JP2016532427A - 自己同調を有する共振電力供給 - Google Patents

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Abstract

本発明は、直流（ＤＣ）を交流（ＡＣ）に変える電力応用のための電流型共振インバータに関する。本発明の１つの応用は、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムのための電力供給に対してである。ＤＣ電源（２０８）からの電流供給のための入力と、２つの連結した誘導素子（２０５、２０６）及び同調キャパシタンス（２０４）を含む共振回路とを含み、該誘導素子が該電源からの電流を分割するように配置され、さらに、電源からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置（２００、２０１）を備える第１のスイッチング手段と、１つ以上の制御キャパシタンス（５１０Ａ１−ｎ、５１０Ｂ１−ｎ）を共振回路の力率によって共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えるための第２のスイッチング手段（５０４Ａ１−ｎ、５０４Ｂ１−ｎ）とを含む共振インバータが提供される。【選択図】図５

Description

本発明は、直流（ＤＣ）を交流（ＡＣ）に変える電力応用のための電流型共振インバータに関する。本発明の１つの応用は、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムのための電力供給にある。
インバータは、例えば、ＤＣ電圧をＡＣ電圧供給に変換するためにインバータとして使用されるとき（例えば、無停電電源装置）など、交流電力供給の発生を含む電力供給において非常に多くの用途がある。それらは、ＤＣ／ＤＣ変換器、誘導加熱、マイクロ波生成、表面検出、医学実験、高周波電波システム、ＩＰＴシステムなどの内部ステージにも使用され得る。
既知のプッシュプル式電流型共振インバータの回路図は、図１に示される。そのようなインバータの動作は、米国特許明細書第５，４５０，３０５号内で考察され、その内容は、参照により本明細書に組み込まれる。これらの共振インバータは、その低いスイッチング損失及び低い電磁妨害（ＥＭＩ）が理由で人気を得ている。
ＩＰＴシステムにおいて、ＩＰＴ電力供給は、理想的には、固定周波数正弦波出力電圧を発生させる固定周波数電力供給である。そのような電力供給は図１に示される。図１の回路は、ＤＣインダクタＬＤＣ、分割位相変圧器ＬＰＳ、及び並列共振タンク回路Ｃ１Ｌ１を有する。スイッチＳ１及びＳ２は、並列同調タンク回路の全域で共振電圧を発生させるために逆の位相で動作する。スイッチと直列に存在するダイオードは、スイッチが同時にオンになり、Ｃ１を放電する可能性がないように追加される。
インダクタＬＤＣは、定常状態の動作状態下で一定のＤＣ電流源を提供する。このインダクタは、通常、飽和問題を克服するために大きく設計される。２つの密接に連結した巻線ＬＳＰを有する位相分割変圧器は、ＤＣ電流を２枝に分けるために使用され、スイッチＳ１及びＳ２は、コイルＬ１及びその同調キャパシタＣ１を備える共振タンク回路内に注入される電流の方向を変えるために、交互に「オン」及び「オフ」となるように制御される。抵抗器Ｒは、インバータによって供給される負荷を示す。
外部制御器（示されない）もまた、スイッチＳ１及びＳ２を制御するために必要とされる。制御器は、共振電圧を検出（例えば、同調キャパシタＣ１の両端の電圧を検知）し、ゼロ電圧交差（ゼロ電圧スイッチング）でスイッチを駆動する。これらのスイッチング技術は、スイッチング損失及びＥＭＩを低減するのに役立つ。そうするためには、超電圧変圧器または巻線が、ゼロ電圧交差をキャパシタＣ１の両端で検出するために通常必要とされる。検出された情報は、スイッチＳ１及びＳ２を駆動するために制御器によって使用され、特設のゲート駆動回路が通常必要とされる。この形態のインバータの起動は、比較的困難で、複雑な制御器を要する。
高周波で動作するとき、周波数が高くなると、要求されたｄＶ／ｄｔ及びｄＩ／ｄｔ過渡電流が電力供給の動作に問題が出るほど高くなることにより、供給を動作することがますます困難になるため、従来の電力供給（示されない）は問題を有する。例えば、１４０ｋＨｚの周波数では、完全なサイクルはほんの７マイクロ秒であるため、スイッチが半サイクルの１％において４８０Ｖバスのスイッチをオンにする場合、スイッチ上のｄＶ／ｄｔは、４８０／（３．５マイクロ秒×１％）＝１３．７ｋＶ／マイクロ秒であり、それは高圧側のスイッチの動作を困難にする超高速過渡電流である。図１の回路は、ソフトスイッチングならびに低ｄＩ／ｄｔ及びｄＶ／ｄｔを用いてこの問題を回避する。しかしながら、この回路（図１）にある問題は、インバータに対する無効負荷の変化に応答して動作周波数を維持すること、具体的には、回路が容易に分岐し得るため、要求された力率を維持することである。
本発明の目的は、先述の不利な点のうちの１つ以上を少なくとも未然に防ぐ、もしくは公衆に有用な選択肢を少なくとも提供する、インバータもしくは電力供給、またはインバータもしくは電力供給の動作方法を提供することである。
第１の態様に従って、ＤＣ電源からの電流供給のための入力と、２つの連結した誘導素子及び同調キャパシタンスを含む共振回路とを含み、該誘導素子が該電源からの電流を分割するように配置され、さらに、電源からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置を備える第１のスイッチング手段と、１つ以上の制御キャパシタンスを共振回路の力率によって共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えるための第２のスイッチング手段とを含む共振インバータが提供される。
上記Ｓ１及びＳ２などの第１のスイッチング手段は、共振周波数で交互に起きる半サイクルのスイッチをオンにする。第２のスイッチング手段は、インバータの同調周波数を変えるために第１のスイッチング手段のスイッチング装置の全域でキャパシタを切り替える。
そのような配置は、無同調または低力率に起因してさもなければ起こり得る共振回路内の高いピーク電圧を減少させるために使用され得る。そのような高いピーク電圧の存在は、特に電圧の変化率が結果として非常に高くなる高周波数では、スイッチング装置に損傷を与え得る。インバータを同調させることもまた、例えば、電気自動車などのＩＰＴ（誘導電力伝送）二次で伝送される電力を最適化する。制御キャパシタの選択的スイッチングは、二次的な負荷変動及び／または連結変動などの外的要因に起因して、例えば、誘導素子と電気自動車上の二次コイルとの間の変動する距離に起因して変化し得る力率の動的補正を可能にする。
一実施形態において、第２のスイッチング手段は、スイッチング装置と、第１のスイッチング手段のスイッチング装置のそれぞれと並列で接続される制御キャパシタンスとを備える。第２のスイッチング手段は、制御キャパシタンスを、インバータの周波数を変えることによって力率を調整することができる同調キャパシタンスのゼロ電流交差で、共振回路内へ、またはその外へ切り替えるように配置され得る。
一実施形態において、共振インバータは、共振回路の電流とスイッチング装置を駆動するためのスイッチング信号との間の位相差を確定することによって力率を確定するように配置される力率検出回路をさらに備える。
一実施形態において、力率検出回路は、共振回路及び積分キャパシタに連結される変流器と、積分キャパシタの全域で連結される二乗器と、二乗器の出力をスイッチング信号と比較するための比較器とを備える。
一実施形態において、複数の制御キャパシタンスの個々またはグループは、インバータの動作を制御するために、共振回路の選択されたサイクルにおいて、共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えられるように配置される。異なるサイズの一連の制御キャパシタンスが、インバータの動的動作中に確定された力率を補正するために要求される回路キャパシタンスを得るために、適切な第２のスイッチング手段によって組み合わされ得る。
一実施形態において、共振インバータは、制御抵抗器とそれぞれ接続され、かつ電源からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置を備える第３のスイッチング手段であって、第１のスイッチング手段が、共振回路を始動または停止するために共振回路内へ、またはその外へ切り替えられる、第３のスイッチング手段をさらに備える。この配置は、第３のスイッチング手段が常に動作可能であり、第１のスイッチング手段が制御抵抗器を迂回するために全動力が要求されるときにスイッチをオンにする共振インバータを始動及び停止するための手段を提供する。
一実施形態において、共振インバータは、入力電流源と誘導素子との間に連結される降圧制御回路を備え得、該降圧制御回路は、ダイオードと、同調キャパシタの両端の電圧を調整するために制御されるデューティサイクルを有する降圧制御スイッチとを有する。この配置は、共振電流を始動及び停止するために使用され得、かつ共振回路が同調されないときにピーク電圧を減少させるためにも使用され得る。この開発は、より良好な制御の選択肢を提供し、加えて、これを安価な選択肢にする３つのスイッチのみで実装され得る。
ＤＣ電源、２つの連結した誘導素子を含む共振回路、及び同調キャパシタンスからの電流供給のための入力であって、該誘導素子が該電源からの電流を分割するように配置される入力と、２つのスイッチング装置を備える第１のスイッチング手段と、第２のスイッチング手段とを有する共振インバータの動作方法も提供され、本方法は、電源からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために実質的に逆の位相にある２つのスイッチング装置を切り替えることと、共振回路の力率によって１つ以上の制御キャパシタンスを共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えるために第２のスイッチング手段を切り替えることとを含む。
本実施形態は、デジタル処理でスイッチ可能な電力キャパシタを使用することを含む固定周波数正弦波共振インバータを提供することができ、それによって同調周波数が常に動作周波数と近くなるように厳重に制御され得、スイッチング電圧及び出力電流が定常状態及び動的状態下で高い力率を有するように、回路は低い波形歪みで高効率で動作する。
第２の態様に従って、ＤＣ電源、２つの連結した誘導素子を含む共振回路、及び同調キャパシタンスからの電流供給のための入力であって、該誘導素子が該電源からの電流を分割するように配置される入力と、電源からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置を備える第１のスイッチング手段と、入力と誘導素子との間に連結される降圧制御回路であって、ダイオード、及び過電圧状態に応答して同調キャパシタの両端の電圧を減少させるために制御されるデューティサイクルを有する降圧制御スイッチを有する降圧制御回路とを含む共振インバータが提供される。
過電圧状態は、直接測定され得るか、または力率などの他のパラメータから推測され得る既定の電圧閾値であり得る。
この配置は、無同調または低力率に起因する共振回路内の高いピーク電圧を減少させるためにも使用され得る。それは、２つのトランジスタの第１のスイッチング手段、及び１つのトランジスタを備える降圧スイッチング手段を備える合計３つのスイッチング装置だけで実装され得、非常に低コストである。したがって、降圧スイッチング手段のデューティサイクルは、共振回路共振電流を有する位相の外にある第１のスイッチング装置のスイッチングに応答してインバータへのＤＣ供給電圧を減少させるために制御される。代替的に、または加えて、デューティサイクルは、共振回路を停止または始動するために制御され得る。
ＤＣ電源、２つの連結した誘導素子を含む共振回路、及び同調キャパシタンスからの電流供給のための入力であって、該誘導素子が該電源からの電流を分割するように配置される入力と、２つのスイッチング装置を備える第１のスイッチング手段と、入力と誘導素子との間に連結される降圧制御回路であって、ダイオード及び降圧制御スイッチの第２のスイッチング手段を有する降圧制御回路とを有する共振インバータの動作方法も提供され、本方法は、過電圧状態に応答して、または始動及び停止時に、同調キャパシタの両端の電圧を制御するために降圧制御スイッチのデューティサイクルを制御することを含む。
一実施形態において、本方法は、共振回路の電圧または力率を確定すること、及び確定された電圧または力率によってデューティサイクルを制御することを含む。
本実施形態は、一定の周波数を有するが同調なしで高効率で動作し、ならびにエラーが高い歪みまたは著しい損失なしに回路内で受け入れられ、回路が必要に応じで損傷なしにシャットダウンされ得る固定周波数共振インバータを提供することができる。
第３の態様に従って、ＤＣ電源、２つの連結した誘導素子を含む共振回路、及び同調キャパシタンスからの電流供給のための入力であって、該誘導素子が該電源からの電流を分割するように配置される入力と、電源からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置を備える第１のスイッチング手段と、共振回路を始動または停止するために制御抵抗を共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えるように配置される第３のスイッチング手段とを含む共振インバータが提供される。
制御抵抗器を共振回路内へ、またはその外へ切り替えることは、共振電圧を減少または増加させて、スイッチング装置に損傷を与える可能性のある大きな過渡電圧が生じることなく、正常な共振動作とオフとの間の制御された変動を可能にする。
この配置は、上記の態様の第２のスイッチング手段と共に、またはそれを伴わずに使用され得る。
一実施形態において、第３のスイッチング手段は、制御抵抗器とそれぞれ接続され、かつ電源からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置を備える。第３のスイッチング手段は、共振回路を始動または停止しないとき、共振回路の外へ選択的に切り替えられ得る。一実施形態において、第３のスイッチング手段の２つのトランジスタは、始動または停止時、共振回路を駆動するために位相の外へ選択的に切り替えられ続ける。
第４の態様に従って、ＤＣ電源、２つの連結した誘導素子を含む共振回路、及び同調キャパシタンスからの電流供給のための入力であって、該誘導素子が該電源からの電流を分割するように配置される入力と、電源からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置を備える第１のスイッチング手段と、制御キャパシタンスを共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替え、それによって共振回路の共振周波数を変化させる第２のスイッチング手段と、第２のスイッチング手段の選択的なスイッチングによってスイッチング周波数を変化させるように配置されるスイッチング装置とを含む共振インバータが提供される。
この配置は、共振インバータの異なる動作周波数を選択することを可能にする。制御キャパシタンスを共振回路内へ、またはその外へ切り替えることは、共振周波数を変化させ、合わせるスイッチング装置のスイッチング周波数を制御することによって、共振インバータの動作周波数は特定の用途のために選択され得る。わずかに異なる周波数での動作もまた、力率が制御され得るように時間と共に位相関係を変更する。上に記された他の態様は、次いで、始動／停止及び同調または力率を制御するために使用され得る。
一実施形態において、第２のスイッチング手段は、スイッチング装置と、第１のスイッチング手段のスイッチング装置のそれぞれと並列で接続される制御キャパシタンスとを備える。
一実施形態において、第２のスイッチ手段は、制御キャパシタンスを同調キャパシタンスのゼロ電流交差で共振回路内へ切り替えるように配置される。
一実施形態において、インバータは、共振回路及び積分キャパシタに連結される変流器と、積分キャパシタの全域で連結される二乗器とを有するゼロ電圧検出回路をさらに備える。
一実施形態において、複数の制御キャパシタンスの制御キャパシタンスの個々またはグループは、インバータの動作を制御するために、共振回路の選択されたサイクルにおいて、共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えられるように配置される。
別の態様において、本発明は、ＤＣ電源、２つの連結した誘導素子を含む共振回路、及び同調キャパシタンスからの電流供給のための入力であって、該誘導素子が該電源からの電流を分割するように配置される入力と、電源からの電流を共振回路内へ制御可能に切り替える第１のスイッチング手段と、制御キャパシタンスを共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替え、それによって共振回路の自然共振周波数を変化させる第２のスイッチング手段とを含む共振インバータにある。
一実施形態において、第２のスイッチング手段は、制御キャパシタンスを同調キャパシタンスの電圧ゼロ交差において共振回路内へ切り替える。
一実施形態において、第２のスイッチ手段は、制御キャパシタンスを同調キャパシタンスのゼロ電流交差で共振回路内へ切り替える。
第１のスイッチング手段は、電源からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために、実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置を備え得る。
第２のスイッチング手段は、第１のスイッチング手段のスイッチング装置のそれぞれと並列で接続されるスイッチング装置と、それらの間に接続されている制御キャパシタンスとを備え得る。
一実施形態において、複数の第２のスイッチ手段及び付随した制御キャパシタンスが提供される。
一実施形態において、複数の制御キャパシタンスの制御キャパシタンスの個々またはグループは、時間と共にインバータの動作を制御するために、共振回路の選択されたサイクルにおいて、共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えられ得る。したがって、制御キャパシタンスは、いくつかの実施形態において、共振回路の動作の複数サイクルにわたって共振回路の動作または特性を制御するために、断続的に接続もしくは切断され得るか、またはディザリングされ得る。
一実施形態において、同調キャパシタンス内の電流を第１のスイッチング手段のスイッチング制御波形（複数可）と比較することによって力率を測定する力率測定手段が提供される。
一実施形態において、所望の力率に向けて力率を変化させるために、測定された力率を使用して第２のスイッチング手段を制御する制御手段が提供される。
別の態様において、本発明は、ＤＣ電源、２つの連結した誘導素子を含む共振回路、及び同調キャパシタンスからの電流供給のための入力であって、該誘導素子が該電源からの電流を分割するように配置される入力と、電源からの電流を共振回路内へ制御可能に切り替える第１のスイッチング手段と、制御抵抗を共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替え、それによって共振回路のＱ値を変化させる第２のスイッチング手段とを含む共振インバータにある。
一実施形態において、制御抵抗は、共振回路に近臨界減衰を提供するために選択される。
第１のスイッチング手段は、電源からの電流を前記誘導素子内へ交互に切り替えるために、実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置を備え得る。
第２のスイッチング手段は、第１のスイッチング手段のスイッチング装置のそれぞれと並列で接続されるスイッチング装置と、それらの間に接続されている制御抵抗とを備え得る。
別の態様において、本発明は、前述のうちのいずれか１つに従うインバータを含むＩＰＴ電力供給にある。
別の態様において、本発明は、共振インバータの動作方法にあり、本方法は、インバータの周波数または位相または力率を制御するために、制御キャパシタンスをインバータの共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えることを含む。
一実施形態において、本方法は、制御キャパシタンスを電圧ゼロ交差において共振回路内へ切り替えることを含む。
一実施形態において、本方法は、制御キャパシタンスを電流ゼロ交差で共振回路内へ切り替えることを含む。
本明細書に記載される現在好ましい実施形態に対する様々な変更及び修正は、当業者にとっては明白であることに留意されたい。そのような変更及び修正は、添付の特許請求の範囲内に示される本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく、ならびにその付随する利益を減少させることなく、為され得る。それ故に、そのような変更及び修正が本発明内に含まれることが意図される。
本文書を通して「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅ）」という言葉、ならびに「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」及び「備えること（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という変形は、包括的な意味で解釈されることが意図される。
既知のプッシュプル式電流型共振インバータの回路図である。 別の既知のインバータの回路図である。 本発明に従う一実施形態インバータの略図である。 本発明の一態様に従う検出回路の略図である。 本発明に従う別の実施形態インバータの略図である。 本発明の一態様に従う力率測定回路の略図である。 本発明に従う別の実施形態インバータの略図である。 本発明に従う別の実施形態インバータの略図である。 インバータ波形を示す。
インバータは、多くの現代電力インバータの基本構成要素である。本文書に記載される新しいインバータは、高周波数電圧または電流生成が必要とされる様々な用途に使用され得る。これらの用途は、例えば、誘導結合された非接触型電力伝送、誘導加熱、ＤＣ／ＤＣ変換器、無停電電力供給を含むが、それらに限定されない。
これより、図２に示される既知のインバータの説明から始め、本発明について説明する。この回路は、本質的には図１内のものと同じであるが、位相分割変圧器がなく、２つの連結されたインダクタ２０５及び２０６が代わりに使用される。独立した共振インダクタもなく、同じインダクタ２０５及び２０６がこのタスクも同様に実行する。これらの回路図１及び図２の両方において、回路の自然振動に応答してトランジスタを切り替えることは、臨界負荷において分岐を引き起こし得、次いでＩＰＴシステムが利用可能な電力は大幅に減少する。本回路の理想の動作は極めて単純である。トランジスタ２００及び２０１は、補完的な（プッシュプル式）方法でオン及びオフに切り替えられる。１００がオンのとき、Ｂ地点での電圧は低く（理想では接地〜２０９）、Ａ地点は、キャパシタ２０４と共振する直列のインダクタンス１０５及び２０６によって確定される共振周波数で、正弦半波電圧に従う。Ａでの電圧が接地に戻るとき、スイッチ２０１はオンにされ、スイッチ２００はオフにされ、Ｂ地点は半サイクルを実行する。このようにしてプロセスは継続する。システムが完全に同調される場合、２００及び２０１はクロック信号によって駆動されて、電源２０８からの電流を誘導素子内へ交互に切り替えるために実質的に逆の位相で動作する２つのスイッチング装置２００及び２０１と調和する共振を維持し得る。実際には、完璧な同調は実用的ではないため、スイッチが共振との同期から外れて動作する場合は、高い循環電流がスイッチを通って流れてそれらを破壊することができないようにダイオード２０２及び２０３が追加される。回路の実際の動作において、Ａ及びＢ地点は、スイッチ２００及び２０１がそれぞれオンであるときにダイオード２０２及び２０３がオンの場合にのみ接地に引き寄せられる。本回路が無負荷条件下で動作している場合、これは当てはまらない場合があり、動作はわずかに損なわれ得る。したがって、理想的には、本回路は負荷時に固定周波数で動作されるべきである。
いくつかの用途において、この回路の使用には大きな利点がある。国際特許公開第２０１００９０５３９号に記載されるようなダブルＤピックアップパッドは、電力供給の一部として、及びピックアップの一部として、ここで使用され得る２つの連結コイル（すなわち２０５及び２０６）を有し、別個のインダクタのコストとスペースを節約する。本回路は変圧器絶縁を有しないが、インパッド電力供給にはそれが必要とされず、本回路は自己同調することができる。つまりそれがインパッド状況で使用されるとき、空隙またはアラインメントが様々であるため、ピックアップは１秒につき約１０００回以上でパッドを再同調し続けることができる。このように、ピックアップまたは電力供給に対するいかなるＶＡＲ負荷も大幅に最小化される。
２種類の動作周波数を有する電力供給
２種類の異なる周波数で動作できる新しい回路は図３に示される。
図３に関して、２つの追加のキャパシタ３０４Ａ及び３０４Ｂは、スイッチ３１０Ａ及び３１０Ｂを使用して追加される。これらのスイッチの両方は、逆方向に伝導することができる内臓ダイオードを有する。Ａ地点が、スイッチ３１０Ａがオンの状態で正弦半波が高くなる一方、Ｂ地点が低いとき、キャパシタ３０４Ａは、本質的にはキャパシタ３０４Ａがキャパシタ２０４と並列であるように、その１／２サイクルにおいて充放電される。同様に次の１／２サイクルにおいてスイッチ３０４Ｂがオンの状態で、Ｂ地点が高くなるとき、キャパシタ３０４Ｂは充放電され、キャパシタ３０４Ｂはキャパシタ２０４と並列である。したがって、スイッチ３１０Ａ及び３１０Ｂがオンである一方、キャパシタ２０４は、各１／２サイクルで切り替えられるそれと並列であるキャパシタを有し、回路は以前とは異なる周波数で共振である。したがって、二次スイッチ３１０Ａ及び３１０Ｂの動作は、制御キャパシタンス３０４Ａ及び３０４Ｂ内外に切り替わり、それによってインバータの共振周波数を変化させる。スイッチ２００、２０１、３１０Ａ、３１０Ｂを駆動するクロック周波数は、同調を元の状態に戻すために、新しい共振周波数と合うように調整されると同時に、このクロック周波数は減少されることを必要とする。同調及びスイッチングまたはクロック周波数は、急速に切り替えられ得、キャパシタ２０４がゼロボルトであるときにはいつでも、スイッチ３１０Ａ及び３１０Ｂは変更され得る。スイッチは、それらのうちの１つだけが任意の特定の時間で電圧を有するときに一緒に動作され得るか、それらは、キャパシタ２０４がゼロ電圧であるときにはいつでも独立して動作され得る。メインスイッチ２００及び２０１は、回路が正確に単一力率で動作していない場合に、キャパシタ２０４がサインを変更する厳密な地点で切り替わらない場合があるが、追加のスイッチ３１０Ａ及び３１０Ｂはキャパシタ２０４のゼロ交差において切り替わる。
キャパシタ２０４上の電圧交差を測定することは、電圧が比較的高速でサインを変更するため、簡単なことではない。しかしながら、それを測定する的確な方法が図４に示される。ここでは、キャパシタ２０４内の電流を検出するために変流器が使用される。変流器からの出力は、キャパシタ４０２を充電する電流源であり、したがってキャパシタ４０２の両端の電圧はキャパシタ２０４を通る電流の積分であり、それは第一原則からキャパシタ２０４の両端の電圧である。それ故に、キャパシタ４０２のゼロ交差は、４０２キャパシタ電圧を二乗すること及びインバータを追加することによって、それらが必要とされる正確な半サイクルにおいてオンに切り替えられ得るスイッチ３１０Ａ及びＢを動作するための正確な時間である。抵抗器４０３は、ゼロ交差検出回路に非常にわずかな位相の進みを追加する。この位相の進みは、スイッチを駆動するゲート内での伝搬遅延を可能にする。例えば、１４０ｋＨｚで５度の位相の進みは、生じるであろうおおよその遅延であると思われる９７ｎｓの伝搬遅延を補正する。本回路は、できる限り正確に遅延を出すために、抵抗器４０３を調整することによってトリムされ得る。
複数の出力周波数を有する電力供給
追加のキャパシタ及びスイッチを追加することによって、図３の電力供給は、比較的幅広い範囲の正確な周波数にわたって動作できる図５に転換され得る。
様々な周波数を得るために必要とされるスイッチの数は、追加のキャパシタが配列内で重み付けられる場合は大幅に減少され得る。例えば、１：２：４：８で重み付けられた４つのスイッチ（それぞれの側に）では、１〜１５の任意のキャパシタサイズが選択され得る。キャパシタ及びスイッチの数は、交互サイクル上のスイッチを「ディザリング」することによってさらに減少され得る。したがって、キャパシタは、時間と共に、または平均して、共振回路の所望の出力または挙動が達成されるように、時間と共に（すなわち、共振回路の複数のサイクルにわたって）選択され得るサイクル内でグループまたは個々に内外に選択的に切り替えられ得る。４つのうちの１つと交互に切り替えられる３の重みを有するキャパシタは、３ １／２と同じ重みを与えるか、または１：２：４の重みを有する３つのキャパシタは、ディザリングされて、０、１／２、１、１ １／２、２、２ １／２、３、３ １／２、４、４ １／２、５、５ １／２、６、６ １／２、７を与え、３つのキャパシタで１５の選択可能な値を与える。すでに述べたように、全ての１／２ステップは、次の上方のステップと値を交代することによって達成され、５ １／２は、４＋２と交代される４＋１である、６と交代される５であるか、または３ １／２は、４と交代される１＋２である。全てのスイッチングはゼロ電圧で行われるため、回路の乱れは最小限である。
図５の回路は、複数の可能性のある出力周波数を発生させるために使用され得、例えば誘導電力伝送（ＩＰＴ）用途のために、異なる動作周波数を設定するために使用され得る。したがって、単一装置を使用して、状況及び／またはそれらが電力を伝送している二次装置によって、異なる動作周波数を提供し得る。典型的には、動作周波数は、特定の用途または二次装置のために設定され、次いで一定に維持される。しかしながら、用途または二次装置が変われば、一次共振インバータは、上記の様式で異なる動作周波数に再設定され得る。
代替の実施形態において、図３及び５の共振インバータ回路は、１つの周波数を発生させるが、１つ以上の制御キャパシティ３０４Ａ、３０４Ｂ、５０４Ａ１〜５０４ＡＮ、５０４Ｂ１〜５０４ＢＮの内外に切り替えることによっていかなるＶＡＲエラーも補正するために動作され得る。図９に関して、単一力率、遅れ力率、及び進み力率それぞれについて、Ａ及びＢ地点での電圧波形が示される。スイッチ２００及び２０１のスイッチングの瞬間が示され、単一力率では、示されるように、これらはＡ地点及びＢ地点での波形のゼロ電圧と一致する。同調している、または単一力率に近い共振インバータを動作することは、最大限の電力伝送を可能にし、またスイッチングトランジスタ２００または２０１がオンであるときにこれらの両端の電圧を最小限にし、それによってこれらのトランジスタを通って流れる任意の電流を減少し、故に損傷の可能性を最小限にする。
しかしながら、実際には、インバータの同調または力率は、二次的な負荷または連結における変動に起因して、例えば、一次コイル及び二次コイルの間の距離の変動に起因して、動的に変化し得る。共振回路が完全に同調されない場合、共振電流は、示されるようにスイッチングの瞬間を早めるか、または遅らせ、それは、特に力率がゼロにより近づくとき、スイッチングトランジスタ２００または２０１の両端で大きなピーク電圧を引き起こし得る。高い周波数動作と組み合わさって、スイッチングトランジスタ２００または２０１の両端の電圧の変化は、特に力率が単一から遠ざかるときに著しい。高い周波数動作と組み合わさって、スイッチングトランジスタの両端の周波数の変化は、制限されなければならず、別途制御されない場合には、スイッチングトランジスタを破壊または損傷し得る。同じ考察が、二次スイッチ３１０Ａ、３１０Ｂ、５１０Ａ１〜５１０ＡＮ、５１０Ｂ１〜５１０ＢＮにも当てはまり、それらは上記のようにそれらの対応する第１のスイッチング装置２００または２０１と一緒に切り替えられる。例えば、Ａ地点でのピーク電圧は、πと供給電圧２０８との積であり、したがって供給電圧が３００Ｖの場合、ピーク電圧は９４２Ｖである。しかしながら、インバータが同調されない場合、Ａ地点またはＢ地点でのピーク電圧は、供給電圧とπ／ｃｏｓ（θ）との積である。ここではθは、共振電流とスイッチング波形との間の位相角である。したがって、θが９０°に近づくと、ピーク電圧は非常に大きくなり得、例えば、０．０５（５％）の力率では、３００Ｖの供給電圧でのピーク電圧は１０ｋＶを超過し、維持されることはできない。
制御キャパシタンスは、共振回路を同調するために図５のインバータ回路の内外へ切り替えられ得、力率を単一に近づけ、ピーク電圧、及びひいてはスイッチングトランジスタ両端の電圧過渡を減少させる。改善された力率もまた、動的に変化する連結及び／または負荷状態であるとしても、二次装置へ伝送される電力を最大限にする。したがって、共振インバータは、共振回路の力率によって、１つ以上の制御キャパシタンスを共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えるために制御され得る。複数の周波数実施形態に関して先に記載されるように、制御キャパシタンスは、好ましくは、Ａ地点及びＢ地点それぞれで、ゼロ電圧交差で、インバータ回路内へ、またはその外へ切り替えられる。キャパシタ電圧ゼロ交差の確定は、例えば先述の図４の回路を使用して実装され得る。
回路のこの自己同調では、たとえ回路パラメータが変化しても回路が単一力率で動作され得るように、力率を動的に測定することが必要である。すでに述べたように、この回路における理想的な電圧波形は、スイッチ２００及び２０１を駆動するクロック信号と同じ位相を有する。キャパシタ２０４を通る循環電流は、図４の回路の出力としてすでに利用可能であり、方形波へと変換され、回路が完全に同調される場合には、我々は、これらの２つの方形波信号が完全に位相内にあることを必要とする。実際には、位相差を測定することは、信号が、ゼロではなく、９０度というそれらの間の理想的な位相角を有するときに、より容易である。ここでは新しい電圧基準は容易に発生され得、スイッチ２００及び２０１のためのクロック信号は、水晶電源を使用したマイクロプロセッサまたはＦＰＧＡによって供給されなければならず、スイッチを駆動する信号に対して９０度ずらされる追加の出力周波数を得ることは些細なことである。さらには、必要な場合、この信号は、その位相をわずかに前進または遅延させて電気回路内の伝搬遅延を補正する。
力率を測定するための回路は、変流器４０１を使用した図６に示される。電流の全てが測定されるわけではなく、キャパシタ２０４内の電流のみであるが、これは典型的には、全電流の７０〜８０％であり、ここでの制御目的においては、電流の大きさではなく位相のみが使用されるため、これは十分である。図６に示されるように、変流器４０１からの出力は、キャパシタ４０２によって積分され、増幅器６０１によって二乗される。次に電力供給全体を制御するマイクロプロセッサは、スイッチゲート波形に対して９０度の位相角で交互方形波出力を発生させ、ここでは回路素子６０３によって概念的に示される。６０２及び６０３の出力は、排他的論理和ゲートによって乗算される：Ｘ−ＯＲゲートへの入力が、位相内にある場合（状態Ａ）、出力は、典型的には、Ｘ−ＯＲゲート用の電力供給に相当する１２Ｖであり、それらが９０度であるとき（理想的な状況）、出力は共振周波数の２倍で切り替わり（状態Ｂ）、入力が１８０度である場合は、出力は継続的に低い（Ｃ）。出力を測定し、位相角を画定することは単純なことである。実際には、ここでデジタル技術を使用するのは容易である。カウンタが例えば最大１０００カウントをカウントすることができる期間にわたって、カウンタ入力がＸ−ＯＲの出力によってゲート開閉されると、Ａの場合は１０００カウントをカウントし、Ｂの場合は５００カウントをカウントし、Ｃの場合はゼロをカウントする。さらには、出力は、図５に示される１：２：４：８キャパシタ選択に相当する０〜１５をカウントすることによって回路を同調させるために、キャパシタスイッチがオンである必要のある数までカウントするように、スケーリングされ得る。
これのための簡単な設定は、図５内のキャパシタ２０４を選択して必要とされるキャパシタンスの８０％を供給することである。次いで、追加キャパシタンスが４つのスイッチ、及びここで２ １／２％ステップに相当する１〜１５を与えるキャパシタ１：２：４：８で構成される場合、８ステップは、２０％を追加して１００％キャパシタンスで理想的な同調を与え、０ステップは８０％キャパシタンスで同調し（インダクタンス値は高い）、１５ステップは１１５％で同調し（インダクタンス値は低い）、カウンティングシステムは間にある全てのステップを提供する。より大きな分解能は、より多くのステップまたはスイッチングのディザリングを用いて達成可能である。この同調は、極めて急速に、１ｍｓ未満で為され得る。完全同調を達成しながらも変化に対応するために可能な限り最も速く応答するために、エラーを測定し、そのエラーをステップの現在の数に代数的に加算することによって、本システムをＰＩ制御器にすることができる。
記載されるインバータトポロジを非常に良く同調することができるために、各スイッチ２００、２０１と同調キャパシタ２０４との間のダイオードが必要とされない場合があることが分かるだろう。さらには、第２のスイッチ３１０Ａ、３１０Ｂなどは、自然にオフになる。
始動及びシャットダウン
図３及び５に記載される回路は、特に固定クロック周波数の場合に、停止及び始動することが比較的困難である。これらの問題は、図７に示されるように別の一組のスイッチをそれらと直列に存在する抵抗器と共に追加することによって軽減され得る。回路を始動するために、スイッチ２００、２０１をオフのままにし、スイッチ７００、７０１を、正確なＤＣ供給電圧を用いて正確な周波数で切り替える。抵抗器７０２、７０３は、回路近臨界減衰、恐らくは１％オーバーシュートを得るために０．８倍臨界、を得るために選択される。回路は極めて急速に全電圧に達し、これにより正規スイッチが有効にされ得、７００、７０１はオフにされ得る。
代替的にこれらの第２のスイッチング手段は、抵抗器７０２、７０３の両端の電圧がゼロであるために無駄になる電力がここにないことから、実行され続け得る。この選択肢が選択される場合、回路をシャットダウンすることは、２００、２０１へのゲート信号を、それらの両端に電圧がないときに取り除き、それによって、エネルギーが回路から得られ、共振が崩壊する抵抗器７０２、７０３を通って回路電流が流れることを強いる。キャパシタ２０４は依然として回路内にあり、実（電力）回路のみが抵抗器を通って流れるように共振電流は依然としてこれを通って流れることができる。シャットダウンの完了は、トランジスタの全てをオフのままにし、必要に応じて別の始動の準備を整えることである。
別の配列において、共振電圧が安全性のためには高すぎる場合に、回路が全出力で（及び制御抵抗器のスイッチがオフである）回路を停止しているか、またはシャットダウンを実行している場合、スイッチは以下のように実装され得る。１つの第１のスイッチ、例えば２００、がオンであるとき、７０１（対立する第３の抵抗器手段スイッチ）をオンに切り替え、次いで７００、すなわち２００と並列接続の抵抗器スイッチをオンに切り替える。２０１をオフにしたままで、次いで２００をオフに切り替え、抵抗器をオンに切り替えたままにして回路をシャットダウンするか、または第１のスイッチング手段クロックまたは制御信号を使用して７００及び７０１を交互に切り替えて、回路が次に抵抗器を介して駆動されるように、かつその中の電圧が供給電圧で安定するように共振することができないようにする。２００の両端の電圧は、上昇するが１１００Ｖ未満を維持する。本回路は、ＤＣ供給電圧で全キャパシタを安定させる。
電圧制御に関するこれらの回路の全ての動作は、共振タンク電圧がインダクタ２０７の両端のＤＣ電圧がインダクタ内のＤＣ電流のみで安定するまで上昇することである。これらの条件下では、キャパシタ２０４の両端のＡＣ ｒｍｓ電圧は、ＤＣ電圧２０８×
Figure 2016532427
であるため、３００Ｖ ＤＣ供給では、ＡＣキャパシタ電圧は、６６６Ｖ ＡＣ ｒｍｓとなる。インダクタ２０７が使用されない場合、同じ数値が依然として得られる。この回路の特徴であり、かつここで明白に示されるのは高出力電圧であり、６６６Ｖ ＡＣの出力電圧が３００Ｖ ＤＣ供給から生成される。
ソフト始動及び停止、ならびに過電圧制御
停止及び始動のための代替方法は、図８に示される。ここではインバータ回路自体への供給は、インダクタ２０７を介し（このインダクタは依然として任意であり、使用されない場合は、供給は並列にあるインダクタ２０５及び２０６を介する）、スイッチ８０１は、ダイオード８０２の両端の平均電圧が入力電圧２０８×スイッチ８０１のデューティサイクルＤであるようにデューティサイクルＤで動作する。この回路は、降圧制御器であり、周知であるが、ここでは電流出力は、部品数が最小限に抑えられるように取り込まれる。回路は、本質的にゼロのＤで始動し、次いで０〜１の範囲にわたるＤを掃引することによって全電圧まで上昇される。実際には、２０８は、典型的には３００Ｖであり、同等の出力電圧は、Ｄを直線的に変化させることによって０〜３００Ｖの範囲にわたって掃引され得る。逆方向の同じ掃引は、Ｄをゼロまで減少させることによって回路をオフに切り替えるために、次に使用され得る。実際には、上昇及び下降は、比較的急速であり得、ほぼ１００マイクロ秒以下の遷移が、容易に達成可能である。
降圧制御回路のデューティサイクルＤもまた、他の状況にある同調キャパシタの両端の電圧を調整するために、具体的には、共振回路が同調していない、または非単一力率を有する過電圧状態に応答して電圧を減少させるために制御され得る。上記のように、共振回路が同調していないとき、共振電流は、スイッチングトランジスタの両端の大きなピーク電圧、及び高周波数では損傷を引き起こし得る非常に大きな電圧をもたらし得るスイッチング波形を早めているか、遅らせている。
図２に示される基本回路の動作電圧は、図２上でＡ及びＢと名付けられた地点に相当するトランジスタ２００及び２０１のためのドレイン電圧である。これらの電圧は、上部波形が完璧な同調であり、下部波形がそれぞれ進み及び遅れ力率である図９上の短配列のために示される。波形Ａ及びＢは、ＣＲＯで観測可能であり、かつトランジスタのスイッチングの瞬間と同期する実電圧である。回路が完全に同調される場合、スイッチングの瞬間及び共振タンクのゼロ交差は同一であるが、回路が完全に同調されない場合、それらは同一ではなく、タンク回路は、示されるようにスイッチングの瞬間を進めるか、または遅らせる。完全な条件下で、Ａ地点での平均電圧は、ピーク電圧×
Figure 2016532427
であり、これは、ピーク電圧がπ×ＶＤＣであるようにＤＣ電圧出力２０８と等しくなければならず、ＶＤＣが３００Ｖである場合、ピーク電圧は９４２ボルトである。しかし、回路は完全に同調されないが、キャパシタ同調電流とスイッチング波形との間に角度θが存在する場合、ＡまたはＢ地点での平均電圧は、ピーク電圧×ｃｏｓ（θ）／πである。
したがって、前と同じ平均化の場合、ピーク電圧は、ここではＶＤＣ×π／ｃｏｓ（θ）であり、θが９０度に近づくと、非常に大きくなり得る。図５に示されるようなキャパシタを使用した同調方法は、回路を同調しこの問題を除去するために使用され得る。しかし、降圧変換器もまた、非同調回路と共に使用され得、ＶＤＣは、降圧回路スイッチ８０１のデューティサイクルＤを制御することによって修正（減少）され得る。ピーク電圧はここで、トランジスタの定格内に含まれ得る。これは、３つのスイッチのみを使用した非常に低コストの配列である。多くの場合、離調の量は、０．９４またはそれより良好な力率に相当する１０〜２０程度未満であり、Ｄの修正の程度は、１０％未満であるが、それは追加の同調部品なしに低コストで達成される。同じ制御機能が進み及び遅れ状態の両方に効果的であることに留意されたい。θが９０度に近づくと、回路は保護されるが、電力出力は減少され、電力が維持されなければならない場合、図５の回路または同等のものが、追加で、または代替的に使用され得る。
図２の回路と組み合わされる図８の回路は、容易かつ安価に制御される共振電力供給を与える。全ての保護機能は、降圧制御器を使用して達成され、回路は、高周波で、困難なくかつ高効率で進み及び遅れ力率を駆動することができる。トランジスタは、電力が適用されるときにはいつでも回路がそれと出力インバータ波形とを処理するように、具体的には高周波数でｄｉ／ｄｔ及びｄｖ／ｄｔの制限なしに動作する能力を有するように、常に切り替えられ続け得る。
降圧制御器のデューティサイクルＤは、例えば図５の回路を使用して、共振回路から確定される力率に応答して装置８０１のスイッチングを調整することによって制御され得る。代替的に、Ａ地点またはＢ地点での電圧は、例えば、二乗増幅器４０４のない図４の回路を使用して、測定され得る。電圧が既定の閾値を超えると、デューティサイクルＤは、共振電圧を既定の範囲内に維持するために減少される。
上記の様々な実施形態は、単一の共振インバータ回路を一緒に採用し得るか、または電力供給要求の要求によって別個に配備され得る。
図７に関連して記載される本発明は、共振回路のＱ値が制御されることを可能にし、かつ本文書に開示されるもの以外の他のインバータ回路に適用され得ることが理解されよう。

Claims (12)

  1. ＤＣ電源からの電流の供給のための入力と、２つの連結された誘導素子及び同調キャパシタンスを含む共振回路と、第１のスイッチング手段と、第２のスイッチング手段とを含む共振インバータであって、
    前記誘導素子が前記電源からの電流を分割するように設けられ、
    前記第１のスイッチング手段が前記電源からの電流を前記誘導素子内へ交互に切り替えるために、実質的に逆の位相で動作可能な２つのスイッチング装置を備え、
    前記第２のスイッチング手段が１つ以上の制御キャパシタンスを前記共振回路の力率によって前記共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えるためのものである、共振インバータ。
  2. 前記第２のスイッチング手段が、スイッチング装置と、前記第１のスイッチング手段の前記スイッチング装置のそれぞれと並列で接続された前記制御キャパシタンスとを含む、請求項１に記載の共振インバータ。
  3. 前記第２のスイッチ手段が、前記制御キャパシタンスを、前記同調キャパシタンスのゼロ電流交差で前記共振回路内へ、またはその外へ切り替えるように設けられた、請求項１または２に記載の共振インバータ。
  4. 前記共振回路の電流と前記スイッチング装置を駆動するためのスイッチング信号との間の位相差を測定することによって前記力率を測定するように設けられた力率検出回路をさらに含む、請求項１〜３のいずれか一項に記載の共振インバータ。
  5. 前記力率検出回路が、前記共振回路及び積分キャパシタに連結された変流器と、前記積分キャパシタの全域で連結される二乗器と、前記二乗器の出力を前記スイッチング信号と比較するための比較器とを含む、請求項４に記載の共振回路。
  6. 複数の制御キャパシタンスの個別またはグループの制御キャパシタンスが、前記インバータの動作を制御するために、前記共振回路の選択されたサイクルにおいて前記共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えられるように設けられた、請求項１〜５のいずれか一項に記載の共振インバータ。
  7. 前記入力と前記誘導素子との間に連結された降圧制御回路をさらに含み、前記降圧制御回路が、ダイオードと、過電圧状態に応答して前記同調キャパシタの両端の電圧を減少させるために制御されるデューティサイクルを有する降圧制御スイッチとを有する、請求項１〜６のいずれか一項に記載の共振インバータ。
  8. 前記デューティサイクルが、前記共振回路を停止または始動するために制御される、請求項７に記載の共振インバータ。
  9. 前記デューティサイクルが、前記共振電流の力率に応答して前記同調キャパシタの両端の電圧を減少させるために制御される、請求項７または８に記載の共振インバータ。
  10. 前記共振回路を始動または停止するために、制御抵抗器を前記共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えるように設けられた第３のスイッチング手段をさらに含む、請求項１〜９のいずれか一項に記載の共振インバータ。
  11. ＤＣ電源からの電流供給のための入力と、２つの連結された誘導素子及び同調キャパシタンスを含む共振回路と、２つのスイッチング装置を備える第１のスイッチング手段と、第２のスイッチング手段とを含み、前記誘導素子が前記電源からの電流を分割するように設けられている共振インバータの動作方法であって、
    前記電源からの電流を前記誘導素子内へ交互に切り替えるために、前記２つのスイッチング装置を実質的に逆の位相で切り替えることと、
    １つ以上の制御キャパシタンスを前記共振回路の力率によって前記共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えるように第２のスイッチング手段を切り替えることと、を含む、共振インバータの動作方法。
  12. 複数の制御キャパシタンスの個別またはグループの制御キャパシタンスが、前記インバータの動作を制御するために、前記共振回路の選択されたサイクルにおいて前記共振回路内へ、またはその外へ選択的に切り替えられる、請求項１１に記載の方法。
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