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Die
Erfindung betrifft eine Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung
zur Erwärmung
von Speisen in Flugzeugen, umfassend:
- a. Zumindest
einen Anschluss für
ein Bordnetz, insbesondere ein Mehrphasen-Bordnetz,
- b. Zumindest einen an eine Phase eines Bordnetzes anschließbaren Netzgleichrichter;
- c. Einen dem zumindest einen Netzgleichrichter nachgeschalteten
Wandler, der ein schaltendes Element umfasst,
- d. Einen PFC-Controller, der den zumindest einen Wandler ansteuert,
- e. Einen dem Wandler nachgeschalteten Gleichrichter zur Erzeugung
einer Zwischenkreisspannung,
- f. Einen an die Zwischenkreisspannung angeschlossenen Wechselrichter.
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In
Flugzeugen werden zur Erwärmung
von Speisen herkömmlicherweise
mit Widerstandsheizung und Umluft betriebene Öfen eingesetzt. Diese Methode
der Erwärmung
von Speisen hat einen relativ schlechten Wirkungsgrad, verbraucht
also relativ viel Strom, die entsprechenden Öfen sind relativ schwer (großes Gewicht),
die Erwärmung
der Speisen dauert relativ lange und der gesamte Ofen wird sehr
heiß,
wodurch die Verbrennungsgefahr beim Küchenpersonal erhöht ist.
All diese Nachteile besitzen Induktionsöfen nicht.
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Für Induktionsöfen in Flugzeugen
gibt es besondere Anforderungen, die sich von herkömmlichen Anforderungen
von Induktionsöfen
unterscheiden:
- • sie müssen ein möglichst geringes Gewicht aufweisen;
- • Sie
müssen
an dem Flugzeugwechselspannungsversorgungsnetz arbeiten, d.h. Drei-Phasen-Wechselstrom
mit typischerweise 115Veff von Phase zu
Neutralleiter, mit Frequenzen von bislang 400Hz, in Zukunft variabel
360 bis 800Hz;
- • sie
dürfen
nur wenige Oberwellen (harmonisch Schwingungen) erzeugen.
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Vor
allem die Anforderungen bezüglich
der Oberwellen stellen eine zunehmende Herausforderung dar, die
durch die variable und erhöhte
Frequenz von 360 bis 800Hz noch zusätzlich vergrößert wird.
Die Anforderungen bezüglich
Oberwellen sind ausführlich
in J. Sun, „Analysis
and Design of Single-Phase PFC Converters for Airborne Systems", Industrial Electronics
Society, 2003. IECON '03,
The 29th Annual Conference of the IEEE 2–6 Nov. 2003, S. 1101–1108, beschrieben.
Um die Anforderungen zu erfüllen,
werden durch J. Sun aktive, den Verlauf des Eingangsstroms formende
Konverter (Wandler), so genannte PFC (power-factor correction) Konverter eingesetzt.
Ein PFC Konverter besteht dabei aus einem Inverter, der von einem
PFC Controller angesteuert wird. Die einem Netzgleichrichter nachgeschalteten
Inverter werden mittels des PFC-Controllers so gesteuert, dass möglichst
wenig Oberwellen erzeugt werden, also ein möglichst sinusförmiger Strom
aus dem Netz gezogen wird. Die auf dem Markt befindlichen PFC-Controller
sind jedoch für
die landgebundenen Stromversorgungsnetze mit 50 und 60Hz optimiert
und weisen bei 400 Hz und insbesondere bei bis zu 800Hz gewisse
Mängel
auf.
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Das
Prinzip dieser PFC-Controller beruht darauf, die Netzeingangsspannung
und den Netzeingangsstrom zu messen, und den Inverter so anzusteuern,
dass der Netzeingangsstrom möglichst
der Form der Netzeingangsspannung folgend verläuft. Dazu ist eine korrekte
Messung der Eingangsspannung und des Eingangsstroms wichtig. Bei
zunehmender Netzfrequenz treten jedoch einige Probleme bei dieser
Messung auf. Insbesondere werden als Problem Störungen im Stromverlauf bei
dem Nulldurchgang der Eingangsspannung identifiziert (zero-crossing
distortion). Sun konzentriert sich auf die Messfehler, die bei der
Strommessung auftreten können.
Diese verschlimmern sich bei zunehmenden Frequenzen und die erhöhten Anforderungen
bei Flugzeugbordnetzen führen
dazu, dass zusätzliche Maßnahmen
ergriffen werden müssen
um die auftretenden Oberwellen unter den geforderten Grenzen zu
halten. Vorgeschlagen werden eine Phasenkorrektur, eine sogenannte 'adaptive current
loop gain' oder
eine 'feedforward
control'. Diese
Maßnahmen sind
aufwändig
und führten
in Versuchen als alleinige Maßnahme
nicht zu dem erhofften Ziel.
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Zur
Vermeidung der „zero-crossing
distortion" wird
in Application Note AN1214 'Design
Tips for L6561 Power Factor Corrector in Wide Range' ST, S. 1–6, Dez
2000 vorgeschlagen, einen Transistor mit niedriger Drain-Source Kapazität Coss in einem Hochsetzsteller (Boost-Konverter)
einzusetzen, der gleichzeitig einen großen Einschaltwiderstand Rdson und eine niedrige Durchbruchspannung
aufweist. Vorgeschlagen wird ein Transistor STP6NB50 von SGS-Thomson.
Dieser besitzt zwar eine kleine Ausgangskapazität (110pF bei 25V), er ist aber
für die vorliegende
Aufgabe mit einem Einschaltwiderstand Rdson von
typisch 1,35 Ohm und einer Strombelastbarkeit ID von
5,8A völlig
ungeeignet.
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Des
Weiteren wird in Application Note AN1214 zur Vermeidung des o.g.
Problems vorgeschlagen, die Schaltfrequenz des Transistors zu erniedrigen.
Dies führt
aber zu größeren Induktivitäten des
Transformators des Konverters und damit zu einem höheren Gewicht,
so dass auch dieser Weg für Anregungsanordnungen
für Flugzeuge
nicht gangbar ist.
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Ein
weiterer Vorschlag richtet sich auf die Verringerung der Eigenkapazität der Induktivität des Hochsetzstellers.
Es werden zusätzliche
Isolationsbänder
oder Kammern in der Induktivität
vorgeschlagen. Die Induktivität
des Hochsetzstellers findet ihre Entsprechung bei dem Transformator
beim Sperrwandler. Die vorgeschlagenen Maßnahmen würde bei einem Sperrwandler
den Transformator größer und
schwerer machen. Zudem bestünde
die Gefahr, dass sich die Kopplung von Primärseite auf Sekundärseite verschlechtern
würde.
Das würde
die Streuinduktivitäten
auf der Primärseite
und der Sekundärseite
erhöhen.
In den Streuinduktivitäten
gespeicherte Streuenergie muss von zusätzlichen Snubber-Schaltungen
aufgefangen werden und in Wärme umgewandelt
werden. Für
eine hohe Streuinduktivität
müssten
größere, teurere
und schwerere Snubber-Schaltungen eingebaut werden. Zusätzlich würde sich
der Wirkungsgrad verschlechtern.
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Zudem
wird vorgeschlagen, die Kapazität des
Kondensators im Primärkreis
zu reduzieren. Die Verzerrung der Spannungsform wird hier auf eine
zu große
Kapazität
des Kondensators zurückgeführt. Diese
Kapazität
lässt sich
aber nicht beliebig verringern, weil dann andere Störungen in
das Gerät
einkoppeln können
bzw. auf das Bordnetz auskoppeln können.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, eine Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung dahingehend
weiterzubilden, dass sie in einem Frequenzbereich 360–800 Hz
an einem Flugzeugbordnetz bei geringer Oberwellenerzeugung einsetzbar ist.
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Diese
Aufgabe wird auf überraschend
einfache Art und Weise durch eine Fiugzeuginduktionsofenanregungsanordnung
der eingangs genannten Art gelöst,
bei der das schaltende Element als schaltendes Element mit einem
Einschaltwiderstand Rdson ≤ 0,1 Ω und einer
Eigenkapazität ≤ 200pF bei
Spannungen über
dem schaltenden Element ≥ 200
V ausgebildet ist. Eine Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung
mit einem derart ausgebildeten schaltenden Element zeigt bezüglich der
Oberwellen ein sehr gutes Verhalten. Die durch Sun vorgeschlagenen Maßnahmen
zur Vermeidung von O berwellen bzw. zur Vermeidung der so genannten „zero-crossing
distortion" sind
bei der erfindungsgemäßen Anregungsanordnung
nicht ausreichend. Während
im Stand der Technik die Meinung vorherrschte, ein gutes Verhalten
bezüglich
Oberwellen könne
nur erreicht werden, wenn ein schaltendes Element mit einem hohen
Einschaltwiderstand verwendet wird, wird erfindungsgemäß ein geringer
Einschaltwiderstand verwendet. Vorzugsweise ist die Eigenkapazität des schaltenden Elements 5 200pF
bei Spannungen über
dem schaltenden Element ≥ 200
V. Insbesondere kann das schaltende Element mit einer sich mit der
Spannung über
dem geöffneten
schaltenden Element ändernden
(Ausgangs-)Eigenkapazität
ausgebildet sein, wobei die Eigenkapazität mit steigender Spannung sinkt.
Dabei kann das schaltende Element bei Spannungen über dem
geöffneten
schaltenden Element 5 25V eine Eigenkapazität ≥ 5000pF aufweisen.
Diese Anforderungen erfüllen
insbesondere Transistoren der Reihen Cx von Infineon Technologies,
insbesondere ein IPW60R045CS, der vorzugsweise bei einer erfindungsgemäßen Anregungsanordnung
eingesetzt wird. Mit diesem Transistor wird ein besonders gutes
Verhalten der erfindungsgemäßen Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung
bezüglich
der Oberwellen erreicht.
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Die
Betriebssicherheit wird erhöht,
wenn der Wandler Mittel zur galvanischen Trennung aufweist. Dabei
kann der Wandler vorteilhafterweise als Sperrwandler ausgebildet
sein und das Mittel zur galvanischen Trennung als Transformator
mit einer Primärwicklung
und einer Sekundärwicklung
ausgebildet sein, wobei der Transformator eine Streuinduktivität von weniger
als 1μH
auf der Primärseite
und weniger als 1μH
auf der Sekundärseite
aufweist. Insbesondere mit einem ferritischen Kern ergibt sich so
ein Transformator mit guter Kopplung bei geringem Gewicht.
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Vorzugsweise
ist der Netzgleichrichter an eine Phase und den Neutralleiter angeschlossen.
Besonders bevorzugt ist es, wenn die Eigenkapazität des schaltenden
Elements sich nicht-linear mit der Spannung ändert. Dies bedeutet, dass
das schaltende Element bei relativ niedrigen Spannungen durchaus
hohe Kapazitätswerte
aufweisen darf, diese jedoch bei höheren Spannungen, die für die Anwendungen
des schaltenden Elements bedeutend sind, auf relativ niedrige Kapazitätswerte
fallen.
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In
bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein, dass
der Wandler einen Transformator mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung
aufweist, wobei die Primärwicklung
als Parallelschaltung mehrerer (Teil)Wicklungen und die Sekundärwicklung
als Serienschaltung mehrerer (Teil)Wicklungen ausgebildet ist. Durch
diese Maßnahme
kann der Transformator besonders streuarm ausgeführt werden.
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Vorzugsweise
sind die (Teil-)Wicklungen der Primär- und der Sekundärwicklung
miteinander verschachtelt auf einen Kern aufgewickelt. Insbesondere
kann der Transformator fünf
(Teil-)Wicklungen aufweisen, wobei die Primärwicklung die (Teil-)Wicklungen
W11 und W12 und die Sekundärwicklung
die (Teil-)Wicklungen W21, W22 und W23 aufweist, und auf den Kern
die (Teil-)Wicklungen in der Reihenfolge W21, W11, W22, W12, W23
aufgewickelt sind. Der Kern kann dabei als Formkern aus Ferrit-Material ausgebildet
sein. Ein derartiger Transformator ist besonders für hohe Frequenzen
geeignet.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
sind die Wicklungen aus Kupferflachband ausgebildet. Dadurch lässt sich
eine gute Kopplung bei geringen Streuverlusten realisieren. Eine
gute Kopplung von Primärseite
und Sekundärseite
ist wichtiger als eine niedrige Eigenkapazität des Transformators. Die Eigenkapazität aufgrund
des Kupferflachbandes wird durch die Verschachtelung reduziert.
Dadurch wird erreicht, dass die Energie möglichst vollständig von der
Primärseite
auf die Sekundärseite
gekoppelt wird. Jeder Koppelverlust führt dazu, dass die Diode auf
der Sekundärseite
nicht zum Leiten kommt und die Energie im Primärkreis bleibt, wodurch Oberwellen
und Verluste entstehen können.
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Wenn
der Transformator ein Übersetzungsverhältnis zwischen
1:1 und 1:2, vorzugsweise von etwa 1:1,4 aufweist, kann eine ausgewogene
Spannungsbelastung der in der Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung
verbauten Leistungshalbleiterelemente erzielt werden.
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Zwischen
den Netzgleichrichter, insbesondere dessen negativen Potenzial,
und einem Schutzleiter kann ein Entstörkondensator (Y-Kondensator)
angeschlossen sein. Diese Anordnung des Entstörkondensators ist der günstiger
als der direkte am Massepotential (Source-Potential) der schaltenden
Elemente. Zwischen Masse-Potential (Source-Potential) und dem negativen
Potenzial des Netzgleichrichters liegt ein niederohmiger Shuntwiderstand. Über dem Shuntwiderstand
fällt eine
Spannung ab, die vom PFC-Controller gemessen wird und die proportional zu
dem Strom ist. Wenn nun ein Y-Kondensator
zur Störunterdrückung eingebaut
werden soll, so wäre
es für
einen Fachmann nahe liegend, diesen zwischen Massepotential und
den Schutzleiter zu legen., weil das Massepotential das Bezugspotential
der Primärseite
und damit auch das Bezugspotential des PFC-Controllers ist. Dies
kann jedoch dazu führen, dass
Störströme über den
Shuntwiderstand fließen, die
zu Störungen
der Messung des Stroms führen und
damit zu Fehlern bei der PFC-Regelung. Deshalb wird der Entstörkondensator
erfindungsgemäß nicht
an das Massepotential gelegt, sondern an das negative Potenzial
des Netzgleichrichters.
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In
bevorzugter Ausgestaltung der Erfindung ist das schaltende Element
bei einer Frequenz > 200kHz,
vorzugsweise ≥ 250
kHz betrieben. Durch diese Maßnahmen
können
die Eigenschaften bezüglich
Oberwellen weiterhin ver bessert werden, da eine höhere Regeldynamik
realisiert werden kann. Außerdem
tritt weniger Blindenergie auf. Die Anzahl passiver Bauelemente
kann minimiert werden. Des Weiteren kann der Transformator kleiner
ausgeführt
werden, was kleinere Kernabmessungen und ein geringeres Gewicht
nach sich zieht.
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Besonders
vorteilhaft ist es, wenn für
jede Phase des Bordnetzes, insbesondere eines Drei-Phasen-Bordnetzes
ein Netzgleichrichter mit nachgeschaltetem Wandler, diesen ansteuernden PFC-Controller
und dem Wandler nachgeschaltetem Gleichrichter vorgesehen sind,
wobei alle Zwischenkreisspannungen zu einer gemeinsamen Zwischenkreisspannung
zusammengeschaltet sind. Alle Phasen des Bordnetzes, werden durch
diese Maßnahme gleichmäßig belastet.
Das Vorsehen aller genannten Komponenten in jeweils einem an eine
Phase des Bordnetzes angeschlossenen Pfad und die Zusammenführung der
Pfade auf eine gemeinsame Zwischenkreisspannung tragen wesentlich
zur Erfüllung der
Anforderungen an die Vermeidung von Oberwellen bei.
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Die
Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung weist vorteilhafterweise
einen Ausgangsanschluss zum Anschluss zumindest eines Teils eines Schwingkreises
auf. Die Induktoren, die zur Erwärmung
der Speisen verwendet werden, sind vorzugsweise Bestandteile eines
Schwingkreises, der durch die Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung angeregt
wird. Die Induktoren können
beispielsweise in Platten angeordnet sein, die unterhalb der Speisen angeordnet
sind. Dabei können
die Platten einen vollständigen
Schwingkreis, d.h. zumindest einen Induktor und zumindest einen
Kondensator aufweisen. Vorzugsweise ist dem Wechselrichter jedoch
zumindest ein Kondensator nachgeschaltet, der Teil des Schwingkreises
ist. Dies bedeutet, dass der Kondensator Teil der Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung
ist und nur noch ein oder mehrere Induktoren an die Flugzeuginduktions ofenanregungsanordnung
angeschlossen werden müssen.
Es müssen
in diesem Fall keine zusätzlichen
Kondensatoren angeschlossen werden bzw. in den Platten vorhanden sein.
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In
den Rahmen der Erfindung fällt
auch ein Flugzeuginduktionsofen mit mehreren Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnungen,
die von einer gemeinsamen Steuerung angesteuert sind. Dabei kann
jede Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung einer Platte mit einem
oder mehreren Induktoren zugeordnet sein. Die Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnungen
können
ebenso wie die Platten in einem Ofengehäuse übereinander gestapelt sein.
Sie werden alle durch eine gemeinsame Steuerung angesteuert.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden
Beschreibung von Ausführungsbeispielen
der Erfindung, anhand den Figuren der Zeichnung, die erfindungswesentliche
Einzelheiten zeigen, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale
können
je einzeln für
sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination bei einer Variante
der Erfindung verwirklicht sein.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in der Zeichnung schematisch dargestellt und
werden nachfolgend mit Bezug zu den Figuren der Zeichnung näher erläutert. Es
zeigt:
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1 eine
Explosionsdarstellung eines Flugzeuginduktionsofens;
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2 ein
Blockdiagramm einer Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung mit
Induktoren;
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3 eine
Detaildarstellung eines Sperrwandlers und nachgeschalteten Gleichrichters;
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4a einen
Eingangspannungsverlauf mit erfindungsgemäßer Ausgestaltung des schaltenden Elements
der Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung;
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4b einen
Eingangspannungsverlauf ohne erfindungsgemäße Ausgestaltung des schaltenden
Elements der Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung;
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5a,b
zwei Ausschnitte der Spannungsverläufe der 4a, 4b;
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6a die
Beschaltung eines Transformators des Sperrwandlers;
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6b eine
schematische Darstellung des Transformators.
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Der
in der 1 als Explosionsdarstellung gezeigte Flugzeuginduktionsofen 1 weist
ein Gehäuse 2 auf,
in das Platten 3, die jeweils zumindest einen Induktor 4 aufweisen,
eingeschoben werden können. Jeder
Platte 3 ist eine Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung 5 zugeordnet,
die jeweils Anschlüsse 6 zum
Anschluss eines Induktors 4 oder mehrerer Induktoren 4 aufweisen.
Alle Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnungen 5 sind
an eine gemeinsame Steuerung 7 angeschlossenen. Auf die
Platten 3 können
Tabletts (trays) mit Speisen zur Erwärmung gestellt werden. Die
Tabletts sind in ihren Abmessungen so gewählt, dass sie auch in Containern
oder in Wagen (trolleys), die vom Flugpersonal zur Verteilung der
Speisen verwendet werden, passen. Der Ofen 1 kann durch
eine Türe 8 verschlossen
werden.
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Im
Blockdiagramm der 2 ist eine Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnung 10 stark
schematisiert gezeigt. Die Spannung jeder Phase P1, P2, P3 wird
gegenüber
dem Neutralleiter N mit je einem einzelnen als Brückengleichrichter
ausgebildeten Netzgleichrichter 11, 21, 31,
der über
einen Anschluss 9 an das Bordnetz angeschlossen ist, gleichgerichtet.
Die so erzeugten Gleichspannungen werden auf je einen als Sperrwandler
ausgebildeten Wandler 13, 23, 33 gegeben,
der von je einem PFC-Controller 12, 22, 32 angesteuert
wird. Dieser PFC-Controller 12, 22, 32 sorgt
dafür,
dass ein weitestgehend sinusförmiger
Strom aus dem Netzanschluss gezogen wird und so die auf das Netz
wirkenden Oberwelienanteile gering bleiben. Die Ausgangswechselspannungen
des Wandlers 13, 23, 33 werden wieder
einzeln mittels Gleichrichter 14, 24, 34 gleichgerichtet
und dann auf eine gemeinsame Zwischenkreisspannung U4 gegeben. Die
Zwischenkreisspannung U4 ist durch die Ansteuerung der Wandler 13, 23, 33 einstellbar.
Dadurch erfolgt die Leistungssteuerung der Lastschwingkreise. An
die Zwischenkreisspannung ist ein gemeinsamer Wechselrichter 41 angeschlossen,
der die Lastschwingkreise mit Energie versorgt. In die Lastschwingkreise integriert
sind eine oder mehrere Kapazitäten 43 und die
Induktoren 15, 25, 35 zur Induktionserwärmung, die
die Speiseschalen erwärmen.
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In
der 3 sind beispielhaft der Wandler 13 und
der Gleichrichter 14 gezeigt, der einen Eingangsanschluss 50 für die positive
gleichgerichtete Spannung und einen Eingangsanschluss 51 für die negative
Spannung sowie einen Kondensator 52 zur Filterung aufweist.
Weiterhin umfasst der Sperrwandler 13 ein im Ausführungsbeispiel
als MOSFET ausgebildetes schaltendes Element 53, mit einem
Gateanschluss 54, einem Sourceanschluss 65 und
einem Drainanschluss 64. Am Gateanschluss 54 ist
der PFC-Controller 12 (nicht gezeigt) angeschlossen. Dieser
kann mittelbar über
eine Zwischenschaltung mit zusätzlichen
Treiberelementen an den Gateanschluss 54 angeschlossen
sein. Der Kondensator 55 ist inhärent im schaltenden Element 53 enthalten
und somit dessen Eigenkapazität,
die sich stark nichtlinear mit der Spannung ändert. Ein Transformator 56 mit einer
Primärwick lung 57 und
einer Sekundärwicklung 58 transportiert
die Energie von der Primärseite
zur Sekundärseite.
Der Gleichrichter 14 weist die Diode 59 und den
Kondensator 63 auf. Die Diode 59 richtet den mit
Hilfe des schaltenden Elements erzeugten Wechselstrom gleich, so
dass an den Ausgangsanschlüssen 60, 61 jeweils
eine positive bzw. negative Spannung anliegt. Der Kondensator 63 dient
zur Glättung
der Gleichspannung. Ein Shuntwiderstand 66 ist zwischen
Massepotenzial (Source Anschluss 65 des MOS-FET 53)
und dem negativen Potenzial (Eingangsanschluss 51 für die negative
Spannung) angeschlossen. Über
ihm fällt
eine dem Strom proportionale Spannung ab, die vom PFC-Controller
gemessen wird und zur Regelung verwendet wird. der Entstörkondensator 67 wird
in der Ausführungsform vorteilhafterweise
nicht an das Massepotenzial (Source Anschluss 65 des MOS-FET 53)
sondern günstigerweise
an das negativen Potenzial (Eingangsanschluss 51 für die negative
Spannung) angeschlossen. Mit seinem anderen Anschluss wird er an
den Schutzleiter PE angeschlossen. Seine Kapazität beträgt vorteilhafterweise 4,7nF.
Auf der Primärseite
ist parallel zum Drain-Sourceanschluss des schaltenden Elements 53 eine
Snubber-Schaltung 68 geschaltet,
die einen Kondensator und einen Widerstand aufweist und Spannungsspitzen
bei den Schaltvorgängen
begrenzt sowie Streuenergie aus der Streuinduktivität der Primärseite in
Wärme umwandelt.
Auf der Sekundärseite
ist parallel zur Diode 59 eine Snubber-Schaltung 69 geschaltet,
die ebenfalls einen Kondensator und einen Widerstand aufweist und
die gleiche Aufgabe auf der Sekundärseite übernimmt wie die Snubber-Schaltung 68 auf
der Primärseite.
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Das
schaltende Element 53, welches erfindungsgemäß einen
Einschaltwiderstand ≤ 0,1 Ω aufweist
wird mit einer deutlich höheren
Schaltfrequenz (ca. 200kHz) als die Netzfrequenz (380–800Hz)
ein- und ausgeschaltet. Im eingeschalteten Zustand baut sich ein
Strom in der Primärwicklung 57 auf,
der im ausgeschalteten Zustand des schaltenden Elements 53 den
Kondensator 55 auflädt.
Der wesentliche Anteil des Stroms in der Primärwicklung 57 wird
aber auf die Sekundärwicklung 58 gekoppelt
und bringt die Diode 59 zum Leiten und lädt den Kondensator 63 auf.
Zwischen Drainanschluss 64 und Sourceanschluss 65 des
schaltenden Elements 53 liegt im ausgeschalteten Zustand
die gleichgerichtete Spannung zwischen den Anschlüssen 50 und 51 plus
der Spannung über
der Primärwicklung 57 des
Transformators 56 an. Letztere ist Abhängig von der Ausgangsspannung,
die sich an den Anschlüssen 60, 61 ausbildet.
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Die
gleichgerichtete Spannung an den Anschlüssen 50 und 51 ist
nicht konstant, sondern pulsiert mit Sinushalbwellen zwischen 0V
und der Maximalspannung, im Flugzeug etwa 160V Spitzenspannung.
Der PFC- Controller misst die Spannung zwischen den Anschlüssen 50 und 51.
Nur wenn die hier anliegende Spannung auch wirklich dem idealen
Verlauf gemäß 4a folgt,
kann der PFC-Controller das schaltende Element 53 so ansteuern,
dass ausreichend geringe Anteile an Oberwellen erzeugt werden. Dieser
Verlauf wird mit der erfindungsgemäßen Anregungsanordnung erreicht.
In der Praxis, d.h. im Stand der Technik mit einem schaltenden Element mit
hohem Coss, stellt sich jedoch häufig ein
Spannungsverlauf nach 4b ein. Mit einem solchen Spannungsverlauf
kann der PFC-Controller die Oberwellen nicht ausreichend unterdrücken.
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In
Application Note AN1214 von ST wird diese Verzerrung der Eingangsspannung
auf einen zu großen
Kapazitätswert
des Kondensators 52 im Primärkreis zurückgeführt. Es konnte in der vorliegenden
Erfindung gezeigt werden, dass dieser Kondensator nicht hauptsächlich verantwortlich
für die
Verzerrung der Eingangsspannung ist, sondern vielmehr die nicht
ausreichende Kopplung von der Primärseite zur Sekundärseite,
die maßgeblich
von einer zu großen
inhärenten
Kapazität 55 und
einer oftmals schlechten Kopplung im Transformator 56 herrührt.
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Bei
absinkender gleichgerichteter Netzspannung werden auch die Stromwerte
in der Primärwicklung 57 sehr
klein. Damit ist die gespeicherte Energie in der Primärwicklung 57 zu
klein, um den Kondensator 55 vollständig aufzuladen. Daher wird
auch die Spannung an der Sekundärwicklung 58 nicht
ausreichend groß,
um die Diode 59 zum Leiten zu bringen. Die Energie wird
nicht in den Sekundärkreis
(bestehend aus Sekundärwicklung 58,
Diode 59 und Kondensator 63) gegeben, sondern
bleibt im Primärkreis (im
Wesentlichen Kondensator 55, Primärwicklung 57 und Kondensator 52).
Die Spannung zwischen den Anschlüssen 50, 51 baut
sich damit nicht vollständig
ab. Der PFC-Controller kann nicht wie vorgesehen arbeiten und es
werden zu hohe Oberwellen erzeugt.
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Wie
sich aus 5a, die einen Ausschnitt des
Spannungsverlaufs der 4a zeigt, ergibt, geht die Spannung
bis auf 0V. Dies entspricht nun schon dem fast idealen Verlauf und
die Oberwellen können deutlich
reduziert werden. Dies wird durch einen Transistor mit Rdson, ≤ 0,1 Ω und einer
nichtlinearen Eigenkapazität
Coss, die bei Spannungen > 200V unter 200pF liegt,
erzielt. Bei einem Transistor mit höherem Coss ergibt
sich der Spannungsverlauf gemäß 5b,
bei dem der Umkehrpunkt bei ca. 5V liegt, so dass Oberwellen erzeugt
werden. Ein höheres
Rdson kann bei Flugzeuginduktionsofenanregungsanordnungen
keine Verwendung finden, weil die hohen Ströme eine zu hohe Verlustleistung
im Transistor erzeugen würden.
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Die 6a zeigt
den Transformator 56 in einer Schaltbilddarstellung. Die
Primärwicklung 57 umfasst
die Wicklungsteile W11 und W12, die parallel verschaltet sind. Die
Sekundärwicklung 58 weist
die drei Teilwicklungen W21, W22 und W23 auf, die in Serie geschaltet
sind.
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Aus
der Darstellung der 6b ergibt sich, dass die Wicklungsteile
W21, W11, W22, W12 und W23 in dieser Reihenfolge miteinander verschachtelt sind,
wobei die Wicklungsteile W11–W23
um einen aus Ferritmaterial ausgebildeten Kern 70 herum
angeordnet sind. Die Wicklungen sind aus Kupferflachband hergestellt.
Der Transformator 56 weist ein Übersetzungsverhältnis von
1:1,429 und ein Windungsverhältnis
von 14:20 auf,