DE4444465C1 - Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter - Google Patents

Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter

Info

Publication number
DE4444465C1
DE4444465C1 DE4444465A DE4444465A DE4444465C1 DE 4444465 C1 DE4444465 C1 DE 4444465C1 DE 4444465 A DE4444465 A DE 4444465A DE 4444465 A DE4444465 A DE 4444465A DE 4444465 C1 DE4444465 C1 DE 4444465C1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
diode
wiring
capacitor
power semiconductor
rectifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
DE4444465A
Other languages
English (en)
Inventor
Samir Dr Ing Salama
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Daimler Benz AG
Original Assignee
Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Licentia Patent Verwaltungs GmbH filed Critical Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority to DE4444465A priority Critical patent/DE4444465C1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE4444465C1 publication Critical patent/DE4444465C1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/2173—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a biphase or polyphase circuit arrangement
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Eine solche Schaltungsanordnung ist durch den Beitrag von A. R. Prasad "An Active Power Factor Correction Technique For Three- Phase Diode Rectifiers", IEEE Power Electronics Specialist Conference, 1989, pp. 58-66 bekannt.
Umrichter mit Spannungszwischenkreis, die keine Energie in ein Netz zurückspeisen, werden aus Kostengründen häufig über eine Diodenbrücke aus dem Drehstromnetz gespeist. Um den Ausgangswechselrichter vom Eingangsgleichrichter zu entkuppeln und die wellige Ausgangsgleichspannung zu glätten, werden überwiegend größere Elektrokondensatoren am Ausgang des Gleichrichters und Drosselspulen in die Netzzuleitung gelegt. Die Kondensatoren werden durch den Diodengleichrichter auf einen Spannungswert aufgeladen, der kleiner ist als der Scheitelwert der verketteten Spannung der Drehstromseite. Der Netzstromverlauf wird vor allem durch zwei ausgeprägte Ladestromkuppen in jeder Halbperiode bestimmt.
Dieser Stromverlauf ergibt sich aus der periodischen Auf- und Entladung des Zwischenkreiskondensators. Die Amplitude der harmonischen Oberschwingungen wird wesentlich durch die Induktivität der Drosselspule und die Kapazität des Kondensators bestimmt. Meist wird die Drosselspule so bemessen, daß die Amplitude der fünften Oberschwingung bei der Netzausgangsfrequenz etwa 50% der Grundschwingungsamplitude erreicht. Ohne Drosselspule treten jedoch Werte von 70 bis 80% auf.
Die Stromoberschwingungen verursachen in den im Netz befindlichen ohmsch-induktiven und kapazitiven Impedanzen Spannungsoberschwingungen und durch Resonanzerscheinung hohe Überspannungen, die andere Verbraucher am Netz störend beeinflussen.
Eine Möglichkeit, die eben aufgeführten Probleme zu vermeiden, ist die Verwendung einer Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter, wie er in der eingangs genannten Fundstelle beschrieben ist. Diese Schaltungsanordnung besteht aus einer Drehstromdiodenbrücke als Diodengleichrichter mit einem nachgeschalteten Hochsetzsteller. Ähnlich wie bei einem DC/DC- Hochsetzsteller ist die Ausgangsspannung des Hochsetzgleichrichters immer höher als der Scheitelwert der verketteten Eingangsspannung.
Die Leiterströme im netzseitigen Anschluß des Diodengleichrichters bestehen während jeder Netzperiode aus einer Mehrzahl von hochfrequenten Dreieck-Impulsen, wobei die Höhe jedes Dreiecks dem Momentanwert der dazugehörigen Netz-Phasenspannung proportional ist.
Die Amplitude der niederfrequenten Oberschwingungen (zum Beispiel die fünfte und siebente Oberschwingung) hängt stark von dem Verhältnis der Ausgangsspannung des Hochsetzgleichrichters zum Scheitelwert der verketteten Netzeingangsspannung ab. Bei einer hohen Ausgangsspannung, die einem Vielfachen des Scheitelwerts der verketteten Eingangsspannung entspricht, ergeben sich niedrige Amplituden der niederfrequenten Oberschwingungen und dadurch geringe Netzrückwirkungen.
Diese hohe Ausgangsspannung ist allerdings für die meisten Anwendungen eines Gleichrichters, zum Beispiel eines Spannungszwischenkreis-Wechselrichters mit Standard- Leistungshalbleiterschaltern, zu hoch.
Die hochfrequenten Anteile in den Leiterströmen werden durch Eingangsfilter unterdrückt. Da die Größe der Filterkomponenten bei hohen Schaltfrequenzen kleiner wird, ist es vorteilhaft, die Schaltfrequenz des Leistungshalbleiterschalters zu erhöhen (zum Beispiel auf 20-40 kHz).
Der Dreieck-Stromverlauf verursacht am Leistungshalbleiterschalter geringe Einschaltverluste, da der Einschaltstrom, begrenzt durch die Netzdrosselspulen, langsam ansteigt. Demgegenüber sind die Abschaltverluste sehr hoch, da der abzuschaltende Strom (Scheitelwert der Dreieck-Impulse) höher ist als das Zweifache der Strommittelwerte im Leistungshalbleiterschalter.
Um die Abschaltverluste des Leistungshalbleiterschalters bei der erforderlichen hohen Schaltfrequenz zu reduzieren, ist es bekannt, dem Leistungshalbleiterschalter ein Abschaltentlastungsnetzwerk zuzuschalten. Das einfachste Abschaltentlastungsnetzwerk ist die bekannte RCD- Beschaltung (siehe Heumann/Stumpe "Thyristoren", B. G. Teubner, Stuttgart, 1969, Seite 41). Ein ohmscher Beschaltungswiderstand ist dabei notwendig, um den Entladestrom des Beschaltungskondensators beim Einschalten des Leistungshalbleiterschalters zu begrenzen. Die Verluste im Beschaltungswiderstand können jedoch bei höheren Schaltfrequenzen von 20 kHz bis 40 kHz erheblich werden.
Durch die DE 35 18 478 C2 ist ein Wechselrichter mit abschaltbaren Leistungshalbleitern bekannt, die jeweils einen positiven und einen negativen Zweig bilden, zwischen denen je ein Wechselstromausgang liegt, wobei jedem Zweig jeweils eine Serienschaltung eines Beschaltungskondensators mit einer Beschaltungsdiode parallelgeschaltet ist. An die Verbindungspunkte zwischen dem Beschaltungskondensator und der zugehörigen Beschaltungsdiode ist zum Rückführen der in den Beschaltungskondensatoren gespeicherten Energie in die den Wechselrichter speisende Gleichspannungsquelle ein Rückspeisetransformator angeschlossen, dessen Primärwicklung in Serie mit einem synchron zu den Leistungshalbleiterschaltern in den Zweigen gesteuerten, abschaltbaren Halbleiterschalter geschaltet ist und dessen Sekundärwicklung mit einer an die Gleichspannungsquelle angeschlossenen Gleichrichterschaltung verbunden ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, durch die bei einer hohen Schaltfrequenz des Leistungshalbleiterschalters geringe Netzrückwirkungen auftreten und dabei die Schalt- und die Beschaltungsverluste für den Leistungshalbleiterschalter gering gehalten werden.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.
Die für geringe Netzrückwirkungen erforderliche hohe Ausgangsspannung wird also durch den durch die beiden Glättungskondensatoren gebildeten kapazitiven Spannungsteiler in zwei (nicht unbedingt gleiche) Werte geteilt. Die erste Teilausgangsspannung am ersten Glättungskondensator stellt die belastbare Ausgangsspannung des Hochsetzgleichrichters dar. Die zweite, durch den weiteren Glättungskondensator bestimmte Teilausgangsspannung ist zwar nicht belastbar, hat aber die Aufgabe, die gesamte Ausgangsspannung zu erhöhen, um die Netzrückwirkungen so gering wie möglich zu halten. Gleichzeitig werden die Schaltverluste in dem Hochsetzgleichrichter durch die verlustfreie, aufwandsarme Beschaltung drastisch reduziert und die Beschaltungsenergie zurückgewonnen. Die Schaltfrequenz kann dadurch hoch sein (20 bis 40 kHz), so daß sich der Aufwand für den Eingangsfilter verringert.
Der Hochsetzgleichrichter nach der Erfindung weist mithin den Vorteil einer einstellbaren Ausgangsspannung bei hoher Schaltfrequenz des Leistungshalbleiterschalters auf, während der netzstromseitige Grundschwingungsgehalt hoch und der Filteraufwand gering sind. Trotz der hohen Schaltfrequenz bleibt dabei die elektromagnetische Verträglichkeit gut.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Hochsetzgleichrichters nach der Erfindung ist im Anspruch 2 gekennzeichnet.
Die Erfindung soll im folgenden anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert werden.
Es zeigen
Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines Hochsetzgleichrichters nach der Erfindung,
Fig. 2 Strom- und Spannungsverläufe im Hochsetzgleichrichter nach Fig. 1,
Fig. 3 das Ersatzschaltbild eines GS/GS-Hochsetzstellers mit den im Hochsetzgleichrichter nach der Erfindung eingesetzten zwei Glättungskondensatoren und
Fig. 4 die Stromverläufe im in Fig. 3 im Ersatzschaltbild gezeigten Hochsetzsteller.
Gemäß Fig. 1 ist ein aus Dioden D₁ bis D₆ aufgebauter Diodengleichrichter in Form einer Drehstromdiodenbrücke über drei Eingangsdrosselspulen LN1 bis LN3 an ein dreiphasiges Netz mit den Phasenspannungen UR, US, UT angeschlossen. Gleichspannungsseitig ist der Diodengleichrichter durch eine mit hoher Schaltfrequenz über seinen Steueranschluß ein- und ausschaltbaren Leistungshalbleiterschalter T₁ (zum Beispiel einen IGBT) überbrückbar.
Der Leistungshalbleiterschalter T₁, die Eingangsdrosselspulen LN1 bis LN3 und eine Hochsetzsteller- Diode D₇ bilden zusammen einen Hochsetzsteller. Die Hochsetzsteller-Diode D₇ ist dabei mit ihrer Anode an eine Last L und mit ihrer Kathode unmittelbar an den negativen Anschluß des Diodengleichrichters geschaltet. Ein erster Glättungskondensator C₂, der der Last L parallelgeschaltet ist, dient als Filter der Glättung des Laststromes.
Eine für geringe Netzrückwirkungen bei hohen Schaltfrequenzen des Leistungshalbleiterschalters T₁ erforderliche hohe Ausgangsspannung Ud des Diodengleichrichter D₁ bis D₆ wird auf eine für den Anwendungsfall verträgliche Spannung U₀ an der Last L dadurch herabgesetzt, daß ein weiterer Glättungskondensator C₁ in Reihe mit dem ersten Glättungskondensator C₂ geschaltet wird. Die hohe Ausgangsspannung Ud wird durch diesen kapazitiven Spannungsteiler in zwei (normalerweise) ungleiche Spannungen geteilt, nämlich die Spannung U₀ am ersten, durch die Last L belasteten Glättungskondensator C₂ und eine Spannung UH am unbelasteten weiteren Glättungskondensator C₁.
Der Emitter (bzw. allgemein der negative Leistungsanschluß) des Leistungshalbleiterschalters T₁ ist mit dem Verbindungspunkt der beiden Glättungskondensatoren C₁, C₂ durch eine Reihenschaltung einer in Richtung auf den Verbindungspunkt gepolten Diode D₈ und einer Drosselspule LH verbunden.
Der Leistungshalbleiterschalter T₁ ist über eine erste Beschaltungsdiode DS1 in Reihe mit einem mit seinem einen Belag unmittelbar am positiven Anschluß der Diodenbrücke D₁ bis D₆ liegenden, ersten Beschaltungskondensator CS1 beschaltet. Die Hochsetzsteller-Diode D₇ ist über einen zweiten, mit seinem einen Belag unmittelbar am negativen Anschluß der Diodenbrücke D₁ bis D₆ angeschlossenen Beschaltungskondensator CS2 in Reihe mit einer zweiten Beschaltungsdiode DS2 beschaltet. Die Anode der ersten Beschaltungsdiode DS1 und die Kathode der zweiten Beschaltungsdiode DS2 sind über eine weitere Beschaltungsdiode DS3 in Reihe mit einer Umladedrosselspule LS verbunden. Die weitere Beschaltungsdiode DS3 ist dabei in Richtung auf die Anode der ersten Beschaltungsdiode DS1 gepolt.
Nachstehend wird die Funktionsweise der Schaltung beim Ein- und Abschalten des Leistungshalbleiterschalters T₁ anhand von Strom- und Spannungsverläufen, die in Fig. 2 dargestellt sind, beschrieben:
Ausgegangen wird von einem Zustand, bei dem die Eingangsdrosseln LN1 bis LN3 sowie die Umladedrossel LS stromlos sind. Die beiden Beschaltungskondensatoren CS1 bzw. CS2 haben die gleiche Kapazität (CS 1 = CS2) und sind auf die Spannung Ud (CS1) bzw. Null (CS2) aufgeladen.
Beim Einschalten des Leistungshalbleiterschalters T₁ steigen die Ströme in den Eingangsdrosseln LN1 bis LN3 proportional der dazugehörigen Phasenspannung UR, US,UT linear an. Der Strom iLH in der Drosselspule LH steigt unter Einfluß der Teilausgangsspannung UH linear an. Gleichzeitig fließt im Leistungshalbleiterschalter T₁ über den Umladekreis mit dem ersten Beschaltungskondensator CS1, der weiteren Beschaltungsdiode DS3, der Umladedrossel LS, dem zweiten Beschaltungskondensator CS2 und zurück zum Leistungshalbleiterschalter T₁ ein Umladestrom, wodurch der erste Beschaltungskondensator CS1 auf Null entladen und der zweite Beschaltungskondensator CS2 auf die Spannung Ud aufgeladen werden. Die Umladestromhöhe wird durch die Reihenschaltung der Kapazitäten der Beschaltungskondensatoren CS1 und CS2 sowie die Induktivität der Umladedrossel LS bestimmt. Nun stehen die Beschaltungskondensatoren CS1 und CS2 mit den richtigen Anfangsbedingungen für den nächsten Schaltvorgang bereit.
Beim Abschalten des Leistungshalbleiterschalters T₁ kommutiert der durch ihn fließende Strom iT1 während des Abschaltvorgangs je zur Hälfte in den Kreis aus der ersten Beschaltungsdiode DS1 mit dem ersten Beschaltungskondensator CS1 und in den Kreis aus dem zweiten Beschaltungskondensator CS2 mit der zweiten Beschaltungsdiode DS2, wobei die Parallelschaltung der Kapazitäten der beiden Beschaltungskondensatoren CS1 und CS2 die Steilheit des Spannungsanstiegs (du/dt) am Leistungshalbleiterschalter T₁ bestimmen. Dabei wird der erste Beschaltungskondensator CS1 auf die Spannung Ud aufgeladen und der zweite Beschaltungskondensator CS2 entladen. Die Energie im ersten Beschaltungskondensator CS1 wird nicht - wie bei einer RCD-Beschaltung - in einem Widerstand in Wärme umgesetzt, sondern sie wird zunächst im zweiten Beschaltungskondensator CS2 zwischengespeichert und dann zum Ausgangskondensator, das heißt zum ersten Glättungskondensator C₂ gespeist. Der Strom in der Drosselspule LH fließt in den weiteren Glättungskondensator C₁ über die Dioden D₇ und D₈.
In Fig. 2 sind die Stromverläufe über der Zeit t durch den ersten Glättungskondensator C₂ mit iC2 und durch den weiteren Glättungskondensator C₁ mit iC1 aufgezeichnet. Der Spannungsverlauf am Leistungshalbleiterschalter T₁ ist mit uT1 angegeben.
Durch die Reduzierung der Schaltverluste des Leistungshalbleiterschalters T₁ und die Zurückgewinnung der Beschaltungsenergie ist es nun möglich, eine hohe Schaltfrequenz anzuwenden (20 bis 40 kHz) und dadurch den Aufwand für den Eingangsfilter drastisch zu reduzieren.
Die Ladungsbilanz des weiteren Glättungskondensators C₁ wird anhand eines Ersatzschaltbildes für einen einfachen DC/DC-Hochsetzsteller, wie es in Fig. 3 gezeigt ist und anhand von Stromverläufen in Fig. 4 erläutert.
Beim Einschalten des Leistungshalbleiterschalters T₁ steigen bei einer Eingangsgleichspannung Ui und mit einer Spannung UH am weiteren Glättungskondensator C₁ die Ströme iLi und iLH in der den Netzdrosselspulen LN1 bis LN3 entsprechenden Ersatzdrosselspule Li und in der Drosselspule LH linear an:
Am Ende der Einschaltzeit ton des Leistungshalbleiterschalters T₁ haben die Ströme die Scheitelwerte
erreicht.
Die Ladung Q₁, die in den weiteren Glättungskondensator C₁ hineinfließt, ergibt sich aus der Stromzeitfläche ∫iLidt während der Abschaltzeit toff des Leistungshalbleiterschalters T₁ zu
Während der Einschaltzeit ton des Leistungshalbleiterschalters T₁ fließt aus dem weiteren Glättungskondensator C₁ die Ladung Q₂ hinaus. Sie ergibt sich aus der Stromzeitfläche ∫iLHdt:
Damit die Kondensatorspannung UH am weiteren Glättungskondensator C₁ konstant bleibt, muß die Ladungsmenge, die hereinfließt, gleich groß sein wie diejenige, die hinausfließt: Q₁ = Q₂.
Da im stationären Zustand die Spannungszeitfläche der Ersatzdrossel Li über eine Schaltperiode T = ton + toff gleich Null sein muß, ist
Ui·ton = (Ud-Ui)·toff.
Beim Einsetzen von toff aus der vorigen Gleichung in die davor angegebene Gleichung ergibt sich für die Spannung UH am weiteren Glättungskondensator C₁ die Spannung
Bei konstant vorgegebener Eingangs- und Ausgangsspannung (Ui und Ud), hängt die Teilausgangsspannung UH nur vom Verhältnis der Induktivitätswerte LH/Li ab.
Die der Ersatzspannung Ui entsprechende Spannung am Ausgang des Diodengleichrichters D₁ bis D₆ sowie die den Eingangsdrosseln LN1 bis LN3 entsprechende Ersatzinduktivität Li sind jedoch im Hochsetzgleichrichter nach Fig. 1 nicht konstant. Abhängig vom Schaltaugenblick des Leistungshalbleiterschalters T₁ nimmt die Spannung Ui einen Wert zwischen einem Minimum von √. ûL und einem Maximum von ûL an (ûL = Scheitelwert der jeweiligen verketteten Leiterspannung URS, UST, UTR). Der Mittelwert entspricht dann dem Wert der gleichgerichteten Spannung einer Drehstrombrücke Ui = 0,957 ûL. Die Induktivität Li nimmt entweder den 1,5fachen Wert oder den 2fachen Wert der Eingangsdrosselspule LN1 (bzw. LN2 oder LN3) an, wenn drei bzw. zwei Dioden der Drehstrombrücke leitend sind. In der Gleichung für die Spannung UH am weiteren Glättungskondensator C₁ kann näherungsweise für die Ersatzinduktivität Li mit dem Mittelwert gerechnet werden:

Claims (2)

1. Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter, bei dem ein gleichspannungsseitig durch einen Leistungshalbleiterschalter (T₁) überbrückbarer Diodengleichrichter (D₁ bis D₆) über Eingangsdrosselspulen (LN1, LN2, LN3) an ein Wechselspannungsnetz (UR, US, UT) angeschlossen ist und bei dem gleichspannungsseitig einer Last (L) über eine Hochsetzsteller-Diode (D₇) ein mittels eines der Last (L) parallelgeschalteten Glättungs­ kondensators (C₂) geglätteter Strom zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet,
  • - daß ein weiterer Glättungskondensator (C₁) vorgesehen ist, der in Reihe mit dem (ersten) Glättungskondensator (C₂) zwischen die gleichspannungsseitigen Anschlüsse des Diodengleichrichters (D₁ bis D₆) geschaltet ist,
  • - daß der negative Leistungsanschluß (Emitter, Kathode) des Leistungshalbleiterschalters (T₁ ) mit dem Verbindungspunkt der beiden Glättungskondensatoren (C₁, C₂) durch eine Reihenschaltung aus einer in Richtung auf den Verbindungspunkt gepolten Diode (D₈) und einer Drosselspule (LH) verbunden ist,
  • - daß die Kathode der Hochsetzsteller-Diode (D₇) unmittelbar an den negativen Anschluß des Diodengleichrichters (D₁ bis D₆) und ihre Anode an die Last (L) angeschlossen ist,
  • - daß der Leistungshalbleiterschalter (T₁) mit einer Reihenschaltung aus einem ersten, mit seinem einen Belag unmittelbar an den positiven Anschluß des Diodengleichrichters (D₁ bis D₆) angeschlossenen Beschaltungskondensator (CS1 ) und einer ersten Beschaltungsdiode (DS1) beschaltet ist und die Hochsetzsteller-Diode (D₇) mit einer Reihenschaltung aus einem zweiten, mit seinem einen Belag unmittelbar mit dem negativen Anschluß des Diodengleichrichters (D₁ bis D₆) verbundenen Beschaltungskondensator (CS2) und einer zweiten Beschaltungsdiode (DS2) beschaltet ist,
  • - und daß die Verbindungspunkte zwischen dem ersten Beschaltungskondensator (CS1) und der ersten Beschaltungsdiode (DS1) so wie zwischen dem zweiten Beschaltungskondensator (CS2) und der zweiten Beschaltungsdiode (DS2) durch eine Reihenschaltung aus einer Umladedrosselspule (LS) und einer in Richtung auf den Verbindungspunkt der ersten Beschaltungsdiode (DS1) mit dem ersten Beschaltungskondensator (CS1) gepolten weiteren Beschaltungsdiode (DS3) verbunden sind.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Beschaltungskondensatoren (CS1, CS2) die gleiche Kapazität aufweisen.
DE4444465A 1994-11-29 1994-11-29 Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter Expired - Fee Related DE4444465C1 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4444465A DE4444465C1 (de) 1994-11-29 1994-11-29 Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4444465A DE4444465C1 (de) 1994-11-29 1994-11-29 Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE4444465C1 true DE4444465C1 (de) 1996-05-02

Family

ID=6535754

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE4444465A Expired - Fee Related DE4444465C1 (de) 1994-11-29 1994-11-29 Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter

Country Status (1)

Country Link
DE (1) DE4444465C1 (de)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3518478C2 (de) * 1984-07-27 1993-05-19 Mitsubishi Denki K.K., Tokio/Tokyo, Jp

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3518478C2 (de) * 1984-07-27 1993-05-19 Mitsubishi Denki K.K., Tokio/Tokyo, Jp

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
DE-B.: HEUMANN/STUMPE: "Thyristoren", B.G. Teubner, Stuttgart, 1969, S. 41 *
US-Z.: PRASAD,A.R.: "An Aktive Power Factor Correction Technique for Three-Physe Diode Rectifiers" In: IEEE Power Electronics Specilist Conference, 1989, S. 58-66 *

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69635645T2 (de) Wechselstrom-Gleichstromwandler mit Unterdrückung der Eingangsstromoberwellen und einer Vielzahl von gekoppelten Primärwicklungen
DE69434449T2 (de) Leistungsschaltung
EP0736958B1 (de) Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer galvanisch getrennten Ausgangsgleichspannung
DE2819003A1 (de) Ballastschaltung mit hohem leistungsfaktor
DE102011119261A1 (de) Gesteuerter Gleichrichter mit einer B2-Brücke und nur einem Schaltmittel
DE10153738B4 (de) Gleichrichterschaltung und Verfahren zu deren Steuerung
DE102017222265A1 (de) Gleichspannungswandler
EP0772902B1 (de) Stromversorgungsgerät, insbesondere batterie-ladegerät für elektrofahrzeuge oder dergleichen
DE102019005476A1 (de) Ladevorrichtung und Verfahren zum Laden eines elektrischen Energiespeichers eines Fahrzeugs
DE10303421A1 (de) Strom-/Spannungswandleranordnung
DE4008652C2 (de) Netzteil mit Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandler
DE60127452T2 (de) Verbesserte steuerschaltung für leistungsfaktorverbesserte elektronische vorschaltgeräte und stromversorgungen
AT514654B1 (de) Gleichrichterschaltung mit Strominjektion
DE4211906C1 (en) Welding power supply circuitry - has waveform shaping circuit for rectifier input current so current waveform can assume sinusoidal shape
DE2811908A1 (de) Anordnung mit einem transformator fuer sich sprungfoermig aendernde spannungen
DE19533288A1 (de) Schaltnetzteilschaltung
DE4444465C1 (de) Schaltungsanordnung für einen Hochsetzgleichrichter
DE69533003T2 (de) Schaltnetzteil
EP0598197A2 (de) Sperrwandler-Schaltnetzteil mit sinusförmiger Stromaufnahme
DE3012747C2 (de) Netzteil mit Wechselspannungseingang und Gleichrichtern
DE10122704A1 (de) Schaltnetzteil
DE2433825C3 (de) Vorrichtungen zur Energieversorgung und Verbesserung des Leistungsfaktors von Wechselstromnetzen
DE2852066C2 (de)
AT401591B (de) Drehstrom-pulsgleichrichtersystem
EP0263936A1 (de) Sekundärseitig schaltbares Netzgerät

Legal Events

Date Code Title Description
8100 Publication of the examined application without publication of unexamined application
D1 Grant (no unexamined application published) patent law 81
8320 Willingness to grant licences declared (paragraph 23)
8364 No opposition during term of opposition
8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: DAIMLER-BENZ AKTIENGESELLSCHAFT, 70567 STUTTGART,

8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: DAIMLERCHRYSLER AG, 70567 STUTTGART, DE

8339 Ceased/non-payment of the annual fee