそれと並列に配線されたコンデンサを用い る。供給電流は好ましくは、（実質的に一定の電流を与えるために）二端子減結 合誘導ユニットを通り共振第１インダクタの中央タップに供給される。あるいは そうでなければ、中央タップおよび動作周波数に対し比較的高いインピーダンス をもつ第２インダクタか電力供給源として用いられる。その結果として、第１イ ンダクタは二端子装置となり、さらに外部に配電ラインを形成することかできる 。供給電流は、相補的指令によって制御される２つの切り換え（スイッチ）デバ イスのいずれかを通り、インダクタの各端から交互に取り出される。

この発明の著しい特徴は、インダクタ／コンデンサループへ流れる高循環共振電 流の制限を含んでいる点にある。循環電流は制御スイッチを通過せず、また第２ 中央タツプインダクタも通過しない。

スイッチおよび第２インダクタには供給された電流のみか流れる。

好ましくは電源は、平滑なしに半波または全波整流器から得られるような一定の あるいは均等に間欠的な直流を発生する電源である切り換えデバイスかいずれの 極性（ｐｏｌａｒｉｔｙ）にも現れるレベルの耐逆電圧を含む電圧をブロックす ることかでき、望みの切り換え速度で動作することかできるタイプの場合、選択 的に電源は交；、１を電源であることかできる。

好ましくは、動作周波数は４５０ＨｚがらＩ　Ｍｔｌｚの範囲である。

より好ましくは動作周波数はｌがら１００　ＫＨｚの範囲である。動作周波数は 、要件に関連する要因の数および利用可能な技術に基づいて決定される。誘導加 熱の場合、我々は約２５ＫＨｚで作動する例を選んだ。一方、可動車両へ電力を 配電するための共振電力供給装置に対しては我々は約１０　ＫＨｚの動作周波数 を用いることを選んだ。

補足的態様において、本発明は、上記電気エネルギー変換器を別に分離された誘 導加熱ユニット内に組み入れ、そこから急速にしかしながら一様に変化する磁束 の形のユニット・エネルギーが、所定の場所に発生される。この態様において、 本発明は誘導加熱装置あるいは調理鍋台としての使用に適し、少なくとも伝導性 容器内の誘導二次電流あるいはうず電流の加熱作用が、中の食品又は他の材料を 加熱する。

選択的に１つ以上の誘導加熱ユニットが単一の囲い内に置かれる関連する態様に おいて、本発明は、配電網の主電源の整流によって得られる間欠的整流直流か供 給される。しかし直流が連続することは要しない。これはＩに近い入力力率を与 えることを可能にする第２の補足的態様において、本発明は、電気−磁束変換器 を備える。そこにおいて電気エネルギーは先の説明に記述されたように交流に変 換され、所定の領域の回り、あるいは軌道、又はルー１へに沿って共振電流を流 す導体によって配電される。各機器は、この配電網から電力を消費し、導体から 放射されて中間に介在する空間を通って二次インダクタに到達する磁束から、誘 導伝達手段によって集電する。

同しく共振二次インダクタを備えるのか一般である上記に関連した態様において 、共振周波数を電気的に、手動あるいは自動的に同調する選択的手段か備えられ る。これら手段は、スイッチを伴うコンデンサの対か好ましくは用いられる。こ れら応用回路は、供給周波数を実質的に固定するへき考案された。

第３の補足的態様において、本発明は、一般に低い（典型的に５０．６０叉は４ ００　ｆｉｚ）周波数をもつ交流供給装置から上記の範囲の周波数をもつ高調波 成分の少ない交流電力を発生させるために、共振インダクタおよび並列に配線さ れたコンデンサを用いるＡＣ／ＡＣタイプ、あるいは最終整流段をもつＡＣ／Ｄ Ｃの電気エネルギー変換器あるいは電力供給装置を提供する。変換器によって得 ることかできるより高い周波数は、より少ない変成コア材料の使用を可能にする 。

好ましくは変換器には少なくとも１つの補助電力モジュールか備えられ、（ａ’ ）入力配電網電源を整流し、および内部母線において電圧を高い直流電圧に高め 、こうした装置が入力配電網電源に対しｌに近い力率を示すのを可能にし、（ｂ ）　を流および故障保護を備え、および（Ｃ）交流へ変換して戻すために高圧直 流をより低い電圧へ下げる。

第４の補足的態様において、本発明は、共振セクションに供給される直流を整流 し、平滑し、および／又はその電圧を」二げあるいは下げる中間段を有し、交流 電源から高調波成分の少ない電力を発生させるために共振インダクタと並列に配 線されたコンデンサを用いる電気エネルギー変換器あるいは電力供給装置を提供 する。

関連する態様において、本発明は、実質的に１に等しい人力力率とする中間段を 有し、交流電源から高調波成分の少ない電力を発生させるために共振インダクタ と並列に配線されたコンデンサを用いる電気エネルギー変換器あるいは電力供給 装置を提供する。

第５の補足的態様において、本発明は、軌道又はレールに沿って動く保管トロリ ーのような可動車両に、固定インダクタがら電力を誘導的に供給するのに適した 、低電圧、高電流の交流を発生する電気エネルギー変換器を提供する。

別の態様において、本発明は、蛍光灯に給電するように、電気照明装置に対して 最適化された電力を発生するのに適した電気エネルギー変換器を提供する。

別の態様において、本発明は、清浄化目的のために用いられるような、超音波変 換器に対して最適化された電力を発生するのに適した電気エネルギー変換器を提 供する。

別の態様において、本発明は、パルス磁束変化を用いるタイプの装置より利点を 有す、一定の変化率をもつ磁束を使用するスイッチ−モートタイプの電力供給装 置を提供する。

図面の簡単な説明 次に、添付図面を参照しながら、本発明の１つの好ましい実施態様を一例に上げ て説明する。

図１ａ、　ｌｂ、　ｌｃおよびｌｄは、変化する磁界を発生する共振電力供給装 置を構成するこの電力供給装置の変形例の簡略図、図１ｅおよび１ｆは、それぞ れ、回路の共振周波数を調整するための容量性手段および誘導手段を示す図、図 ２は、誘導的に結合されたレール軌道用レールの電力供給手段として形成された ７ｕ力供給装置の第２変形例の図（実施例２）、図３は、ＩＪ　２の１ブースト 制圓器」の詳細を示す図（実施例２）図４は、ＶＡ２の「バンク制御器Ｊの詳細 を示す図（実施例２）、図５は、図１および２の共振変換器制御器の詳細を示す 図（実施例２）、 図６は、誘導的に電力供給される調理プレート又は隅台の構造を示す１４（実施 例１）、 に一時的に蓄えられる。共振インダクタ自身は、この発明の大部分図７は、著し いインダクタンスを有す長い誘導的に結合された軌道と共振電力変換器の配置を 示す図（実施例４）、図８は、先の図の実施例の二次巻線に対するフェライト磁 心の配置を示す図、 図９ａおよび９ｂは、検出される出力か高すぎる場合、二次コイルを減結合する ための２つの手段を示す図（実施例４）、図１Ｏは、制御器回路から離れた調理 プレート又は隅台のもう一つの好ましい実施例の図、 図１１およびｌｌａからｌｉｅは、調理プレート又は隅台のための制御器の回路 を示す一組の図である。

実施例の説明 好ましい実施例 この中に説明される好ましい実施例は、中間周波数共振電力供給装置によって発 生される交流に関する。ここで「中間周波数」という言葉は、大部分の国で５０ から６０　ｔ（ｚである供給配電網の電源の周波数を越え、Ｉ　ＭＨｚを下回る 周波数をいうと理解される。好ましい実施例は、２５にＨｚおよび１０　ＫＨｚ の動作周波数を有す。けれど、本発明の電力供給装置の新しい応用、新しい環境 的拘束、あるいは改良された素子の利用可能性かあると、好ましいとして、別の 周波数が指示され、あるいは勧め得る情況か起こり得る。

共振電力供給装置は、中を比較的大きい共振電流が流れる、閉ループを形成する ように接続されたインダクタおよびコンデンサと考えることができ、静電エネル ギーおよび磁気エネルギーとして交互電流源となり、且つ共振回路の電圧か自由 に束縛なく振動できるの態様において、周期的に変わる磁気エネルギー源として 用いられる。そのために共振電力供給装置は、比較的強い磁界か発生するという 利点をもち、比較的一定の磁束変化率を備える。即ち、共振電流は正弦波に極め て近つく。正弦波の利点は、同調二次コイルが用いられる場合、利用できない高 調波あるいは表皮効果損失の形の磁束の浪費か少ししかないこと、およびそれか 潜在的に通信装置に妨害を引き起こし１１ｆる高調波エネルギーの放射か比較的 少ししかないことである。好ましい対称的ドライノ）−構造は、偶数番目の高調 波を消去さえ行う傾向かある。

使用中、スイッチのそれぞれの正しい瞬間の半サイクル閉鎖−即ち、位相感知ス イッチング−は、むしろブランコの子供を押すように、コイルのいずれかの側に 供給電流を流すことによって循環電流を増幅する役割を果たす。両スイッチか同 時にＯＮにされる場合、スイッチは明らかに循環電流を短絡させる。共振電流の 大きさの制御は切り換えデバイス（スイッチング・デバイス）のデユーティ−サ イクルを制限することによって行われることかできるか、好ましくは各スイッチ は、高調波の放射を避けるために、スイッチに印加される電圧かセロの場合のみ オン又はオフになるようにアレンジされる。好ましくは、共振電流の制御は、切 り換えデバイスの半サイクル付勢を維持しなから−電流制限又は電圧制御によっ て一共振回路に供給される入力電力を変化することによって達成されるのを可能 にするために、減結合インダクタンスか中央タップインダクタと共振回路（又は その形成する一部）間に備えられる。

多様な切り換えデバイスが発明において使用が可能である。図１リミング）で行 われる。

あるいは、図１ｄの上部分の再現である図１ｆに示されるように、インダクタン スか調節される。特に、所定の線路又はルー１−の回りに共振回路（Ｉｌｆ）か らの誘導電力を配電するときに適用される。

−μ、放射ワイヤ（１０ｆ）か正しい位置に敷設されると、そのインダクタンス は試運転プロセス中その回りにフェライト・トロイドを配置することによって設 計値に上げられる。好ましいリッツ線導体（１０１）の回りに配置された各トロ イド（１０２）は、インダクタンスに関し約ｌメートルのリッツ線に相応する。

エアーギャップ（１０２ａ）は透磁率を制限するために好ましいと見なされる。

好ましくはトロイドは、（１０３）、（１０３”）に示されるように、電源に近 接して各導体の回りに対称的に取付けられ、それらは付随的に誘導過渡電流に対 して電源を保護する。発生する最適な周波数は、電流の伝達を最大にするために 、二次ピックアップ巻線がシステム全体の中心周波数に応して同調され得るよう に選択される。

誘導加熱に対し中間周波数電力を供給するための共振回路の使用は、出力の高調 波成分か少ないので電磁妨害の発生を最小化している。

実施例１．誘電隅台 回路図か概略、図１ａから１０に、より詳細に図１０．１１．および１１ａ、、 ｌｌｃに示されているこの例の電力供給装置は、誘電加熱目的のために約２　Ｋ ｗの電力を与えることかできる２５　Ｋｔ（ｚユニットから成る。

図１０の制御器は詳細か図１１に示されている。この電力は、加熱器具、隅台、 又はスト−ブの上の非伝導性表面の下に置かれた被覆銅相ひも（ｂｒａｉｄ　） のらせん状コイルから変化する磁界により発生する。使用される場合、それは、 従来の抵抗電気エレメントの熱遅れと全く異なり−よりガス加熱器具に似て、た かガスの炎からの熱のあふれ出しなしに、はとんど即座に変化する熱を与える。

図！ａは、隅台の上の食物容器に対する誘電加熱に対し用いられる主回路を示す 。この図において、（１０ａ）は、好ましくは隅台のすぐ下に置かれ、エネルギ ーを図６の伝導性食物容器（６１）の材料内に伝達するために用いられる（好ま しくは図６に示されるように被覆あるいは絶縁銅相ひもを平らならせんの形状に 巻いた）伝達コイルを表す。食物容器は好ましくは、銅あるいはアルミニウムよ りむしろ鉄又はステンレス鋼から形成される。容器内の食物又は材料の温度は、 食物容器の壁、特に底内に誘導されろうず電流（銅又はアルミニウム）およびヒ ステリシス損失等（強磁性体）によって引き起こされる熱によって」１昇される 。二次共振は関与していないので、使用中の最適な周波数は固定される必要はな い。

この回路において、共振インダクタ（１０ａ）からの磁束の放射がこの電力供給 装置の出力を成す。インダクタ内の共振電流はまた、幾つかの個々のコンデンサ から成る共振コンデンサ（１３ａ）を流れる。

このコンデンサは、共振電流値に付随する温度上昇を最小化でき、およびこの温 度上昇に耐えるコンデンサか好ましい。

空間あるいは二次負荷に伝達されるエネルギーは、（１８ａ）および（１８ａ’ 　）と示される能動スイッチにより共振回路の１つの端又は他方に交互に接続さ れる電源（１５ａ）からの電力によって供給される。

制御器（１９ａ）は循環共振電流の位相（ゼロ交差として）および大きさを感知 し、スイッチの１つ又は他方を半サイクル期間、電流を増幅するためにオンにす る。正常な使用中、共振電流か十分な場合には、両スイッチは切られ、あるいは 各スイッチは有効な極（ｐｏｌｅ）における共振電流と同位相で、および他方の スイッチの制御と相補的に入れられる。こうして電流は、閉しられたスイッチ（ １８ａか１８ａ′いずれか）および共振回路の一方の半分を通って流れ、電源（ １５ａ）に戻る。好ましくは、スイッチは同時にオンにされない。その理由は共 振電流かスイッチを通ってとつと流され、スイッチを破損する恐れかあるためで ある。

発明のこの実施例の変形は以下を含む・図１ｂにおいて、共振電流に対して電気 的に孤立した装置として作用する第２分相変成器（１４）を備え、電源（１５ｂ ）から減結合インタ々りを通る供給電流の共振回路のいずれかの側への配分を可 能にしている。好ましくは、電源は定電流電源である。これは、ＤＣ電源（＋５ ｂ）および減結合インダクタ（１２ｂ）を備えることによって達成される。類似 の減結合インダクタ（１２ｃ、　１２ｄ）か図１ｃおよびｌｄに示され、また図 １ａに備えることもてきる。あるいは、実質的に定電流の電力供給を行う他の手 段を用いることかできる。

分相変圧器（＋４．　＋４ｄ）の使用は、（図１ａの）インダクタ（１０ａ）の 中央タップに対する正しい位置がその上に置かれる調理鍋のサイズおよび位置に 幾らか左右される場合に、選択される。タップが電気的に中央に置かれない場合 、切り換えデバイスに対する負荷、および恐らく配電網に流れる共振電流の量も 変化する。また、図１ｃに図解されるように、直流電源を要求しないデバイスを 用いることができ、そこではスイッチ・デバイス（１８ｃ）、（１８ｃ　’　） は（例えば）両方向性シリコン制御整流器あるいはトライアックである。

すべての場合において、共振周波数の電流が一般配電網電源に入るのを防ぐため に、低域フィルタリングが有効である。フィルタリングは図１Ｏに示されている 。減結合インダクタは、共振電流か電源に入るのを阻止する手助けとなる。

誘電加熱目的あるいは「エレメント」の物理的構造は、好ましくは、従来の抵抗 的に消費する発熱体に占められるスペースと同等のスペース内に収まるよう設計 される。共振電力供給装置は比較的コンパクトて、冷却ファンを必要とせず、制 ＠器（１９ａ）又は（１９ｂ）又は（１９ｃ）は離れて配置することができる。

実際の放射コイルは、好ましくは硬質ガラスのような材料の表面の下の面に置か れた、らせん形状の銅相ひもから成り、好ましくはフェライト条片あるいはフェ ライト層か一種のコアとして磁界をらせん上方のゾーンに制限するために用いら れる。

従来の加熱器具に対してのように、ポテンショメータ（図Ｉｔ、ＩＩａ、、１１ ｅの電力制御）のような外部制御機器か電力の平均伝達率を設定するために用い られる。選択的に図１１．およびＩｌｃの器具検出器のようなフィードバック・ センサか鍋の不在あるいは鍋の温度状態を検出するために用いられる。（たとえ ば、サーミスタ対のような）熱センサーの如き他のセンサが用いられ、あるいは 音響センサが沸騰の開始又は強さを検出するために用いられる。調理面に置かれ た重量を感知するマイクロスイッチは、調理鍋がない場合、放射を防ぐために有 効である。図１１ｃの好ましい器具センサは、何かが放射磁束を吸収しているか を感知するための電流閾値モニタである。

調理鍋は、外側を強い化粧セラミック材料で被覆された鋳鉄又はステンレス鋼か ら形成される。これは、従来のツースパンの長いハンドルを必要としない。その 理由は、もし漂遊熱か多量に存在すれば、熱源との間の相対移動によって、すな わち熱源からの距離を増大させることによって、断熱を行う必要あるか、この漂 遊熱が非常に少ないからである。

図６を図１ａ、　、　ｃおよび図１０に関連するので、ここで説明する。

図６は、誘導的にエネルギーを与えられる隅台（６０）の図であり、（６１）は 調理鍋を表し、１つの最小ハンドル（６２）か示されている。（６３）は非伝導 性材料のサポート層であり、好ましくは強化ガラスから成り、好ましくはユーザ ーに対してエネルギーを与えられる領域を示すことを助ける装飾パターンをもつ 。（６４）は平らならせん形状の絶縁紐ひもて、電気エネルギーを出す。（図１ ａの構成に関する）中央タップは示されていないけれとも、コネクタ（６５）か また示されている。ベースプレート（６６）上に好ましくは４つのフェライト条 片（６７）かあり、磁界と相互作用し、下方磁束をそれら自身を通って導くこと によってそれか下方にてはなく実質的に上方に調理器具又はストーブの材料の間 を放射するように強いる。選択的にこの材料はフェライトあるいは動作周波数で 適切に低い損失をもつ他の材料のシートでもよい。スペーサとサポートはこの分 解図に含まれていない再び図１ａからｌｄによれば、発生される電気エネルギー は実質的に純粋の交流の正弦波であり、電流は、コンデンサ（１３）、およびこ こで並列に接続されているコイル（１０）および（１４）によって形成される平 行共振あるいはタンク回路内を流れる。正弦波の純度（ｐｕｒｉｔｙ）は負荷、 事実上、共振回路のＱに従属する。ＬＣ回路のＱが３である典型的負荷条件の下 、交流の第３高調波は図１０に示される実施例において基本波の振幅の約５％に 減らされ、第５高調波は約２％である。

コイル（１４）又は（１４ｄ）は分相変成器として知られている。それは好まし くは強磁性体コアに巻かれ、供給電流を流す中央タップを存す。この第２三端子 インダクタを共振電力供給装置に加える利点は、共振電流のただ小さい部分（ｆ ｒａｃｔｉｏｎ）のみかこのインダクタを通り、それ故それは大きい必要かない ことである。配電の目的のために場合によって数百メートルの長さに長く伸びた ループを形成する場合、あるいは負荷の非対称か誘導加熱適用時に起こる場合の ように、共振インダクタ自身に中央タップを備えるのか不都合であるときに多く 適用される。図１０に示されるように、（ＬＩＯＩ）へは、この好ましい実施例 においてブリッジ整流器（ＢＲＩＯＩ）により構成されるリプルを含んだＤＣ供 給部から減結合チョーク（ＬＩ０２）を通して電流か供給される。（ＬＩ０２） は、電力源を電圧源よりむしろ電流源にする。整流器へは直接配電網から、ある いは何らかの手段によってより低いあるいは高い電圧に変圧されて、供給される 。ＤＣ供給部は、平滑することかできるけれとも、（経済性のため、そして特に 機能」二共振電力供給装置の入力力率か１に近いように）実質的にリプルを含み 、非調整である。

図１０の共振電力供給装置において用いられる一対の能動切り換えデバイスは、 好ましくは半導体スイッチ−（ＱＩＯＩ）および（Ｑ１０２）である。それらは ここで電力用金属酸化膜シリコン電界効果トランジスタあるいはＭＯＳＦＥＴと して記載されているか、ＩＧＢＴ　（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、あ るいはＧＴＯ（ゲート・ターンオフ）サイリスタ、あるいはその他の適切な半導 体スイッチでもあってもよい。変形例の◆ｎ囲の表示はまた図１に示唆されてい る。幾つかのＩＧＢＴデバイスは、この設計において経済的なタイプのスイッチ を提供する。スイッチ・デバイスは、−図１０に示されるように−Ｆの制御モジ ュール（誘導隅台制御卸器）から引き出されるゲート信号によ−って、共振タン ク回路の一方から、次に他方から流れるように、電流を交互に切り換える。制御 器の回路の詳細は、図ＩＩにブロック線図どして、訂細か図１１ａ　−１１ｅに 示されている。半導体スイッチは好ましくは、中間の一部通電状態かないように 、完全にオンか完全にオフに作動される。制御パルスは、高調波の発生を最小に するために、好ましくは共振二次電流のサイクルの５０％の固定デユーティ−サ イクルをもって発生される。

出力ドライバーは、電流制限手段としであるいは出力制御手段として使用するこ とは禁止されている場合、どちらの半導体スイッチもオンにされることはない。

両スイッチが同時にオンされることがあれば、共振電流はそれら両方を通って流 れる。

この構成の変形において、ペアの追加スイッチが主切り換えデバイスと並列に接 続される。各追加ペアの各スイッチは、共振コンデンサと比べて小さい整合調節 コンデンサを直列にもつ。各ベアの追加スイッチは、臨時の容量をＬＣ回路に接 続するためにオン状態に保持され、それによって周波数を調節する手段か提供さ れる。

逆ダイオード（０１０１）、　（ＤＩ０２）が、過渡電流に対する防護のために 半導体スイッチの両端に接続される。これらは、幾つかのタイプのスイッチに対 してスイッチ内に統合されることができる。この実施例において、それらは１２ ００Ｖ電子なだれダイオードである。

共振周波数において制御パルスを出力する図１の共振制御器（１９ａ）、　（１ ９ｂ）、　（１９ｃ）は、好ましくは同期信号を共振コイルと制御半導体間の各 接続点から得る。制御器は好ましくは調理鍋の負荷、あるいは調理鍋かコイル近 辺に置かれたことを感知することができ、鍋が近くにない場合、出力を実質的に 禁止することかできる。好ましくは、ゲート制御パルスの出力を、制御されてい るか非周期の再現率で、無作為に選はれる交流配電網の半周期期間、禁じること により、熱の比例制御を行うことか可能である。調理の開始および持続時間を予 め決めるためにスト−ブ又は調理器具において通常用いられるタイプの計時クロ ックをまた備えることができる。選択的に温度の閉ループ制御のための食物温度 の熱センサを備えることができる。あるいは、沸騰によって引き起こされる振動 撹拌の検知を制御入力とすることかできる。

図１０．　Ｉｌａ、およびＩｌｂは誘導調理器具あるいは調合のもう一つの実施 例を記述する。

図１Ｏは組合回路の全体を示す。制御器は、図１１ａからｌｉｅに詳細にブロッ クで示されている。交流配電網電源入力は左側で、らせん状のエレメント・コイ ルは右側である。配ｒｔ、ｍｓ圧はブリッジ整流器（ＢＲＩＯＩ）に印加され、 フィルタコンデンサがないのでｌに近い電力力率となる。ＩＬＩＦコンデンサ（ ＣＩＯＩ）は放射妨害を最小にし、インダクタ（ＬＩ０２）は電圧制御電力を電 流源に変換する。抵抗（ＲＩＯＩ）はブリーダである。リプルを含む直流電流は インダクタ（ＬＩＯＩ）の中央タップに供給され、０．１オーム電流感知抵抗（ Ｒ１０２）を流れて戻される。用意された半導体スイッチ（Ｑ１０１）および（ Ｑ１０２）ハ、１４００Ｖ、　＋２Ａ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧ ＢＴ）である。共振回路は、インダクタンス（Ｌｌｏｏ）および容量（Ｃｌ０２ ）（０，１７μＦ）から形成される。コンデンサ（Ｃｌ０３）および（Ｃ１０４ ）と共に、逆過渡電流をバイパスするために電子なたれダイオ−１’　（＋２０ ０Ｖ定格（ＤＩＯ！およびＣ１０２））か備えられる。

図１１は電力供給装置の誘導し−タ実施例のための好ましい制御器を示す。（図 １１ａからｅは、回路の詳細を示す）。図１１において、（１１００）は制御器 全体を示す。交流配ｔｍｔ源は信号としてブロック（１１０１）に供給され、そ れは信号の存在を感知し、信号を調節しく即ち、フィルタリングし）、人力配電 網がゼロである瞬間を検知し、信号を他のモジュールに供給する。モジュール（ ＋１０２）、非周期的電力制御装置は、配電網に関連したパルスを１つの入力と して、ユーザー制御装置（＋１０３）　（ここではポテンショメータとして示さ れている）の設定を別の入力として受け取る。このモジュールは、トランソスタ ・ドライバーに交互に出力される信号をランダムに中断する信号を発生し、その 結果、ユーザーの望みの熱設定が、「オン」時間対「オフ」時間の比例量に変換 される。もう一つの入力モジュールは電流感知モジュール（１１０５）で、故障 状態、特に適切なタイプの調理容器の存在あるいは不在を示す電流レヘルを確認 するために共振回路への供給電流を検査する。それは、調理鍋かない場合、ある いは電流トレンか高すぎる場合、否定信号を作り出す。これら否定信号およびモ ジュール（１１０２）からの信号はモジュール（１１０４）に送られ、モジュー ルはこれら否定信号を交流配電網のゼロ交差信号とリンクさせ、その結果、否定 は入力配電網の整数サイクルの間のみ作用する。モジュール（１１０６）は、ｒ ＡＣＯＫ　Ｊ　、および「否定ドライブ」信号を他のモジュールから受け取り、 また共振回路の各側の電圧を、ＩＧＢＴ　ｌ−ランジスタのコレクタに近接した 位置からサンプルする。このモジュールは、固有共振電流か存在しない場合、人 工パルス発生器を有し、また、利用可能な場合、かつ否定信号がない場合、感知 された固有共振電流を、ゲートｌおよびゲート２への相補的出力を同期するため に用いる手段を有している。否定信号かある場合、ゲー１〜１にもゲー１−２に も駆動パルスは送られない。

図１１ａからｌｉｅは単一の回路の各部であり、ＸＩあるいはＩ７のような数字 は図面間の接続を示す。この回路はもちろんこの組合適用に対し選択される機能 の１つの可能な実施例にすぎない。それは経済性のために、同等の機能を与える 他の回路、あるいはより好ましいマイクロプロセッサおよび少数の補助素子によ って置き替えることかできる。

この回路は、相補的ゲート駆動−否定されることかできる−を、図１１ｂの右下 から図１０の２つの半導体（ＱＩＯＩ）および（ＱＩＯ２）に出力する。パルス の正しいタイミングを決定するために、回路は好ましくは以下の信号を人力する 。

ユーザー熱設定−図１ｉｅの中央すぐ下のＶＲＩ、現ザイクル位相角−図１１ｂ の左上の人力ＶｃｌおよびＶｃ２　（これら信号は図１０のスイッチ・デバイス （ＱＩＯりおよび（ＱＩＯ２）のコレクタ電圧の信号）、 電流感知−図１１ａの左下の入力Ｉ、い３９、交流ＨＩＥ　−ｆｆｆｌ　ｌｌａ の左上にＶａｃとして示される、器具検出器−図１１ｃの左下において、１．い 、、の電流値か基準値と比較することにより検出される。

この回路の特別態様は以下である （光の反復ちらつきあるいは池の配電網の駆動装置への他の悪い影響を避けるた めに）、非周期的あるいは疑似ランダムに（直流負荷を避けるために）配電網電 源の半サイクルの偶数倍の間ＩＧＢＴゲート駆動を禁止することによって消電を 中断することができるように、Ｖａｃ（配電網）入力および調整が要求される。

それ故、図１１ｃの上の配電網上口交差検出器（ｌｃｌｄ）、　（ＩＣＩＯｅ） は、（ＩＣＩａ）、　（ＩＣ［ｂ）、および（［ＣＩｃ）を経て低域フィルタリ ングされた入力配電網電源か供給される。

また配電網検出器かあり、それは（図１１ａの（ＩＣ２ａ）、　（ＩＣ２ｂ）か ら）整流された信号か供給され、その信号を図１１ｃの演算増幅器（ＩＣ２Ｃ） および（［Ｃｌ０ｄ）において基準値と比較する。（後者はシュミットトリガ素 子で、アナロク信号をクリーンなディジタル変形にする）すへてのアナログ制御 入力は図１１ｃの右」二のフリップフロップ（ＩＣ８ｂ）の供給交流配電網信号 と同期され、その結果、ＩＧＢＴドライバーの禁止は入力配電網の上口交差のと きのみ作用する。

図１ｉｅの中央のユーザーアクセス可能電力制御は、仕事に対して要求される全 出力の一部に相応する平均「デユーティ−サイクル」をもって、ＩＧＢＴドライ バーか非周期的に否定されるようにする。図１１ｅの上半分の疑似ランダム２進 数値発生器は非周期的否定パルスのハードウェア発生器である。それはディジタ ル・アナログ変換器（ＤＡＣ）（ｌｃＩ４）に連結された２進計数器（［Ｃｌ３ ）から成る。論理ゲートＣｌＣｌ＋）、　（ＩＣＩ２）、および（ＩＣ＋５）に 応してランダムに増大するＤＡＣ出力は、（ＩＣＩ８ａ）内のアナログ制Ｈ！圧 と比較され、比較の結果は制御同期装置（ＩＣ６ｂ）　（フリップフロップ）に て配電網と同期され、［ＧＢＴゲートを制御ライン（ＸＩＯ）を通して否定する のに用いられる。

強められるへき実電流がない場合において、共振電流の流れを開始するために、 始動クロックか図１１ｂの右上のクロック発生器内に備えられる。この回路は大 体組合の共振周波数のパルスを発生し、一方、（ｌｃ２４ｂ）、　（ＩＣ２２ａ ’）、および（ＩＣ２２ｂ）は固有共振入力か十分になるど、切り換えを行う。

供給電流かりップルを含んでいるときには、共振電流の流れを人為的に開始させ ることは、配電網電源の半サイクル毎に可能である。

［ＧＢＴドライバー（図１１ｂの下部分）（ＩＣｌ３）は、好ましくは、特に容 量性負荷を素早く駆動するために製造された（ｌｃＬ７６６７）集積回路である 。

実施例２、可動車両用誘導伝達電源 この実施例では、誘導手段によって、軌道に沿って移動する車両に原動力を供給 する軌道のインダクタにエネルギーを供給する。それは高調波成分の少ない実質 的に中間周波数の交流電力の発生する装置を備え、なお実質的に１に等しい力率 の交流配電網電源か実現される。中間周波数交流による磁界かインダクタから放 射され、各可動車両内又はその下に置かれたピックアップコイルか誘導される図 ３．４．および５　（制御器の詳細）と共に図２（全体）は、図１の回路を応用 したものである。電力供給装置全体はブースト変換器およびバック変換器の両方 を備え、これら変換器は、共振変換器に供給される直流電力を制御する。ブース ト変換器出力は、好ましくは少なくども４００■の高圧て、その結果、通常２３ ０■の交流配電網電源入力は実質的に１．０の力率か示される。その他の配電網 電圧もそれぞれ異なる母線電圧に適合させられる。主としてＶ　ｌ　−ｘ　πの 電圧の共振変換器に接続されるトランジスタの電圧制限のために、バック変換器 はこの高い母線電圧を好ましくは１６０ｖに減少する。バック段はまた、ブース ト股肉で与えるのか比較的離しい電流制限特性を与える。

図２によれは、左上において交流配電網電源は従来、過渡サプレッサ（ＭＯＶ２ ０１）およびコンデンサ（Ｃ２０１）を経て単相ブリッジ整流器（ＢＲｌ）に供 給される。（より大きいシステムは三相電源を用いることかできる）。整流器か ら出力された直流電流は変換器段の方へ流れ（ブースト制御器−図３参照−プラ ス関連する素子、　Ｑ２０１．　Ｑ２０２、　Ｃ２０１，Ｃ２０２，Ｄ２０＋、 　Ｃ２０２−Ｃ２０５）　、それから相互接続点（Ｚｌ）および（Ｚ２）を通り 、バック変換器段（バック制御器−図４参照−プラスＱ２０３．　Ｃ２０３，Ｄ ２０２．　Ｒ２０４，Ｃ２０６およびＣ２０７）へ流れる。

バック制御器回路によって配電されたインダクタ内の電力レベルを制御し、また 保護的電流制限機能を備えることか可能である。電流制限に対し、（Ｒ２０２） および（Ｒ２０４）は電流センサとして作用する。

最後に、図の下部分の共振変換器に、直流電流か供給される。共振変換器は、共 振制御卸器（図５参照）、および（Ｔ２Ｏ１）−次コイルおよび（Ｃ２０８）（ 共振回路）　、（Ｑ２０４）および（Ｑ２０５）、および−次中央タツブへの（ Ｃ２０４）から成る。（Ｔ２Ｏ１）は、共振電力供給装置によって発生される磁 気エネルギーか生み出され用いられる場所と考えることかできる。（Ｔ２Ｏ１） の二次コイルは、実際、好ましい太さワイヤの好ましい少数の巻線であり、−実 施例において−コネクタに恐らく１から２　Ｋｗの低７１ＩＩｌｆ、中間周波数 正弦波か現れる。他の実施例において、（Ｔ２Ｏ１）の−次インダクタンスは、 実際、可動車両のための軌道あるいはルー１へに沿って敷設されたワイヤである 。しかしなから、電気的に孤立された供給電源を１つの区域に配電することか望 ましい場合かある。そしてこの場合には変成器を絶縁させることか好ましい。

誘導ループ動力供給車両システムに対するエネルギー変換器は、電源か供給され 接続されると、エネルギーを与えられる軌道の導体に出力する。出力は、安全性 のため、また操作上の考慮のため好ましくは低電圧、高電流、中間周波数交流と される。

これは、電気的に絶縁された出力であり、電力を供給する導体か作業空間を通し て敷設されている応用例に適している。半導体デバイスは正弦波出力を生み出す ために、一部導電モードなしの純粋スイッチとして駆動され、共振設計は最小の 切り換え損失を与える利点をもつ。実際的な電力レベルの高調波は無線スペクト ルに電磁妨害現象を引き起こすに十分であることから正弦波出力であることか望 ましい。動作周波数を従来のスイッチモード電力供給装置の動作周波数より高く することかてきる。というのは、切り換え損失がより低く、無線周波数妨害はよ り少なく、漏れインダクタンス問題がないからである。しかしながら、もし低損 失ワイヤが用いられなければ、変換器伝導損失はより高い傾向かある。誘導電力 伝達効率はより高い周波数によって改善されている。

図３はブーストＤＣ−ＤＣ変換器制御器の詳細な回路を示す。それは３００■交 流ピーク波形（公称　２３０■の配電網入力）を約３アンペアまで働く約４００ ｖに変換し、入力において、他の消費装置のために配電網電源の波形を維持する のに望ましい力率１とする。

制御器への入力は以下である・左上の電源（Ｖｄｃ＋）、（Ｖｄｃ＋はブロック 出力である、感知目的のため）　、　Ｖｒｅｃｔ、（右上）およびＩ８゜１５． （中央下）、すへては接地される。出力は以下である：切り換えデバイス（Ｑ２ ０りのために比例制御計算の結果に応じて間欠的に出力される第１ゲート、（右 中央）、およびラフｌ−スタート・デバイス（Ｑ２０２）のための第２ゲート（ 下右端）。

左上で始まり、（Ｖｄｃ＋）は抵抗列で分圧され、クォーターＬＭ３２４．　（ ［Ｃ３０１ａ）によって緩衝（バッファ）される。信号は整形および時間従属変 更のために右へ進み、加算点を通り、オツシレータである中央右のりオーターＬ Ｍ３３９（ｌｃ３０２ｄ）に入力される。ここで発生されるパルスの周波数ある いはデユーティ−サイクルは、Ｖｄｃ＋に従属し、ＩＣＬ７６６７ハツフ了（［ Ｃ３０３ａ）を通過して制御装置ゲートに送られる。

左側を下っていく信号は、主としてシステムの始動に関係しており、制御デバイ ス（Ｑ２０２）に゛ノフトスタート駆動を与える。（ｌｃ３０２ｂ）は、この信 号を時間従属比較器（ＩＣ３０２ｃ）に送るため増幅する。比較器はハーフ［Ｃ Ｌ７６６７、　（ｌｃ３０３ｂ）を駆動し、それは電流制限抵抗を経て［ソフト ］においてトランジスタ（Ｑ２０２）を駆動する。

図４は、バックＤＣ−ＤＣ変換器制御器の回路を示す。この回路の目的は、ブー スト変換器の出力の電圧を下げ、また電流制限を与えることを含む。

人力は以下である　ＶＤＣ＋およびＶＤＣ−（左」二）、接地、およびＩ　Ｂｅ Ｎ０　（両者は中央左および中央少し上および右）。１つのゲート制御出力か、 （Ｑ２０３）に、右中央において備えられ、ソフトスタート制御出力かまた下中 央に備えられる。後者は、またソフトスタート特性をもつブースト制御器か設置 される場合用いられない。

回路内に幾つかの信号経路かあり、左上において差動増幅器としての１、Ｍ３２ ４（ＩＣ４０１ａ）によって始まり、中央下の２つのＬＭ３３９（ＩＣ４０２ａ 、　１ｃ４０２ｄ）に収束し、それは振動し、駆動パルスを作り出す。それは制 御デバイス（Ｑ２０３）のケートに出力されるため、［ＣＬ７６６７バツフア（ ＩＣ４０３ａ）によって増幅される。

図５は、共振変換器制御器の詳細な回路を示す。（これは図１１に示されたしの より簡単な実施例である。例えばこれは、電力制御は代わりに図３および４のハ ック／ブースト制御器段によって与えられるので、両スイッチをオフにさせる手 段を欠いている。）この回路の目的は、共振回路を実質的にその共振周波数にお いて交互に駆動する半導体スイッチ（Ｑ２０４）および（Ｑ２０５）に相補的駆 動パルスを与えることである。左上のＶＣＩおよびＶＣ２は、各デバイスのコレ クタから取られた入力である。ハーフＬＭ３１９比較器（［Ｃ５０１）は、それ らを共振周波数のパルスに変換する。これは論理回路を通され、論理回路は（［ Ｃ５０１）から自然クロックか、あるいは人工パルス列を選び、対のドライバー デバイス（ＩＣ５０４）タイプ［ＣＬ７６６７に送る。ドライバーデバイスはｌ ・ランジスタ（Ｑ２０４）および（Ｑ２０５）を右下の出力から駆動する。１つ のドライバーはその前にシュミット・インバーター（ＩＣ５０５の一部）、タイ プ４０１０６か置かれ、その結果、相補的パルスか常に生み出される。ＬＭ３１ ９の他方のハーフＣＩＣ５０２）は、Ｖｄｃの一部を基準電圧と比較し、Ｖｄｃ が第１状態を論理回路内に設定するに十分高い場合、状態を変える始動機能を備 える。これは、（ＩＣ５０５）（ａ　４０１０６）および（［Ｃ５０６）（ａ　 ４０１９）の論理エレメントを経て、図５の右上のクロック・デバイス−（ＩＣ ５０３）（ａ　４０６０）を駆動停止する。クロック・デバイスは、（Ｔ２０１ ）−（Ｃ２０８）における可能共振電流の検出に先立ち駆動パルス列を発生する ことかできる。

図６は、実施例１−　誘導隅台に関連して説明された。

実施例３．可動車両用誘導伝達電源 この実施例は先の例に似ているか、電力を著しく長い軌道に効率的に与える好ま しい手段を組み入れている。この軌道はより高いインダクタンスを示し、それ故 必要な電流を生み出すためにより高い電圧を要求する。実施例の全体配置は図７ に図式的に示され、そこにおいて左の変圧器（Ｔ７１）は電力変換器および終端 の軌道を電気的に孤立させる。電力用半導体スイッチは（Ｑ７１）および（Ｑ７ ２）として示され、共振回路は中央タップインダクタ（＋７１）およびコンデン サ（Ｃ７１’）から構成される。実際の軌道は２つのインダクタンス（１７２） および（＋７３）として示される。注意すへくは、この特別の実施例において離 れた端にコンデンサかなく、軌道は、分離、絶縁二次巻線からよりむしろインダ クタ（＋７１）の各端に直接接続されることである。−例において、この例では 約４４０ｖの実効電圧を与えた。図７のシステムは他の点て上に記述されたこの 誘導電力供給の第１実施例のシステムになそらえうる。

実施例４．可動車両用ピックアップコイル−次導体からのエネルギーの結合およ びピックアップを改善するために、強磁性体材料、好ましくはフェライトを採用 することか見いたされた。１つの好ましい実施例は、多くの（例えば２０の）「 Ｅ」形フェライトブロックを用意し、外側の２つの技を切り離し、それによって 「Ｔ」部分を作り、これらベースで結合された対においてを文字ｆｉＪの形に用 いることにより構成された。このようにして作られた一例のピックアップコイル は、２４０　ｍｍの長さ、５０　ｍｍの幅で、好まし・（は「Ｉ」本体の各側に 対称的に巻かれた一次導体を有す。

図８は、別の好ましいピンクアップコイルを通る断面を示し、そこで（８１）お よび（８１′）は、固定軌道（８６）からのスタンド上のケーブルダクト内に取 り付けられた外向きおよび戻り軌道導体（即ち、−次巻線）を表す。（８２）は 、ホルＩ−（８５）およびナツト（８５’　）でベースか（８８）で示される可 動車両に取り付けられた二次コイルのフェライトコアである。（８４）および（ ８４”）は、二次コイルの巻線の外向きおよび戻り断面である。すへての導体は 好ましくはリッツ線である。好ましくはターンの数は、コイルの固有インダクタ ンスが最適インダクタンスのための式に従って設定されることによって決定さけ る。： Ｌ＝Ｒ’ＭＩ／ＶＣ 但し、■　＝　軌道電流実効値 Ｒ’＝　同調コイルコンデンサの両端の負荷抵抗Ｖ０−　負荷の出力電圧実効値 Ｍ　−コイルと軌道間の相互インダクタンス。

この式か用いられる場合、ピックアップコイルを同調するのに追加インダクタン スは必要とされない。

図９は、回復される電圧か大きすぎる場合、二次あるいはピックアップコイルを 共振状態から離調するための好ましい手段を組み入れたピンクアップコイルの２ つの変形を示す。大きすぎる共振の１つの不利な点は、電流か軌道からおよび供 給電流を分ける他のトロリーから流出することである。この実施例は、どの中間 周波数電力供給装置および誘導軌道配置実施例とも連携して用いられる。

図９ａにおいて、半導体スイッチ（Ｑ９０）はダイオード（ＢＲ９０）のブリ、 ｌノの両端に配置される。ダイオ−１〜ブリツノは共振電流を負荷デバイスによ って用いられるように整流する。また電流は（、Ｑ９０）を通して一方向にのみ 流れる。比較器（０９０）は、ブリッジ整流器（ＢＲ９０）による整流およびコ ンデンサ（Ｃ９０ａ）によるフィルタリング後、出力電圧をピンクアップコイル （Ｌ９０）および（Ｃ９０）から成る共振回路からサンプルする。出力電圧（実 際はその一部、分圧器列によって決定される）か、比較器（０９０）に与えられ る基準レベル（Ｖｏｒｅｆ）を越えている場合、スイッチ（Ｑ９０）はＯＮにさ れ、それによって共振回路を短絡する。出力電圧（Ｖｏ）はそれによって減少さ れる。ヒステリソスは（Ｒ９０ｈ）を使用することによって生じられる。それに よって、好ましくは１００　ｍＳを越える比較的緩慢な周期て、回路を開いた状 態と短絡させた状態とか交互に繰り返される。このプロセスは、負荷か軽い場合 、より頻繁に繰り返される。それは二次コイルを軌道から減結合する望ましい効 果をもつ。そうてなけれは、軽い負荷の二次デバイスの結果生しる高い循環共振 電流は、さらに軌道に沿った他の消費装置−＼の電力の伝達を実質的に妨げる。

ダイオード（Ｄ９０）は、電荷か蓄えられることを防ぎ、好ましくは電力用ＭＯ ３ＦＥＴ　ｌ−ランノスタである半導体（Ｑ９０）を通過するのを防ぐ。

図９ｂは代替を示し、そこでは第２二次コイルか短絡され、それによって主二次 コイルを減結合する。図９ｂにおいて、半導体スイッチ（Ｑ９２）はダイオ−１ 〜（ＢＲ９２）のブリツジの両端に配置され、ダイオードブリツノは電流を（Ｑ ９１）を通して一方向にのみ流す役割を果たす。比較器（Ｑ９２）は、ブリッジ 整流器（ＢＲ９１）による整流およびコンデンサ（Ｃ９１ａ）によるフィルタリ ング後、電圧を主ピックアップコイル（Ｌ９１）からサンプルする。それか基準 レベル（Ｖｏｒｅｆ）を越えている場合、スイッチ（Ｑ９２）はＯＮにされ、イ ンダクタ（Ｌ９１）と共にフェライトに巻かれた二次あるいは補助インダクタ（ Ｌ９２）は短絡される。スイッチ（Ｑ９１）によるこの短絡作用は、磁束かコイ ル（Ｌ９１）と交差するのを防き、それ故それへの電力の伝達を防ぐ。出力電圧 （ＶＯ）はこれによって減少され、−次軌道への循環電流の作用は実質的に減少 される。

最後に、この共振電気エネルギー変換器あるいは共振電力供給装置および関連す る応用例の多くの他の形態か、この分野の技術者に明らかにされていることか認 識されるへきてあり、そのような変形例はこの発明に含まれる。例えは我々は、 蛍光灯に給電するのに適した電力定格をもつ実施例を開示しなかった。我々は、 現存の多キロワットの電気モータ負荷を有すレール保管システムに給電できる実 施例を特に開示しなかった。我々は、高いあるいは低い周波数定格に達する実施 例を開示しなかった。だが我々は、４００　Ｈｚ実施例か（例えは）全く実行可 能であると考える。我々は改善された半導体スイッチか連続的に発売されている ために、すてに知られているす・＼での半導体スイッチを試して見たわけてはな い。

特にことわらない限り、全てのダイオードはｌＮ４１４８タイプである。

！ＧＩＩＴドライバー ｌＮ４１４８タイプである。

国際調査報告　。、ア、。。。つ７゜、Ｌ６゜、　、、、−＝−ＰＣＴ／ＧＢ　 ９２１０１４６３国際調査報告 フロントページの続き （８１）指定国　ＥＰ（ＡＴ、ＢＥ、ＣＨ，ＤＥ。

ＤＫ、ＥＳ、ＦＲ，ＧＢ、ＧＲ，ＩＥ、ＩＴ、ＬＵ、ＭＣ，ＮＬ、ＳＥ）、０Ａ （ＢＦ、ＢＪ、ＣＦ、ＣＧ、ＣＩ、　ＣＭ、　ＧＡ、　ＧＮ、　ＭＬ、　ＭＲ， ＳＮ、　ＴＤ、　ＴＧ）、　ＡＴ、　ＡＵ、　ＢＢ、　ＢＧ、　ＢＲ，ＣＡ、　 ＣＨ，Ｃ３゜ＤＥ、ＤＫ、ＥＳ、ＦＩ、ＧＢ、ＨＵ、ＪＰ、ＫＰ、ＫＲ，ＬＫ、 　ＬＵ、　ＭＧ、　ＭＮ、　ＭＷ、　ＮＬ、　ＮＯ，ＰＬ、ＲＯ，ＲＵ、ＳＤ、 ＳＥ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．３端子を有し、その中間端子が電源（１５ａ）の第１端子に接続された共振 誘導ユニット（１０ａ）と、 ２端子を有し、その各端子が前記誘導ユニットの相応する外端子に接続され，そ れによってその固有共振周波数またはそれに近い動作周波数を有す共振回路（１ １ａ）を構成する共振容量ユニット（１３ａ）と、 を備えた、周期的に変化する磁界を発生させる共振電力供給装置であって， 前記共振回路の相応する端子と前記電源の第２端子間に接続された、それぞれ開 閉自在な一対の制御可能切り換えデバイス（１８ａ，１８ａ）と、 前記切り換えデバイスの各々に結合され、共振回路の動作周波数に相応するレイ トで、各切り換えデバイスを交互に、そして他方の切り換えデバイスの状態が反 対の位相にあるように、開閉させることができ、それによって使用中，共振電流 が切り換えデバイスの操作によって供給され、共振電流は切り換えデバイスを通 過せず，磁界を誘導ユニット（１０ａ）に発生させる制御手段（１９ａ）と、を 備えることを特徴とする。 ２．請求項１に記載の共振電力供給装置であって、対の制御可能切り換えデバイ スは、交流電源（１５ｃ）から給電されるに適した双方向切り換えデバイス（１ ８ｃ，１８ｃ′）であることを特徴とする。 ３．第１の２端子共振誘導ユニット（１０ｂ）と、２端子を有し、その各端子が 前記第１誘導ユニットの相応する端子に接続され，それによってその固有共振周 波数またはそれに近い動作周波数を有す共振回路（１１ｂ）を構成する共振容量 ユニット（１３ｂ）と、 を備えた、周期的に変化する磁界を発生させる共振電力供給装置であって， ２つの外端子および中央口出し端子を有し，各外端子は前記共振回路の相応する 端子に接続され，一方，中央口出し端子は電源（１５ｂ）の第１端子に接続され 、動作周波数において、比較的高いリアクタンスを示し，その結果使用中，実質 的に共振電流が流れない第２の３端子誘導ユニット（１４）と、 前記共振回路の相応する端子と電源の第２端子間に接続され、それぞれ開閉自在 な一対の制御可能切り換えデバイス（１８ｂ，１８ｂ′）と、切り換えデバイス の各々に結合され、共振回路の動作周波数に相応するレイトで、各切り換えデバ イスを交互に、そして他方の切り換えデバイスの状態が反対の位相にあるように 、開閉させることができ、それによって使用中，共振電流が切り換えデバイスの 操作によって供給され、共振電流は切り換えデバイスを通過せず，磁界を第１の ２端子誘導ユニット（１０ｂ）から発生させる制御手段（１９ｂ）とを備えるこ とを特徴とする。 ４．請求項３に記載の共振電力供給装置であって、電源（１５ｂ）が定電流電源 であることを特徴とする。 ５．請求項３または請求項４に記載の共振電力供給装置であって、制御手段（１ ９ｂ）は、さらに共振回路に供給される電力を制御するために両切り換えデバイ スを非周期的に同時に切る（だが同時にオンにされない）ことができるようにし たことを特徴とする。 ６．請求項５に記載の共振電力供給装置であって、制御手段は、共振電流内のゼ ロ交差事象に応答するセンサーからなる感知手段を含み、またはそれに接続され ることを特徴とする。 ７．請求項６に記載の共振電力供給装置であって、動作周波数が４５０Ｈｚから １ＭＨｚの範囲内であることを特徴とする８．囲いの上又はその中に支持され、 電源に接続された少なくとも１つの誘導発熱体をもつ誘導加熱／調理器具あるい は設備であって、前記電源は請求項６に記載された少なくとも１台の共振電力供 給装置から成り，２端子共振誘導ユニットは、少なくとも１つの誘導発熱体から 成り，低損失強磁性体材料（６７）の裏張りをもつ平らならせん形（６４）に形 成されていることを特徴とする。 ９．請求項４に記載の共振電力供給装置であって、２端子共振誘導ユニットは、 誘導電力配分システムの一次コイルを形成するに適した、長いループ状の導電性 材料（１０ｄ）から成ることを特徴とする。 １０．請求項８に記載の共振電力供給装置であって、動作周波数が１ｋＨｚから １００ｋＨｚの範囲内であることを特徴とする。 １１．請求項９に記載の共振電力供給装置であって、基本周波数は、（ａ）共振 インダクタ（１０３，１０３′），または（ｂ）共振コンデンサ（Ｃ１０，Ｃ１ ０′）の少なくとも１つの値を手動または自動で調整することにより狭い制限値 内に調整されることを特徴とする。