CN105765839A - 具有自调谐的谐振电源 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于电力应用的将直流(DC)变成交流(AC)的电流反馈谐振逆变器。本发明的一个应用是用于感应功率传输(IPT)系统的电源。提供了一种谐振逆变器，包括：输入，所述输入用于从DC电源(208)供应电流，包括两个耦合电感元件(205,206)和调谐电容(204)的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；第一开关设备，所述第一开关设备包括以基本相反相位操作以交替地将电流从所述电源投入所述电感元件中的两个开关装置(200,201)；第二开关设备(504A1?n,504B1?n)，所述第二开关设备根据所述谐振电路的功率因数选择性将一个或多个控制电容(510A1?n,510B1?n)投入或切出所述谐振电路。

Description

具有自调谐的谐振电源
技术领域
本发明涉及用于电力应用的将直流(DC)变成交流(AC)的电流反馈谐振逆变器。本发明的一个应用是用于感应功率传输(IPT)系统的电源。
背景技术
逆变器在电力供应中有许多应用，包括交流电源的产生，例如用作将DC电压转换成AC电压供给的逆变器(例如不间断电源)。逆变器还可以用在DC至DC变换器的内部阶段、感应加热、微波产生、表面检测、医学实验、高频无线系统、IPT系统等。
已知的推挽(push-pull)电流反馈谐振逆变器的电路示意图示于图1中。这种逆变器的操作在美国专利说明书5,450,305中讨论，其内容通过引用被并入本文。由于这些谐振逆变器的低开关损耗和低电磁干扰(EMI)，他们得到广泛普及。
在IPT系统中，IPT电源理想情况是产生固定频率的正弦输出电压的固定频率的电源。这种电源示于图1中。图1的电路具有DC电感器LDC、分相变压器LPS和并联谐振槽电路C1L1。开关S1和S2反相操作，在并联谐调槽电路两端产生谐振电压。加入与开关串联的二极管，使得开关不可能同时接通，对C1放电。
电感器LDC在稳态操作条件下提供恒定的DC电流源。此电感器通常设计成很大，以克服饱和问题。具有两个紧密耦合绕组LSP的分相变压器用来将DC电流分成两个支路，开关S1和S2被控制为交替“接通”和“关断”，以改变注入到包括线圈L1和其调谐电容器C1的谐振槽电路中的电流的方向。电阻器R代表由逆变器供应的负载。
还需要外部控制器(未显示)，以便控制开关S1和S2。控制器检测谐振电压(例如感测谐振电容器C1两端的电压)，并且在电压过零点驱动开关(零电压开关)。这些开关技术有助于降低开关损耗和EMI。为此，通常需要额外的电压互感器或绕组来检测电容器C1两端的电压过零点。检测到的信息被控制器使用，以驱动开关S1和S2，通常需要有特殊的门极驱动电路。这种形式的逆变器的启动相对困难，需要复杂的控制器。
在高频操作时，传统的电源(未显示)是有问题的，原因是随着频率升高，所需的dV/dt和dI/dt暂态很高以致操作电源是有问题的，操作电源变得越发困难。例如，在140kHz频率下，一个完整周期只有7微秒，所以如果开关在半个周期的1％内接通480V总线，则开关上的dV/dt是480/(3.5微秒x1％)＝13.7kV/微秒，这是非常快的暂态，使高压侧开关的操作变得有挑战。图1的电路借助软开关和低的dI/dt及dV/dt避免了此问题。然而，此电路(图1)的难度是响应于逆变器上的电抗负载的变化保持操作频率，特别是保持所需的功率因数，其原因是此电路可能易于分叉。
发明内容
本发明的目的是提供一种逆变器或电源或操作逆变器或电源的方法，其至少消除一个或多个前述缺点或者至少给公众提供一种有用的选择。
根据第一方面，提供了一种谐振逆变器，包括：输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；第一开关设备，所述第一开关设备包括以基本相反相位操作以交替地将电流从所述电源投入到所述电感元件中的两个开关装置；以及第二开关设备，所述第二开关设备根据所述谐振电路的功率因数选择性将一个或多个控制电容投入或切出所述谐振电路。
诸如上文的S1和S2的第一开关设备在谐振频率下的交替半周接通。第二开关设备投切第一开关设备的开关装置两端的电容器，以改变逆变器的调谐频率。
这种配置可以用来降低谐振电路中的高峰值电压，否则由于缺少调谐或低功率因数，可能会出现这种高峰值电压。这种高峰值电压的存在特别是在电压变化速率会非常高的高频下，可能损坏开关装置。调谐逆变器还优化例如在IPT(感应功率传输)二次侧(诸如电动车辆)中传输的功率。控制电容器的选择性开关实现功率因数的动态校正，功率因数由于诸如二次侧负载变化和/或耦合变化的外部因素，例如由于电感元件和电动汽车上的二次线圈之间的距离变化可能会变化。
在一个实施例中，第二开关设备包括开关装置和与所述第一开关设备的每个开关装置并联连接的控制电容。第二开关设备可以被配置成在所述调谐电容的电流过零点将所述控制电容投入或切出所述谐振电路，其中，改变逆变器的频率可以调节功率因数。
在一个实施例中，谐振逆变器还包括功率因数检测电路，所述功率因数检测电路被配置成通过确定所述谐振电路的电流和用于驱动所述开关装置的开关信号之间的相位差，确定所述功率因数。
在一个实施例中，所述功率因数检测电路包括耦合到所述谐振电路和积分电容器的电流互感器、耦合在所述积分电容器两端的方波产生器和用于将所述方波产生器的输出与所述开关信号进行比较的比较器。
在一个实施例中，多个控制电容中的个别控制电容或控制电容组被配置成在所述谐振电路的选择周期中选择性投入或切出所述谐振电路，以控制所述逆变器的操作。一连串不同大小的控制电容可以被适当的第二开关设备组合，以便得到所需的电路电容，从而校正逆变器的动态操作中确定的功率因数。
在一个实施例中，谐振逆变器还包括第三开关设备，所述第三开关设备包括两个开关装置，每个开关装置连接到控制电阻器，并以基本相反的相位操作，以交替地将电流从电源投入到电感元件中，第一开关设备被投入或切出谐振电路，以便启动或停止谐振电路。此配置提供一种启动和停止谐振逆变器的手段，第三开关设备所有时间都在操作，第一开关设备在需要全功率时接通，以绕过控制电阻器。
在一个实施例中，谐振逆变器可以包括耦合于所述输入电流源和所述电感元件之间的降压控制电路，所述降压控制电路具有二极管和降压控制开关，所述降压控制开关具有占空比，所述占空比被控制以便调节所述调谐电容器两端的电压。此配置可以用来启动和停止谐振电流，还可以用来在谐振电路不被调谐时，降低峰值电压。这种开发方案提供更好的控制选项，另外可以只用三个开关实现，是一种廉价的选项。
还提供一种操作谐振逆变器的方法，所述谐振逆变器具有输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；包括两个开关装置的第一开关设备和第二开关设备；所述方法包括：以基本相反的相位投切所述两个开关装置，以交替地将电流从所述电源投入所述电感元件中；投切所述第二开关设备，以根据所述谐振电路的功率因数，选择性将一个或多个控制电容投入或切出所述谐振电路。
实施例可以提供固定频率的正弦谐振逆变器，包括使用数字开关功率电容器，从而调谐频率在所有时间都可以被紧密地控制成近似操作频率，电路以高效率、低畸变波形操作，使得开关电压和输出电流在稳定状态和动态条件下具有高功率因数。
根据第二方面，提供了一种谐振逆变器，包括：输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；第一开关设备，所述第一开关设备包括以基本相反相位操作以交替地将电流从所述电源投入到所述电感元件中的两个开关装置；以及耦合于输入和电感元件之间的降压控制电路，所述降压控制电路具有二极管和降压控制开关，所述降压控制开关具有占空比，所述占空比被控制以便响应于过压条件降低所述调谐电容器两端的电压。
过压条件可以是预定的电压阈值，其可以被直接测量或者从其它参数(诸如功率因数)推导出来。
此配置还可以用来降低由于缺少调谐或低功率因数造成的谐振电路中的高峰值电压。它可以用总共三个开关装置简单地实现，三个开关装置包括两个晶体管组成的第一开关设备和包括一个晶体管的降压开关设备，成本是非常低的。因此，降压开关设备的占空比被控制，以便响应于第一开关装置与谐振电路的谐振电流不同相地投切，降低逆变器的DC电源电压。替代性地或者另外，占空比可以被控制，以便停止或启动谐振电路。
还提供一种操作谐振逆变器的方法，所述谐振逆变器具有：输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；第一开关设备，所述第一开关设备包括两个开关装置和耦合于输入和电感元件之间的降压控制电路，所述降压控制电路具有二极管和降压控制开关；第二开关设备；所述方法包括：响应于过压条件或在启动和停止时，控制降压控制开关的占空比，以便控制调谐电容器两端的电压。
在一个实施例中，所述方法包括确定谐振电路的电压或功率因数，根据确定的电压或功率因数控制占空比。
实施例可以提供一种固定频率的谐振逆变器，其在高频下无需调谐以恒定频率操作，误差在电路内被调节，无高畸变或显著损耗，电路可以在需要时被关断，不会造成损坏。
根据第三方面，提供了一种谐振逆变器，包括：输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；第一开关设备，所述第一开关设备包括以基本相反相位操作以交替地将电流从所述电源投入到所述电感元件中的两个开关装置；以及第三开关设备，所述第三开关设备被配置成选择性将控制电阻投入或切出所述谐振电路，以便启动或停止谐振电路。
将控制电阻器投入或切出谐振电路降低或提高谐振电压，允许常规谐振操作和关断之间有可控的改变，不会产生可能会损坏开关装置的大的暂态电压。
此配置可以与上文描述的方面的第二开关设备一起使用或不与其一起使用。
在一个实施例中，第三开关设备包括两个开关装置，每个开关装置连接到控制电阻器，并且以基本相反的相位操作以将电流交替地从电源投入到电感元件中。第三开关设备可以在不启动或停止谐振电路时，选择性切出谐振电路。在一个实施例中，第三开关设备的两个晶体管继续不同相地被选择性投切，以在启动或停止时驱动谐振电路。
根据第四方面，提供了一种谐振逆变器，包括输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；第一开关设备，所述第一开关设备包括以基本相反相位操作以交替地将电流从所述电源投入到所述电感元件中的两个开关装置；第二开关设备，所述第二开关设备选择性将控制电容投入或切出所述谐振电路，从而改变谐振电路的谐振频率；所述开关装置被配置成根据第二开关设备的选择性开关，改变开关频率。
此配置允许选择谐振逆变器的不同操作频率。将控制电容投入或切出谐振电路改变谐振频率，并且通过控制开关装置的开关频率以进行匹配，针对具体应用，可以选择谐振逆变器的操作频率。同样，在稍微不同的频率下操作改变随时间变化的相位关系，使得功率因数可以被控制。上文指出的其它方面则可以用来控制启动/停止和调谐或功率因数。
在一个实施例中，第二开关设备包括开关装置和与第一开关设备的每个开关装置并联连接的控制电容。
在一个实施例中，第二开关设备被配置成在调谐电容的电流过零点将控制电容投入谐振电路中。
在一个实施例中，逆变器还包括零电压检测电路，所述零电压检测电路具有耦合到谐振电路和积分电容器的电流互感器和耦合于积分电容器两端的方波产生器。
在一个实施例中，多个控制电容中的个别控制电容或控制电容组被配置成在所述谐振电路的选择周期中选择性投入或切出所述谐振电路，以控制所述逆变器的操作。
在另一方面，本发明包括一种谐振逆变器，包括输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；第一开关设备，所述第一开关设备可控地将电流从电源投入谐振电路中；第二开关设备，所述第二开关设备选择性将控制电容投入或切出所述谐振电路，从而改变谐振电路的自然谐振频率。
在一个实施例中，第二开关设备在调谐电容的电压过零点将控制电容投入谐振电路中。
在一个实施例中，第二开关设备在调谐电容的电流过零点将控制电容投入谐振电路中。
第一开关设备可以包括以基本相反相位操作以交替地将电流从所述电源投入到所述电感元件中的两个开关装置。
第二开关设备可以包括与所述第一开关设备的每个所述开关装置并联连接的开关装置和连接于其间的控制电容。
在一个实施例中，提供多个第二开关设备和关联的控制电容。
在一个实施例中，多个控制电容中的个别控制电容或控制电容组被配置成在所述谐振电路的选择周期中选择性投入或切出所述谐振电路，以控制所述逆变器随时间变化的操作。因此，在一些实施例中，控制电容可以被间歇性地连接或断开，或者脉动，以在谐振电路的多个操作周期上控制谐振电路的操作或特征。
在一个实施例中，提供功率因数测量设备，其通过将用于第一开关设备的调谐电容中的电流与(若干)开关控制波形比较来测量功率因数。
在一个实施例中，提供控制设备，其使用测量的功率因数来控制第二开关设备，以将功率因数变成期望的功率因数。
在另一方面，本发明包括一种谐振逆变器，包括输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；第一开关设备，所述第一开关设备可控地将电流从所述电源投入到谐振电路中，以及第二开关设备，所述第二开关设备选择性将控制电阻投入或切出所述谐振电路，从而改变谐振电路的Q因数。
在一个实施例中，控制电阻选择为向谐振电路提供接近临界的衰减。
第一开关设备可以包括以基本相反相位操作以交替地将电流从所述电源投入到所述电感元件中的两个开关装置。
第二开关设备可以包括与第一开关设备的每个开关装置并联连接的开关装置和连接于其间的控制电阻。
在另一方面，本发明包括一种IPT电源，包括根据前述中任何一项所述的逆变器。
在另一方面，本发明包括一种操作谐振逆变器的方法，所述方法包括选择性将控制电容投入或切出逆变器的谐振电路，以控制逆变器的频率或相位或功率因数。
在一个实施例中，所述方法包括在电压过零点将控制电容投入谐振电路中。
在一个实施例中，所述方法包括在电流过零点将控制电容投入谐振电路中。
应当注意，对目前本文中描述的优选实施例的各种改变和变形对本领域技术人员是显然的。在不偏离如所附权利要求中陈述的本发明的精神和范围以及不削减其伴随的优点下，可以进行这种变化和变形。因此，想要使这些变化和变形包括于本发明中。
在此文档中，词语“包括”和各变形想要在包括的含义上解读。
附图说明
图1是已知的推挽电流反馈谐振逆变器的示意电路图；
图2是另一已知逆变器的电路图；
图3是根据本发明的逆变器的一个实施例的图；
图4是根据本发明的一个方面的检测电路的图；
图5是根据本发明的逆变器的另一实施例的图；
图6是根据本发明的一个方面的功率因数测量电路的图；
图7是根据本发明的逆变器的另一实施例的图；
图8是根据本发明的逆变器的另一实施例的图；
图9示出逆变器波形。
具体实施方式
逆变器是许多现代功率逆变器的基本模块。此文档中描述的新逆变器可以用在需要生成高频电压或电流的各种应用中。这些应用包括但不限于例如感应耦合无接触功率传输，感应加热，DC-DC变换器，不间断电源。
从解释图2中所示的已知逆变器开始，描述本发明。此电路基本上与图1中的相同，但没有分相变压器，取而代之是两个耦合电感器205和206。这里也没有独立谐振电感器——同样，相同的电感器205和206执行此任务。在图1和图2这两个图中，响应于电路的自然振荡开、关晶体管可以引起临界负载分叉，于是，可用于IPT系统的功率大大降低。此电路的理想操作是相当简单的。晶体管200和201以互补(推-挽)方式被接通和关断。当100接通时，B点的电压为低(理想为地-209)，A点遵循谐振频率的半正弦波电压，谐振频率由与电容器204串联谐振的电感105和206确定。当A的电压回到地时，开关201接通，开关200关断，点B执行半周期。因此，过程继续。如果系统被完美地调谐，则200和201可以由时钟信号驱动，以使谐振继续，两个开关装置200和201以基本相反相位操作，从而交替地将电流从电源208投入电感元件中。实际上，完美调谐是不实际的，所以二极管202和203被加入，使得如果开关与谐振失步操作，则高循环电流不能流过开关，因此损坏开关。在电路的实际操作中，点A和B只在开关200和201相应接通二极管202和203导通时，被拉到地。如果电路在无负载条件下操作，则可能不是这种情况，所以操作可能被稍微折衷。因此，理想地，电路应当在有负载和固定频率下操作。
在一些应用中，使用此电路有显著优点。如国际专利公开WO2010090539中描述的双D拾取垫(pick-uppad)具有两个耦合线圈(即205和206)，在这里可以用作电源的一部分——并且作为拾取器的一部分，节省单个电感器的成本和空间。电路没有任何变压器隔离，对于垫内(in-pad)电源，变压器隔离是不需要的，电路可以自调谐。所以当用在垫内情形时，由于气隙或对齐变化，拾取器可以保持以每秒大约1000次或者更多次重新调谐垫。以此方式，拾取器或电源上的任何VAR负载显著降低。
具有两个操作频率的电源
新电路示于图3中，可以在2个不同的频率下操作。
参照图3，使用开关310A和310B，两个额外的电容器304A和304B被加入。这两个开关都具有可以在相反方向导通的内部体二极管。当开关310A接通，点A以半正弦波方式变成高，同时点B为低时，电容器304A在该1/2周期被充电和放电，使得实质上电容器304A与电容器204并联。类似地，在开关304B接通的下一1/2周期，当点B变成高时，电容器304B被充电和放电，电容器304B与电容器204并联。因此，当开关310A和310B接通时，电容器204具有与其并联的电容器，在每1/2周期接通，电路会以与以往不同的频率谐振。因此，第二开关310A和310B的操作投入或断开控制电容304A和304B，从而改变逆变器的谐振频率。同时，驱动开关200,201,310A,310B的时钟频率被调节以匹配新谐振频率，以便恢复调谐，时钟频率需要被降低。调谐和开关或时钟频率可以被非常快速地切换——当电容器204为零伏时，开关310A和310B可以被改变。开关可以在他们中的一个在任何特定时刻有电压时被一起操作，或者可以在电容器204为零电压时被独立地操作。如果电路不在精确的单位功率因数下操作，则主开关200和201可以不恰好在电容器204改变符号的那点开关，但附加开关310A和310B在电容器204的过零点接通。
当电压以相对高的速度改变符号时，测量电容器204上的电压过零不那么重要。然而，简洁的测量方式示于图4中。这里，电流互感器用来检测电容器204中的电流。电流互感器的输出是对电容器402充电的电流源——因此，电容器402两端的电压是通过电容器204的电流的积分——从第一原理来说这是电容器204两端的电压。电容器402的过零点因此是操作开关310A和310B的恰当时间，通过将电容器402的电压形成方波并加入反相器，开关310A和310B可以在所需的正好半周期内被接通。电阻器403给过零检测电路加入非常小的相位超前。此相位超前允许驱动开关的门极中的传输延迟。例如140kHz下5度的相位超前会校正97ns的传输延迟，这很可能是会经历的大致延迟。通过调节电阻器403以使延迟尽可能精确，电路可以被修整。
具有多个输出频率的电源
通过加入额外的电容器和开关，图3的电源可以转换成可以在相对宽范围的精确频率下操作的图5。
如果额外电容器按顺序加权，则得到一系列频率所需的开关的数目可以大大降低。例如，4个开关(每一侧上)按1:2:4:8加权，可以选择1-15的任何电容器大小。通过在交替的周期“脉动(dither)”开关，电容器和开关的数目可以被进一步降低。因此，在可以随时间变化选择的周期(即在谐振电路的多个周期)中，电容器可以成组地或分别被选择性投入或断开，所以随着时间变化或者平均来说，获得谐振电路的期望输出或行为。权重为3的电容器与权重为4的电容器交替开关，产生31/2的相等权重，或者权重为1:2:4的三个电容器可以脉动产生：0,1/2,1,11/2,2,21/2,3,31/2,4,41/2,5,51/2,6,61/2,7，用3个电容器产生15个可选值。如指出的，通过用下一步递增交替值，实现所有的1/2阶梯——51/2是5与6交替，是4+1与4+2交替，或者31/2是1+2与4交替。所有开关都在零电压下开关，所以对电路的破坏是最小的。
图5的电路可以用来产生多个可能的输出频率，并且可以用来设置例如感应功率传输(IPT)应用的不同操作频率。因此，单个装置可以用来根据情况和/或将功率传输到的次级装置，来提供不同的操作频率。通常，对于具体应用或次级装置，设置操作频率，然后保持不变。然而，如果应用或次级装置变化，则初级谐振逆变器可以以上文描述的方式被重新设置成不同的操作频率。
在替代性实施例中，图3和图5的谐振逆变器电路可以被操作，产生一个频率，但通过投入或切出一个或多个控制电容304A,304B,504A1-504AN,504B1–504BN，校正任何VAR误差。参照图9，分别对于单位功率因数，滞后功率因数和超前功率因数，显示点A和B的电压波形。示出开关200和201的开关瞬间，在单位功率因数下，如所示的，这些瞬间与点A和点B的波形的零电压一致。协调一致或接近单位功率因数操作谐振逆变器能实现最大功率传输，还最小化开关晶体管200或201导通时这些晶体管两端的电压，从而降低流过这些晶体管的任何电流，因此最小化潜在损坏。
然而，实际上，由于次级负载或耦合的变化，例如由于初级和次级线圈之间的距离变化，逆变器的调谐或功率因数可以动态变化。如果谐振电路不被完美地调谐，如所示谐振电流超前或滞后开关瞬间，这可能导致开关晶体管200或201两端的大的峰值电压，特别是功率因数接近零时。与高频操作结合，开关晶体管200或201两端的电压变化是明显的，特别是当功率因数远离单位1时。与高频操作结合，开关晶体管两端的频率变化必须被限制，如果不控制，则可能破坏或损坏开关晶体管。相同考虑因素还适用于次级开关310A,310B,510A1-510AN,510B1–510BN，他们与如上文描述的相应的第一开关装置200或201一起开关。例如，点A的峰值电压是π乘以电源电压208——因此，电源电压是300V，峰值电压是942V。然而，如果逆变器不被调谐，则A点或B点的峰值电压是电源电压乘以π/cos(θ)。θ是谐振电流和开关波形之间的相位角。因此，峰值电压可能在θ接近90°时变得非常大——例如，对于0.05(5％)的功率因数，300伏电源电压的峰值电压超过10kV，不能持久。
控制电容可以被投入或切出图5的逆变器电路，以便调谐谐振电路，使功率因数更靠近单位1，降低峰值电压，因此降低开关晶体管两端的电压瞬变。即使在动态变化的耦合和/或负载条件下，改进的功率因数也会最大化传输到次级装置的功率。因此，谐振逆变器可以被控制，以便根据谐振电路的功率因数选择性将一个或多个控制电容投入或切出谐振电路。如之前参照多个频率的实施例描述的，控制电容优选相应在电压过零点A和B被投入或切出逆变器电路。电容器电压过零点的确定可以使用如之前作为示例描述的图4的电路实现。
对于电路的这种自调谐，必须动态地测量功率因数，使得即使电路参数变化，电路也可以以单位功率因数操作。如指出的，此电路中的理想电压波形具有与驱动开关200和201的时钟信号相同的相位。通过电容器204循环的电流已从图4电路的输出可用，其被转换成方波，并且如果电路被完美调谐，则要求这两个方波信号是完全同相的。实际上，在信号具有90度而不是0度的理想相位角，则测量相位差是更容易的。这里，可以容易地产生新电压参考——开关200和201的时钟信号必须使用晶振源由微处理器或FPGA提供，得到相对于驱动开关的信号移位90度的附加输出频率是微不足道的。而且，如果需要，此信号可以具有稍微提前或滞后的相位，以校正电路中的传输延迟。
使用电流互感器401测量功率因数的电路示于图6中。并不测量所有的电流——只是电容器204中的电流——但由于通常是总电流的70-80％，因为只使用电流的相位而不是幅值，所以对控制目的是足够的。如图6所示，电流互感器401的输出被电容器402积分，被放大器601形成方波。控制整个电源的微处理器产生相对于开关门极波形为90度相位角的交替方波输出——这里由电路元件603从概念上示出。输出602和603被异或门相乘：如果异或门的输入同相(条件A)，则输出通常是12V，与异或门的电源相对应，如果输入相隔90度(理想情况)，则输出会以谐振频率的两倍开关(条件B)，如果输入相隔180度，则输出会连续为低(C)。测量输出并确定相位角是简单的事情。实际上，在这里数字技术易于使用。在计数器计数最大值例如1000个计数的时段中，在A情况下，如果计数器的输入与异或门的输出与，则将计数1000个计数，在B情况下，会计数500，在C情况下，会计数0。而且，输出可以被标定，使得通过计数与图5中所示的1:2:4:8电容器选择对应的0-15，来对有多少电容器开关需要被接通进行计数，以调谐电路。
对此一种简单设置是选择图5的电容器204来供应所需的80％的电容。如果额外电容由4个开关和电容器1:2:4:8组成，产生这里与21/2％阶梯对应的1-15，则8个阶梯增加20％，产生100％电容的理想调谐，0阶梯以80％电容调谐(电感值高)，15个阶梯以115％调谐(电感值低)，计数系统会提供介于其间的所有阶梯。用更多的阶梯或使开关脉动，可实现更多分辨率。此调谐可以非常快地进行——小于1毫秒。通过测量误差并从代数上将误差加入到本阶梯数，以产生最快的可能响应，实现对变化进行响应的全调谐，系统可以被做到PI控制器中。可看出，所描述的逆变器拓扑可以被调谐得很好，以致可能不需要每个开关200,201和调谐电容器204之间的二极管。而且，第二开关310A、310B等会自然关断。
启动和关断
图3和图5中描述的电路相对难以停止和启动——特别是用固定的时钟频率。这些问题可以通过如图7所示增加另一对开关和与其串联的电阻器来缓解。为了启动电路，开关200,201保持关断，开关700,701以恰当的DC电源电压在恰当频率下投切。电阻器702,703选择为使电路接近临界衰减——大概是0.8倍临界值，产生1％的过冲。电路会非常快速地达到全电压，因此常规开关可以被启动，开关700,701可以被关断。
替代性地，这些个第二开关设备在电阻器702,703两端的电压为零时可以保持运行，所以不浪费功率。如果选择这种选项，则关断电路仅需要在开关200,201两端无电压时去掉开关200,201的门极信号，从而迫使电路电流流过电阻器702,703，此时从电路汲取能量，谐振瓦解。电容器204仍然在电路中，谐振电流仍可以流过电容器204，使得只有实(功率)电路流过电阻器。关断的完成使所有晶体管关断，根据需要准备好另一次启动。
在另一种配置中，如果电路为全功率(控制电阻器关断)，在谐振电压太高不安全时停止电路或执行关断，开关可以按照如下实现。当一个第一开关接通时——比方说200——接通701(相对的第三电阻器表示开关)，则接通700——即与200并联的电阻器开关。保持201关断，则关断200，或者使电阻器开关接通以关断电路，或者使用第一开关设备时钟或控制信号交替地投切700和701，使得电路通过电阻器驱动，不会谐振，这样，电路中的电压会稳定在电源电压。200两端的电压会上升，但保持低于1100V。电路会稳定，所有电容器处于DC电源电压。
关于电压控制方面，所有这些电路的操作是谐振槽电压会升高，直到电感器207两端的DC电压稳定，电感器中只有DC电流。在这些条件下，电容器204两端的AC均方根电压是DC电压208乘以所以对于300VDC电源，AC电容器电压是666VAC均方根。如果不使用电感器207，则仍获得相同的数字值。高输出电压是此电路的特征，这里，666VAC的输出电压由300VDC电源产生就清楚示出这一点。
软启动和停止，过压控制
用于停止和启动的替代性方法示于图8中。这里，给逆变器电路本身的电源通过电感器207(此电感器仍是可选的，如果不使用，则馈电是通过并联的电感器205和206)，开关801用占空比D操作，使得二极管802两端的平均电压是输入电压208乘以开关801的占空比D。此电路是降压控制器(Buckcontroller)，是众所周知的，由此得到电流输出，使得组件计数被最小化。电路可以用D以基本为零启动，然后通过在范围0到1扫过D上升到全电压。实际上，208通常是300V，相同的输出电压可以通过线性改变D在范围0到300V扫过。现在可以使用相反的同样的扫描通过将D降低到零来关断电路。实际上，上升和下降可以相对快，容易实现量级为100微秒或更小的过渡。
降压控制电路的占空比D还可以被控制，以便在其它情形下调节调谐电容器两端的电压，特别是响应于过压条件降低电压，其中，谐振电路失调，或者具有非单位的功率因数。如上文讨论的，当谐振电路失调时，谐振电流超前或滞后开关波形，这可能导致开关晶体管两端大的峰值电压，以及在高频时可能引起损坏的非常大的电压暂态。
图2中所示的基本电路的操作电压是与图2标记为A和B的点对应的晶体管200和201的漏极电压。图9示出这些电压的一个短时序，其中，上面的波形是完美调谐的，下面的波形分别是超前或滞后的功率因数。波形A和B是用CRO可观察到的实际电压，与晶体管的开关瞬间同步。如果电路是完美调谐的，开关瞬间和谐振槽的过零是相同的，但如果电路不是完美调谐的，则他们是不相同的，但如所示的，槽电路超前或滞后开关瞬间。在完美条件下，点A的平均电压是峰值电压乘以这必须等于DC电压输入208，使得峰值电压是π乘以VDC，如果VDC是300V，则峰值电压是942伏。但是如果电路不被完美调谐，电容器调谐电流和开关波形之间有角度θ，则点A或B的平均电压是峰值电压乘以cos(θ)/π。
因此，与之前求平均相同，峰值电压现在是VDC乘以π/cos(θ)，如果θ接近90度，则可能是非常大的。如图5所示的使用电容器的调谐方法可以用来调谐电路，消除此问题。但是降压变换器还可以用于未调谐电路——VDC可以通过控制降压电路开关801的占空比D来修改(降低)。峰值电压现在可以被抑制在晶体管的额定值内。这是只使用三个开关的非常低成本的配置。在大多数情况下，失调量会小于10-20度，与0.94的功率因数对应或者更好，D的修改程度小于10％，但是是以低成本没有额外调谐元件实现的。注意，相同的控制功能对于超前和滞后条件都是有效的。当θ接近90度时，电路会被保护，功率输出被降低——如果功率必须保持，则图5的电路——或等同物——可以被另外或替代性使用。
图8的电路与图2电路合并，产生被容易和廉价控制的谐振电源。使用降压控制器实现所有保护特征，电路可以在高频下无困难、高效地驱动超前和滞后功率因数。晶体管可以在所有时间保持投切，所以无论何时施加功率，电路都会处理功率，输出逆变器波形，特别是有能力在高频下操作，对di/dt和dv/dt没有限制。
降压控制器的占空比D可以通过响应于从谐振电路确定的功率因数通过调节装置801的开关来控制，例如使用图5的电路。替代性地，点A或B的电压可以使用例如图4的电路在没有方波放大器404下测量。当电压超过预定阈值时，占空比D降低，以便使谐振电压保持在预定边界之内。
上文描述的各个实施例可以与单个谐振逆变器电路一起使用，或者可以根据电源要求的需求单独地配置。
可以认识到参照图7描述的本发明使谐振电路的Q因数可以被控制，可以应用到除了此文档中公开的那些电路之外的其它逆变器电路。

Claims (12)

1.一种谐振逆变器，包括：
输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；
第一开关设备，所述第一开关设备包括以基本相反相位操作以交替地将电流从所述电源投入到所述电感元件中的两个开关装置；
第二开关设备，所述第二开关设备根据所述谐振电路的功率因数选择性将一个或多个控制电容投入或切出所述谐振电路。
2.根据权利要求1所述的谐振逆变器，其中，所述第二开关设备包括开关装置和与所述第一开关设备的每个所述开关装置并联连接的所述控制电容。
3.根据权利要求1或2所述的谐振逆变器，其中，所述第二开关设备被配置成在所述调谐电容的电流过零点将所述控制电容投入或切出所述谐振电路。
4.根据任何一个前述权利要求所述的谐振逆变器，还包括功率因数检测电路，所述功率因数检测电路被配置成通过确定所述谐振电路的电流和用于驱动所述开关装置的开关信号之间的相位差，确定所述功率因数。
5.根据权利要求4所述的谐振电路，其中，所述功率因数检测电路包括耦合到所述谐振电路和积分电容器的电流互感器、耦合在所述积分电容器两端的方波产生器和用于将所述方波产生器的输出与所述开关信号进行比较的比较器。
6.根据任何一个前述权利要求所述的谐振逆变器，其中，多个控制电容中的个别控制电容或控制电容组被配置成在所述谐振电路的选择周期中选择性投入或切出所述谐振电路，以控制所述逆变器的操作。
7.根据任何一个前述权利要求所述的谐振逆变器，还包括耦合于所述输入和所述电感元件之间的降压控制电路，所述降压控制电路具有二极管和降压控制开关，所述降压控制开关具有占空比，所述占空比被控制以便响应于过压条件降低所述调谐电容器两端的电压。
8.根据权利要求7所述的谐振逆变器，其中，所述占空比被控制以便停止或启动所述谐振电路。
9.根据权利要求7或8所述的谐振逆变器，其中，所述占空比被控制以便响应于所述谐振电流的功率因数降低所述调谐电容器两端的电压。
10.根据任何一个前述权利要求所述的谐振逆变器，还包括：
第三开关设备，所述第三开关设备被配置成选择性将控制电阻器投入或切出所述谐振电路，以便启动或停止所述谐振电路。
11.一种操作谐振逆变器的方法，所述谐振逆变器具有输入，所述输入用于从DC电源供应电流，包括两个耦合电感元件和调谐电容的谐振电路，所述电感元件被配置成将来自所述电源的电流分开；包括两个开关装置的第一开关设备和第二开关设备；所述方法包括：
以基本相反的相位投切所述两个开关装置，以交替地将电流从所述电源投入所述电感元件中；
投切所述第二开关设备，以根据所述谐振电路的功率因数，选择性将一个或多个控制电容投入或切出所述谐振电路。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，多个控制电容中的个别控制电容或控制电容组在所述谐振电路的选择周期中选择性投入或切出所述谐振电路，以控制所述逆变器的操作。
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