CN107636931A

CN107636931A - 感应功率接收器

Info

Publication number: CN107636931A
Application number: CN201580060421.6A
Authority: CN
Inventors: 布伦登·雷蒙德·帕特
Original assignee: PowerbyProxi Ltd
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2014-11-05
Filing date: 2015-11-04
Publication date: 2018-01-26
Anticipated expiration: 2035-11-04
Also published as: JP6830890B2; CN107636931B; US10923953B2; WO2016072865A1; KR20170072349A; JP2017533692A; EP3216108A1; KR102434241B1; EP3216108A4; US20170338695A1

Abstract

一种用于感应功率传输系统的感应功率接收器，包括：功率拾取级，包括用于接收由发射器发送的功率的接收线圈；负载级，连接到功率拾取级；功率调节级，被配置为提供与功率拾取级串联的等效电压，其中，等效电压在至少第一幅度与不同于第一幅度的第二幅度之间切换；以及控制器，被配置为控制功率调节级来调节被传递到负载级的功率。

Description

感应功率接收器

技术领域

本发明总体而言涉及在感应功率传输系统中调节提供给负载的功率。

背景技术

IPT技术是一个不断发展的领域，IPT系统现在被应用于一系列应用中并且具有各种配置。通常，初级侧(即，感应功率发射器)将包括被配置为产生交变磁场的发射线圈或多个发射线圈。该磁场在次级侧(即，感应功率接收器)的接收线圈或多个接收线圈中感应出交流电流。然后，可以将接收器中所感应出的电流提供给某个负载，例如，用于对电池充电或为便携式设备供电。在一些情况下，发射线圈或接收线圈可以适当地与电容器连接以创建谐振电路。这可以在相应的谐振频率下增加功率吞吐量和效率。

发明内容

本发明可以提供一种用于调节被提供给IPT接收器的负载的功率的改进的装置和方法，或者可以至少向公众提供有用的选择。

根据一个示例性实施例，提供了一种用于感应功率传输系统的感应功率接收器，包括：功率拾取级，包括用于接收由发射器发送的功率的接收线圈；负载级，连接到功率拾取级；功率调节级，被配置为提供与功率拾取级串联的等效电压，其中，等效电压在至少第一幅度与不同于第一幅度的第二幅度之间切换；以及控制器，被配置为控制功率调节级来调节被传递到负载级的功率。

根据另一示例性实施例，提供了一种用于感应功率传输系统的感应功率接收器，包括：功率拾取级，包括接收线圈、电容器和开关；功率调节级；以及控制器，被配置为控制开关以将功率调节级的参数保持在一定范围内。

根据又一示例性实施例，提供了一种控制用于感应功率传输系统的感应功率接收器的方法，包括：产生与接收器的拾取线圈串联的电压；以及控制电压相位以与来自发射器的在拾取线圈中接收到的AC功率基本匹配。

公认的是，“包括”及其变型可以在不同的管辖范围内被赋予排他性含义或包含性含义。出于本说明书的目的，除非另有说明，否则这些术语旨在具有包含性含义，即，它们将意味着包括使用直接引用的所列组件，以及可能还包括其他未指出的组件或元件。

在本说明书中对任何现有技术的引用不构成对这种现有技术形成公知常识的一部分的承认。

附图说明

包含在说明书中并构成说明书的部分的附图示出了本发明的实施例，并且与上面给出的本发明的一般性描述以及下面给出的实施例的具体描述一起用于解释本发明的原理。

图1是根据一个实施例的感应功率传输系统的示意图；

图2(a)-图2(b)是根据两个实施例的感应功率接收器的电路图；

图3是基本接收器系统的简化模型；

图4是具有创建的电压源的接收器系统的简化模型；

图5是实施例的接收器的示意图；

图6是功率接收器的示例控制配置的示意图；

图7是适用于图6的功率接收器的控制配置的示意图；

图8是图6的控制结构的启动顺序的流程图；

图9是图7的控制流程的时序图；

图10(a)-图10(b)是创建电流源来控制功率流的接收器的简化图；

图11是根据另一实施例的感应功率接收器的电路图；

图12是控制配置的示意图；

图13(a)-图13(b)分别是二极管峰值检测器电路的电路图和电容器电压波形；

图14(a)-图14(c)是调节器开关时序的时序图；

图15(a)-图15(b)分别是简化电路和与之相关的电压图；

图16是用于功率接收器的替代的反馈控制配置的示意图；

图17是创建相位控制电压源来控制功率流的接收器的示意图；

图18(a)-图18(b)是与图17的接收器相对应的一组波形；

图19是简化的接收器框图；

图20是接收器的相量图；

图21是示出相位延迟角与输出功率之间的关系的曲线图；以及

图22是控制器的示图。

具体实施方式

与IPT系统相关的问题是调节提供给负载的功率的量。可以有用的是：调节提供给负载的功率以确保功率足以满足负载的功率需求。类似地，可以有用的是：提供给负载的功率不要过大，这可能导致效率低。通常，IPT系统中有两种功率控制方法：发射器侧功率控制和接收器侧功率控制。

在发射器侧功率控制中，通常控制发射器来调整所产生的磁场的功率(例如，通过调整供应给发射线圈的功率)。

在接收器侧功率控制中，控制接收器来调整从接收线圈提供给负载的功率(例如，通过包括调节级或通过调整接收器的调谐)。

可能与依赖于调节级的一些接收器侧功率控制系统相关联的问题在于，这种调节级将通常需要包括诸如用作能量储备的DC电感器的组件，使得可以适当地调节功率，这可能在体积方面相对较大，这可能不容易小型化使得接收器可以安装在便携式电子设备内。

在IPT系统中使用的接收器的另一个常见问题是，发射器的操作频率或接收器的谐振频率的变化(例如，由于负载或其他电路参数的变化所导致)可以影响功率传输的量和效率。

一种方法可以是电压发生器，其将电压馈送到拾取线圈的AC侧，以与感应电压相加来控制功率流。然而，如果该产生的电压是由并联连接的三相全桥电路和仅一个电容器产生，那么每相电压就不能完全自由地改变。这也可能不适用于单相方案。

图1示出了根据示例实施例的感应功率传输(IPT)系统1的代表。该代表旨在作为常见表示，以引入IPT系统的不同部分，这些不同部分将参照后面的附图更详细地描述。这可以针对根据本申请的特定实施例来适当地修改或补充。IPT系统包括感应功率发射器2和感应功率接收器3。

发射器2包括连接到适当电源的转换器4。在图1中，电源被示出为连接到DC电源5a的DC-DC转换器5，然而其他布置是可能的。转换器可以是非谐振半桥转换器或适用于特定IPT系统的任何其他转换器，诸如推挽式转换器。转换器被配置为输出所需频率和幅度的交流电流。转换器的输出的电压也可以由转换器、DC-DC转换器或两者的组合来调节。

转换器4连接到发射线圈6。转换器向发射线圈6供应交流电流，使得发射线圈6产生具有适当频率和幅度的时变磁场。在一些配置中，发射线圈也可以被认为是转换器的组成部分，但是为了清楚起见，本说明书将把它们指代为是不同的。

取决于特定应用中所需的磁场的特性和发射器的特定几何形状，发射线圈6可以是任何合适配置的线圈。在一些IPT系统中，发射线圈可以连接到电容器(未示出)，以创建谐振电路。在存在多个发射线圈的情况下，这些线圈可以被选择性地通电，使得只有与合适的接收线圈相邻的发射线圈被通电。在某些IPT系统中，可能的是，可以同时为多于一个的接收器供电。在IPT系统中，在接收器适用于控制提供给负载的功率的情况下(例如，在下面更详细的实施例中)，多个发射线圈可以连接到同一转换器。因为不需要分别控制每个发射线圈，所以这有利于简化发射器。此外，能够将发射器配置为，使得其将提供给发射线圈的功率调节到取决于具有最高功率需求的耦合接收器的电平。

图1还示出了发射器2内的控制器7。控制器可以连接到发射器的各个部分。控制器适用于接收来自发射器的各个部分的输入，并产生控制发射器的各个部分的操作方式的输出。控制器可以包括存储器。控制器可以是可编程逻辑控制器，其被编程为根据IPT系统的要求来执行不同的计算任务。

接收器3包括功率接收电路8，其包括适当地连接到功率调整电路9的一个或更多个接收器线圈，功率调整电路9进而向负载10供电。功率调整电路被配置为将接收器线圈中感应出的电流转换为适合于负载的形式。如将理解的，功率接收器3从功率发射器2接收感应功率并将该功率提供至负载。根据感应功率接收器使用所针对的应用，负载可以是任何合适的负载。例如，负载可以是为便携式电子设备供电或对电池充电。负载的功率需求可以改变，因此提供给负载的功率与负载的功率需求相匹配是重要的。具体地，功率必须足以满足功率需求同时不能过大(过大可能导致效率低)。因此，功率调整电路包括感应功率接收器3的操作所可能必须的任何电路。功率调整电路可以包括整流器、调节器、平滑电路和控制电路。

图2a示出了功率接收器3的示例实施例。接收器的功率接收电路8包括功率调节电路11和谐振电路12。谐振电路12具有接收线圈13(被示出为电感器线圈)和谐振电容器14。应注意，接收器3可以不具有谐振电路，而是可以仅包括功率接收线圈。负载10被示出为连接到DC平滑电容器15。如可以看出的，接收器3在整流器(即，功率调整电路9)和线圈之前具有调节器(即，功率调节电路)，而不是像在传统二次侧功率流控制配置中那样典型地在整流器之后具有调节器。从下面的描述中，这种新颖配置的优点将变得明显。

接收器还包括控制器16。接收器控制器可以连接到感应功率接收器的每个部分。接收器控制器可以被配置为从感应功率接收器的部分接收输入，并产生控制每个部分的操作的输出。接收器控制器可以被实现为单个单元或分开的单元。接收器控制器可以是可编程逻辑控制器或类似的控制器，其被编程为根据感应功率接收器的要求来执行不同的计算任务(如稍后详细描述的)。接收器控制器可以被配置为根据其能力来控制感应功率接收器的各个方面，包括例如：功率流(将在下面更详细地描述)、调谐、选择性地启用接收线圈、和/或通信。

这里使用的术语“线圈”可以包括其中电流产生磁场的导电结构。例如，感应“线圈”可以是三维形状或二维平面形状的导电线、使用印刷电路板(PCB)技术在多个PCB“层”上制造成三维形状的导电材料、以及具有两个或更多个连接(例如，可以使用中心抽头线圈来提供三个连接)的其他像线圈的形状。就该意义而言，术语“线圈”(单数或复数)的使用并不意味着是限制性的。可以根据应用使用其他配置。

参考谐振电路12，接收线圈13和谐振电容器14串联连接(即，谐振电路是“串联谐振”)。谐振电路的线圈从由发射器2产生的时变磁场接收功率，以产生AC输出。接收线圈和谐振电容器的值可能影响接收器的谐振频率，可以选择接收线圈和谐振电容器，以便在发射器的操作频率或任何其他合适的频率下谐振，例如，接收器可以被“误调谐”到发射器频率，使得接收器中的主动调谐可能使IPT系统调谐。其他因素也可以影响接收器中使用的接收线圈和谐振电容器的类型和尺寸(例如，接收器或使用接收器的设备的尺寸)或所需功率。

还将理解，在一些实施例中，期望的可能是，使额外的电感器和/或电容器(未示出)包括在接收器谐振电路中。为了简单起见，感应功率接收器3被示出为具有一个接收器谐振电路12。然而，在其他实施例中，可以存在多个接收器谐振电路。例如，在一些便携式设备中，可以存在位于便携式设备的不同部分上的接收线圈。这样的接收器谐振电路可以全部连接到同一个功率调节和调整电路，或者它们可以各自与相关的接收器电路(诸如同相或异相驱动的多个逆变器)连接以提供多相系统。可以能够选择性地使能接收器谐振电路和/或接收线圈中的每个或一些。

谐振电路12连接到功率调整电路9，功率调整电路9包括来自谐振电路12的谐振电容器14和连接在整流器配置中的两个(非对称的)电流流动装置18、19。整流器配置被示出为半桥，但是其他配置也是可能的，诸如下文更详细描述的全桥。该半桥实施方式被连接为使得功率调整电路9具有共享的AC和DC地。为了清楚起见，其余描述将把通常与谐振电路12并联的非对称流动装置18称为“第一”，以及将把通常与负载串联的非对称流动装置19称为“第二”。

在图2a中，非对称电流流动装置是二极管。二极管的位置和方向为使得输入到功率调整电路9的AC被整流为产生DC输出。在整流器的所有示例中，可以使用非对称电流流动装置来代替二极管，例如，可以使用受控开关或任何合适的非对称电流流动装置(诸如二极管或受控开关)的组合。受控开关相比于二极管可以提供改善的性能，但是它们必须被控制为使得它们在它们需要防止电流流动时被关断。可以使用的可能的受控开关包括诸如MOSFET、IGBT或BJT的任何合适的晶体管。

功率接收电路8的功率调节电路11具有被配置成调节接收器3内的功率的两个功率控制开关20、21和控制电容器22。为了清楚起见，其余描述将把控制开关20称为“第一”，以及将把控制开关21称为“第二”。第一功率控制开关20和第二功率控制开关21可以是诸如MOSFET、IGBT或BJT的晶体管，其可以包括如所图示的体二极管。全桥配置也适用。在图2b中示出了功率调节电路11和感应功率接收器3的可能的全桥实施例，其还包括第三功率控制开关23、第四功率控制开关24、第三非对称流动装置25和第四非对称流动装置26。应注意，全桥实施例中的功率控制开关20、21、23、24的极性和连接与标准H桥电路不同。

功率控制开关20、21由控制器16控制。控制器16被配置为接收来自感应功率接收器3的部分的输入，该输入可以包括供应给负载10的电流和电压。还可以通过输入或任何其他合适的方式向控制器16提供负载10的功率要求。控制器将控制功率控制开关20、21，以调节提供给负载10的功率。

如前所讨论的，还期望在IPT系统中具有次级侧调节，以允许感应功率接收器3从不受控制的磁场拾取功率，或者允许两个或更多个感应功率接收器3从同一磁场拾取不同量的功率。在实现二次侧调节的许多常规方法中，一些非常简单，而一些非常复杂。一种有效而简单的方法是与开关模式DC-DC转换器组合的同步整流器。这种方法的缺点是需要额外的大电流电感器(用于高负载)，并具有与降压转换相关的切换损耗。在次级侧调节的情况下，重要的是保持感应功率接收器3的损耗尽可能低，同时仍然产生与负载10所需的功率同样多或同样少的功率。功率调整电路9的设计和用于控制其的方法可以减少对整流器之后的调节器的需要，并且此外，因此也减少了对外部电感器的需要，从而最小化功率损耗，并降低感应功率接收器3和IPT系统1的成本。

与接收线圈13串联地产生电压以控制功率流。该电压源由(半桥)功率调节电路11产生。控制电容器22两端的电压(也被称为“高轨DC母线电压”(high rail DC busvoltage)或“串联消除电压”(series cancellation voltage))完全独立于负载10两端的输出电压而自由地变化。这种高轨DC母线电压通常与谐振电路处的反射的发射器电压(也被称为“开路电压”或V_OC)成比例地变化。根据用于功率控制开关20、21的切换装置的类型，高轨DC母线电压可以向下变化到零或甚至达到负电压。由于功率调节电路11产生AC电压，所以该AC电压的180度偏移等效于在控制电容器22两端具有负电压。在功率调节电路11的输出处产生的电压不需要反向极性。其可以是在0V和高轨DC母线电压之间的方波。因此，功率调节电路11的电压输出可以是周期性变化的波形，该波形通常具有与发射器操作频率相同的基频。

在图3中，基本感应功率接收器3被示出为近似的简化模型，其中发射线圈6两端的电压可以被反射到接收线圈13作为与接收线圈13串联的电压源。这种电压也被称为“开路电压”，并且可以表示为Voc 301。Voc 301是在接收线圈13与电路的其余部分断开的情况下将在该接收线圈13两端出现的电压。在这个未调节的示例中，至负载10的输出电压将与Voc301成比例，并且在某种程度上也取决于负载10所抽取的电流。由于该点，负载10处的输出电压因负载的变化或发射器功率或频率的变化而不是恒定的。

在图4中，感应功率接收器3以概念形式示出。为了控制和调节负载10处的输出电压，在AC侧(即，在整流之前)形成创建电压401。可以调整该创建电压401的相位和幅度以完全消除Voc 301、增强Voc 301、或者在两者间做任何调整，即，调节。消除Voc 301导致负载10处的最小输出功率，而增强Voc 301导致负载10处的最大输出功率。因此，至负载10的输出电压被(间接地)控制并被调节到固定电压。可以以很多方式创建第二电压源，但是这需要一种简单而有效的方法来作为一种有用的方法。

图5是图2a和图4所示的感应功率接收器3的示意性示例。功率调节电路11中的电压必须独立于负载10两端的输出电压而自由变化。功率调节电路11中的电压必须自由达到与反射的发射器电压V_OC 301成比例的正(或负)电压。高轨DC母线电压通常不会从谐振电路12右手侧(即，整流器9)的输出电压(例如，约5V)驱动。由于允许左手侧(即，功率调节电路11)的电压变化，所以该右手侧的电压可以是固定的，例如，在约5V。通过在左手侧半桥上使用适当的切换控制，能够根据需要实现创建电压的相位/幅度控制。

表面上，感应功率接收器3的配置可以看上去类似于相控整流器系统，在相控整流器系统中，串联调谐的功率接收电路8直接连接到全桥控制整流器，整流器开关相位的时序从如果其是标准的同步整流器则将被使用的正常时序转变而来。但是有一些根本的区别。首先，在相控整流器系统中，改变整流器的相位以实现调节，而在本感应功率接收器3中，两个部分(功率调节电路11和可以包括整流器的功率调整电路9)可以利用不同的相位调节来独立地操作。这两个部分的相位和电压可以彼此独立并且可以与输出电压无关。其次，在相控整流器系统中用于调节输出电压的电压是输出电压本身，即，在AC侧不使用额外的独立电压，如在本发明的感应功率接收器3中那样。因此，本发明的感应功率接收器3可以通过将信号馈送到接收器的AC部分来间接地控制负载10两端的DC输出电压。

许多传统的调节方法将产生中间电压(其独立于输出电压而自由变化)，然后该中间电压被直接调节(利用类似于开关模式转换器或简单的LDO的装置)，然后产生受控的输出电压。本发明的感应功率接收器3也在功率调节电路内部产生中间电压，然而，该中间电压可以存在但是不需要被直接使用。相反，中间电压被反馈到AC部分，然后间接控制(和调节)输出电压。可以使用输出电压本身来产生间接控制负载10两端的输出电压的该中间电压(然而，将存在这样做所需的额外的损耗和组件)。可选地，在相控整流器系统中，中间电压将是输出电压本身，这是非常受限的。独立的控制电压是从其反馈至的同一AC源产生的。这种独立的控制电压可以因应用于功率控制开关的切换的正确相位或时序的自然结果而构建。用于进行切换的半桥(包括功率控制开关20、21)可以用其他组件来替换以实现类似的整体功能。

在一个实施例中，控制系统可以是电流锁定环，而不是锁相环。即，诸如相位参考信号的反馈信号是接收线圈13中的峰值电流。这与进入DC平滑电容器15和负载10的组合中的峰值电流相同。进入DC平滑电容器15中的这个峰值电流与负载10的平均电流相关。接收线圈13中的峰值电流的值与进入负载10的平均电流呈大致线性关系。

图6示出了功率接收器3的示例控制配置，图7示出了该控制配置的控制流程，图8示出了类似的控制配置的启动顺序，以及图9是该启动顺序的时序图。在这些图中：步骤1，自举——电路开始通过二极管整流来调节。这是无线RX电路的启动过程。

步骤2，二极管整流——这是供应初始功率并为逻辑控制子系统和栅极驱动器供电的二极管整流阶段。

步骤3，逻辑控制——一旦二极管整流开始，将功率提供至逻辑控制。测量负载电流，针对低负载进行调节但保持在二极管整流。一旦负载达到一定值，逻辑控制开始同步整流。

步骤4，同步调节控制——参考图6和图7，基于测量的输出电压(a.)、回路能量(tank energy)(c.)和/或控制侧电压(d.)通过反馈控制回路(e.)来控制切换时间(b.)。

基于该示例的一种可能的控制方法如下：

1.启动顺序：

a.自举电路用于通过二极管整流来提供功率；

b.一旦逻辑控制子系统达到最小电压，正常调节就可以开始。

2.正常调节器操作：

a.使用输出电压产生开关时序的参考电流：

i.测量输出电压；

ii.将值馈送至控制器(例如，PID反馈回路)；

iii.控制器产生参考电流；

b.基于产生的参考电流来控制调节器的开关时序：

i.持续比较(瞬时)线圈电流与参考电流；

ii.当出现以下情况时，反转来自控制FET的输出，

1.线圈电流超过参考值；或者

2.达到预定的超时；

iii.持续比较(瞬时)线圈电流与否定参考电流(negated reference current)；

iv.当出现以下情况时，反转来自控制FET的输出，

1.线圈电流降至低于否定参考值；或者

2.达到预定的超时；以及

v.重复(返回3.a.)。

实际上这种控制方法的部分是在连续的模拟电路中实现的，所以非常高频率的采样是不必要的，并且可以实现精确的时序。

调节控制不需要基于瞬时电流，其还可以基于来自调谐电路的变量，即，谐振电路中的能量。

此外，在图6中：

·Clk＝40MHz

·Fs＝120kHz

·ADC_rst//read_start每1KHz脉冲高(宽度由电流镜上的时间常数RC确定)。

·adc_rst脉冲高重新启动adc.，adc_rst保持高直到电流镜上的rc时间常数是5+tau。

·adc_rst降低并启动计数器，同时电流镜adc产生斜坡电压。一旦，～Vout/2(？)停止脉冲产生以及成比例电压产生至PI控制。

·使用count x 2值作为PI控制器的输入

·Vref-Vmeasured＝误差：

ο如果误差上升，则往下调整Iref+pwm占空比。

ο如果误差下降，则向上调整Iref+pwm占空比。

οIref+，占空比反转。

随着接收器线圈的电压(Voc)变化，接收器中的损耗可以不显着改变，这是因为无论接收器线圈电压如何，电流到头来都很相似。能够在任何AC(IPT)磁场中输出零功率和全功率之间的任何位置，在所有条件下都具有非常低的损耗(类似于同步整流器、同步降压配置)。由于输出电压以简单而有效的方式被间接控制，而不需要额外的调节器(例如，开关模式转换器/LDO)，所以可以具有相对低的成本和低损耗。此外，实施可以仅需要额外的电容器，不需要任何额外的电感器(唯一的电感器是拾取线圈本身)。切换元件只需要处理从0V高至与磁场中的电感器的V_OC成比例的电压之间的电压(即使以高Q操作时，在任何开关处也不需要看到非常高的谐振电压)。例如，在磁场被约束到相当合理范围的情况下，本接收器可以用5V输出来操作，具有大范围的负载，同时保持所有电压低于20V，如ASIC实现所可能需要的。

电流流大多都是连续的(存在较低负载/较低电流的情况，此时电流流可能不是连续的)，这意味着输出电流可以用适度低的电流来实现，因此没有非常短的高脉冲电流。使用最少数量的大功率组件(FET/开关)，且控制电路可以被实现为ASIC。例如，半桥实施方式只需要4个开关，甚至只需要2个开关和2个二极管，而全桥实施方式可以需要6个开关，或者2个开关和4个二极管。此外，该实施方式可以使用非常少的IC引脚来实现。例如，半桥实施方式可以只需要4个引脚，以及除了LC回路还有两个电容器。

实施例可以是非谐振的(即，在任何频率下都将同样好地工作)，并且仍然实现与谐振系统几乎相同的峰值功率传输。此外，由于IPT系统产生AC信号(场)，然后将其整流回DC，因此它们实际上与其他DC-DC转换器非常相似，因此实施例也可以用于创建DC-DC转换器(不具有无线功率传输组件)。

特定组件/模块可以以许多不同的但功能上等效/相似的方式连接(例如，平衡/非平衡电容器，被配置为：分离全桥，LC回路在中间/两个半桥，直接连接到一起然后LC回路)。实施例可以使用半桥整流器、全桥整流器、同步/非同步整流器以及将AC转换为DC的基本上任何形式的整流器的任意组合来实现。逆变器将理想地是任何形式的逆变器(DC到AC)，当逆向操作时也可以充当整流器(AC至DC)。可选地，可以将任何整流器与任何形式的逆变器组合以实现与逆变器/整流器相同的效果，即，一方面逆变，另一方面整流。功能可以通过以下来改善：使用整流器部分(例如，同步整流器)的开关，然后以与整流器不同的方式控制这些开关来有意将能量馈送到控制侧(为了防止能量无意地增加输出电压)。

此外，通过使用包括整流器的所有部件的切换组件，能够将输出电压升压为高于线圈将正常产生的电压。如果使用开关代替整流器的二极管，则能够实现更多(以及实际上这可能需要使系统在所有条件下按预期进行操作和调节)。如果在“整流”级使用切换装置代替二极管(或与其结合)，则可以实现较低损耗的同步整流。在同步整流中，切换装置由控制器控制，使得它们在二极管正常导电的同时进行导电。然而，也能够以具有不同效果的许多其他方式来控制这些切换装置的时序。

具体地，有利的是动态地提前或延迟切换装置的时序，使得“整流器”级不再总是单个整流器，而是相控逆变器/整流器。在这种情况下，用于操作整流器的所有切换装置的时序被从正常的同步整流器时序提前/延迟(全都被提前/延迟基本相同的量)，以控制流向整流器的输出的功率量。

采用这种动态地控制导电时序的方法，假设整流器的输入处的正弦AC电流：

·当切换装置作为同步整流器操作时，发生从整流器输入到输出的最大功率传输；

·当相对于基于整流器输入电流的同步整流器时序，切换装置被提前/延迟180度时(即，反相的同步整流器)，发生从整流器输出到输入的最大功率传输；

·当相对于基于整流器输入电流的同步整流器时序，切换装置被提前/延迟90度时，发生从整流器输入到输出(反之亦然)的零功率传输；

·其他提前/延迟的相位角将导致从输入到输出的在零与最大功率之间变化的功率传输水平。

在IPT接收器的整流器(或同步整流器)的常规操作中，平均输出功率与平均拾取线圈电流直接相关。然而，上述相控方法允许输出功率独立于拾取线圈中的电流来控制，这在极端的负载和/或耦合条件下提供有效的功率流控制方面特别有用。

此外，可以使用单个未抽头的线圈(这是有益的)，然而，可以使用中心抽头线圈或任何其他形式的磁耦合线圈。可以存在与该方法相关联的其他优点(即，可以在比初级拾取线圈的Voc低的电压下工作)。

接收器被配置为利用串联调谐配置中的电压来操作。然而，也可以使用并联调谐系统中的电流，诸如图10a所示。在这种情况下，与并联调谐接收线圈13并联地产生电流源。图10b中示出了又一个变化。在该示例中，可控电流源与并联调谐接收线圈13串联连接。电流源包括大DC电感器1001和改进的H桥电路。应注意H桥开关的极性和连接，它们与标准H桥电路不同。通过正确地切换H桥，可以使流过大DC电感器1001的电流流入功率接收电路8，从功率接收电路8流出，或者可以使其变得自由，从而绕过功率接收电路8。通过相对于感应功率接收器3的其余部分来将改进H桥电路中的开关的相位定时，可以控制DC电感器1001中流动的电流和/或输出电压。

图11是功率接收器的替代电路1100。在这种情况下，上述整流器的半桥配置由全桥整流器/逆变器1102代替，其中调节器1104是浮置的，其输出连接到整流器的一个输入(即，整流器的第一开关Q1和第二开关Q2之间的点)，串联调谐拾取器1106连接到调节器的输入和另一个整流器输入(即，整流器的第三开关Q3和又一开关Q4之间的点)，负载1108连接到整流器输出并且接地。

调节器1104是半桥逆变器，其被控制以提供与串联调谐拾取器1106串联的电压，如前所述。可选地，调节器可以使用不同的电路来实现，以根据应用需要来提供可控串联电压。

采用全桥整流器提供了IPT系统的接收器和发射器之间的增加的耦合效率。然而，申请人已经发现，全桥配置需要特定的控制策略来确保本发明提供的AC侧功率流调节的操作有效和可靠。这些控制策略也适用于半桥实施方式。全桥整流器可以被同步地驱动来进一步提高效率。

图12示出了图11中的调节器1104和整流器/逆变器1102的控制策略1200。用于拾取能量的比例积分微分(PID)控制器1202获得来自至负载1108的输出电压的电压误差(与目标电压(例如，约5V DC)相比)，并且产生拾取能量的目标(拾取电路的电感器1110的电流的目标；电感器1110与电容器1112的串联调谐谐振电路)。时序PID控制器1204从PID控制器1202获取拾取能量误差(线圈电流误差)，并产生用于调节器1104开关的时序调整。例如，如果拾取能量小于目标，则通过提前/延迟栅极驱动时序来减小调节器1104的电压，反之亦然。

能够直接从PID控制器1202控制调节器1104开关的时序，即，绕过时序PID控制器1204，然而，时序PID控制器1204的额外级允许控制拾取器中的电流以帮助防止不稳定(例如，当电流变化太快或降低太低时)。时序PID控制器也可以用于控制整流器1102的栅极驱动时序。

拾取能量可以根据式1计算：

E＝1/2L_puI_pk ²＝1/2C_tuneV_pk ²(1)，

其中，L_pu是拾取线圈1110的电感，C_tune是调谐电容器1112的电容。换句话说，线圈电流可以由电容器电压确定。可以使用二极管峰值检测器电路来测量电容器电压，或者可选地，可以使用快速采样ADC来测量每个周期的峰值电压。图13(a)中示出了示例峰值检测器电路，图13(b)示出了示例性的电容器电压波形。

时序发生器1206基于串联调谐拾取器1106中的电压/电流来产生用于调节器开关的栅极驱动的时序。理想地，该时序基于产生阈值电压并将阈值电压施加至调谐电容器1112两端的电压，但另一个选择是线圈电流。

图14(a)示出了与调谐电容器电压相比较，由时序发生器1206产生的正阈值和负阈值。+Thresh是表示每当电容器电压高于正阈值时的信号，-Thresh是表示每当电容器电压高于负阈值时的信号。+Thresh的下降沿和-Thresh的上升沿用于产生栅极驱动信号。

正阈值与负阈值的相对值影响提前时序还是延迟时序。图14(b)示出了提前时序增加了调节器的电压(vCtrl)，图14(c)示出了延迟时序减小了vCtrl。可选地，可以配置电路1100使得提前将VCtrl减小，反之亦然。

图15(a)和图15(b)示出了调节器1104电压如何影响线圈电流。在这个理想示例中，图15(b)中的调节器1104电压与拾取级感应电压同相，使得幅度有效地相加。虽然图15(b)中的电压被示出为方波，但是其也可以利用正弦感应电压来有效地工作。

稳定性控制PID控制器1208控制时序发生器1206的阈值。如果占空比高于50％，则增加时序发生器阈值以减小占空比，反之亦然。用于实现公开的控制策略的控制系统也可以使用复杂的可编程逻辑控制装置(CPLD)来实现。

图16示出了反馈控制器的更详细的实施方式，反馈控制器确定调节器1104和整流器1102的PWM栅极信号。Pid控制器1是拾取能量控制PID 1202的示例实施方式。Pid控制器2是时序控制PID 1204的示例实施方式。Pid控制器3是稳定性控制PID 1208的示例实施方式。RecRectCntrl实施分别储存在RectLogic和ZeroCrossLogic中的算法。这可以包括整流器的同步切换和/或整流器的零电压切换(ZVS)。

再次参考图2a，可以控制由功率调节电路11产生的电压与感应功率接收器3的其他部分中的电压或电流之间的相位关系，以调节至负载10的输出功率。可选地，如果功率调节电路11被配置为电流源，则可以相对于感应功率接收器3的其余部分来控制由功率调节电路11产生的电流的相位，以调节至负载10的输出功率。

在控制功率调节电路11与感应功率接收器3的其余部分之间的相位关系以调节至负载10的输出功率时，功率调节电路11内的高轨DC母线电压或其他电压和电流可以因当时的特定系统参数(诸如V_OC的值、由负载10所抽取的电流、以及控制器16设定的功率调节电路11与感应功率接收器3的其余部分之间的相位)而自由变化为任意值。可选地，可以同时控制高轨DC母线电压和功率调节电路11的相对相位。例如，高轨DC母线电压可以使用额外的DC-DC转换器而保持在特定值，或者可以经由二极管或经由一些其他电路而直接连接到出现在负载10两端的输出电压。然而，这可能增加了额外的复杂性和低效率。

在图17中示出了感应功率接收器3，其能够创建相控电压来控制负载10处的输出电压。创建电压1701被示出为功率调节电路11的输出。在该示例中，整流器输入电压1702用作用于切换功率调节电路11的相位参考。整流器输入电压1702出现在功率调整电路9的输入。在该示例中，从感应功率发射器2在接收线圈13两端感应出的电压V_OC1703在该示例中被模拟作为与接收线圈13串联的电压源。功率调整电路9包括四个非对称流装置1704、1705、1706、1707，它们是被配置为用于同步整流并且以全桥配置来布置的NMOS场效应晶体管。

图18a中示出了用于图17的感应功率接收器3的一组电压波形。示出了创建电压1701的轨迹和整流器输入电压1702的轨迹，后者用作用于控制前者的相位参考。虽然创建电压1701的平均值为正，但是谐振电容器14也可以阻挡DC电压，因此串联的谐振电容器14与创建电压1701的净效应是0V的平均电压。还示出了创建电压的上升沿1801和整流器输入电压的上升沿1802。相位延迟角θ1803由控制器16控制。虽然相位延迟角θ1803可以由于其被绘制的方式而被更精确地称为“相位提前角”，但是这里将使用术语相位延迟角θ1803。图18b还包括第一功率控制开关20的第一栅极驱动电压V_GS 1804和第二功率控制开关21的第二栅极驱动电压V_GS 1805。

由于整流器输入电压的上升沿1802是相位参考信号并且其在创建电压的上升沿1801之后发生，因此前者不能直接用于触发后者。相反，由于控制器16知道或者可以测量感应功率发射器2的操作频率，因此可以通过将2π弧度的时间延迟加到前一个边沿发生的时间点来预测整流器输入电压1802的任何给定上升沿的时刻。可选地，可以使用整流器输入电压1702的下降沿触发创建电压1701的上升沿，或者可以使用上升沿触发下降沿。

图19示出了感应功率接收器3的简化电路，感应功率接收器3通过使用功率调节电路11产生串联电压来调节至功率调整电路9的输入电压。还示出了V_OC 1703和功率接收电路8串联连接。在该示例中，功率接收电路8包括串联连接的接收线圈13和谐振电容器14以及等效串联电阻1901，不过其他配置也是可能的。在功率接收电路8两端出现的电压是V_LCR1902。该电压是由于流过等效串联电阻1901的电流以及因误调谐功率接收电路8而可能出现的任何谐波电压和任何无功电压所导致的。该电压还可能是由于在IPT系统1中使用方波而不是正弦波所导致的。

在图20中示出了当使用整流器输入电压1702与创建电压1701之间的相位偏移来控制感应功率接收器3时的相量图，不过该图也适用于其他相位参考源和电压源或电流源。在该图中，仅示出基频分量，例如，110kHz。因为环路中的所有电压的总和必须等于零，所以整流器输入电压1702、创建电压1701和V_LCR 1902的矢量和加起来等于V_OC 1703。在发射线圈6与接收线圈13之间的磁耦合固定以及发射线圈6两端的输出电压固定的情况下，V_OC 1703将保持近似恒定。

在图21中示出了输出功率与相位延迟角θ1803之间的关系的曲线图。该曲线图假设负载10的电阻改变，而负载10两端的输出电压和Voc 1703保持在恒定值。如从曲线图可以看出的，随着相位延迟角θ1803增加，输出功率增加到仅受非理想分量特性限制的高值。相反，随着相位延迟角θ1803减小，输出功率下降到零。这种关系仅在相位延迟角θ1803在0度到90度的范围内时有效。大于90度的相位延迟角θ1803将不同地操作。

在图22中示出了使用相位延迟来控制至负载10的输出电压的控制器7的控制图。电压设定点2201被提供并且可以是任何形式，诸如电子电压参考或微控制器内的储存值。使用差分放大器2202来比较该电压设定点2201与负载10两端的输出电压的测量结果。输出电压的测量结果由电压表2203获取。比例积分微分(PID)控制器2204用于产生与相位延迟角θ1803的期望值相对应的信号。尽管在该示例中使用PID控制器2004，但也可以使用比例积分(PI)控制器、变增益PID控制器和非线性控制器以及其他控制器类型。来自PID控制器2204的输出被馈送到时序发生器2205。该电路块为功率调节电路11产生栅极驱动时序信号，以及可选地为功率调整电路9产生栅极驱动时序信号。功率调整电路9可以具有用于同步整流的开关，并且除了作为同步整流器被驱动之外还可以利用一些其他开关时序来驱动，从而进一步控制输出电压。例如，通过改变功率调整电路9的开关时序，能够减少负载10两端的输出电压在IPT系统1的操作条件中暂态之后的期望电压处收敛所需的时间。时序发生器2205使用来自相位参考2206的一个或更多个相位同步信号。相位参考可以使用感应功率接收器3的一个或更多个部分的测量结果来产生其输出。例如，如图中所示，其可以使用整流器输入电压1702、整流器输入电流、或者从功率接收电路8内或感应功率接收器3内别处测量到的电压或电流的组合。

观察到，在一些情况下，如果创建电压1701变得太大，则感应功率接收器3可能变得不稳定。较大的创建电压1701可能因轻负载10或过大的V_OC 1703而发生。当感应功率接收器3变得不稳定时，至负载10的输出电压可能正向摆动和/或负向摆动以及可能失去调节。另外，可能超过感应功率接收器3甚至感应功率发射器2内的其他组件的电压额定值和电流额定值。虽然这种现象可以影响任何类型的感应功率接收器3，但是对于产生电压或电流来对抗感应电压V_OC 1703或感应电流的功率调节电路11来说可能是特殊问题。

改善感应功率传输系统3的稳定性的可能的解决方案是，减小功率调节电路11为了控制至负载10的输出功率所需要产生的电压或电流的量。实现该方案的有效方式是除了由功率调节电路11已提供的微调之外，还提供粗调方法。以这种方式，现在可以使用原本太粗糙、太慢或者原本不适用于无线功率接收器3的调节器类型。

向感应功率接收器3提供粗调节的特别简单而有效的方式是选择性地调谐或去调谐功率接收电路8。这可以通过添加和去除与功率接收电路8的部分串联或并联的电抗来实现。在图23中示出了这种示例，其中可切换电容器2301与由控制器7控制的开关2302串联。该可切换电容器2301可以用作这种与接收线圈13和谐振电容器14相组合的可变电抗。当通过控制器7接通开关2302时，可切换电容器2301被添加到电路中，而当开关断开时，可切换电容器2301被去除。可切换电容器2301通常将以比感应功率发射器2的操作频率低得多的频率进行切换，并且在某些情况下可以保持在给定状态几分钟或更长时间。可以使用多于一个的可切换电容器2302，以便增加粗调系统可以实现的不同设定点的数量。

当开关2302应该改变状态时，可以使用若干不同的电路参数来触发。例如，可以使用相位延迟角θ1803或高轨DC母线电压的大小。可选地，可以使用图19的向量来提供关于感应功率接收器3的操作状态的额外信息，并且可以帮助控制器7确定何时改变开关2302的状态。

当开关2302断开时，功率接收电路8被设计成故意失去调谐可以是有利的。例如，当电路中没有可切换电容器2301时，功率接收电路8可以被调谐到比发射器2的操作频率更高的频率。由于在被施加的控制电压或控制电流为零时，许多普通类型的开关处于断开状态，所以当控制器7启动时，许多类型的开关最初将处于断开状态。以这种方式，功率接收电路8将失调地启动，因此功率调节电路11将在稳定状态下启动。如果稍后需要更多的输出功率，则开关2302可以接通，并且可切换电容器2301可以被引入到电路中，使得功率接收电路8调谐。

当负载10抽取最大额定功率时，感应功率接收器3可以是最热的。当可切换电容器2301在使用中时，功率接收电路8具有超大电容可以是有利的。当负载10需要更多的功率输出时，于是可以去除该超大电容，使功率接收电路8调谐。这种方法具有以下优点：在最大输出功率下，当通过接收线圈13的电流处于其最大值时，开关2302切换至断开，因此不存在显著的功率损耗和发热源。

虽然已经通过对本发明的实施例的描述说明了本发明，并且虽然已经详细描述了实施例，但是申请人的意图并不是将所附权利要求的范围限制或以任何方式限制于这样的细节。额外的优点和修改对本领域技术人员将容易显现。因此，本发明在其更广泛的方面不限于具体细节、代表性装置和方法以及所示和所述的说明性示例。因此，可以在不脱离申请人的总体发明构思的精神或范围的情况下偏离这些细节。

Claims

1.一种用于感应功率传输系统的感应功率接收器，包括：

功率拾取级，包括用于接收由发射器发送的功率的接收线圈；

负载级，连接到功率拾取级；

功率调节级，被配置为提供与功率拾取级串联的等效电压，其中，等效电压在至少第一幅度与不同于第一幅度的第二幅度之间切换；以及

控制器，被配置为控制功率调节级来调节被传递到负载级的功率。

2.根据权利要求1所述的接收器，其中，负载级包括功率转换级，功率转换级被配置为将来自功率调节级与功率拾取级的组合的电压转换为用于负载的DC电压。

3.根据权利要求2所述的接收器，其中，功率转换级是半桥整流器。

4.根据权利要求2所述的接收器，其中，功率转换级是全桥整流器。

5.根据权利要求3或4所述的接收器，其中，控制器被配置为动态地控制功率转换级的切换装置的导电时序。

6.根据权利要求2所述的接收器，其中，DC电压的幅度与第一幅度和第二幅度两者都不同。

7.根据权利要求6所述的接收器，其中，在DC电压的幅度与第一幅度之间存在至少2V的差值，以及在DC电压的幅度与第二幅度之间存在至少2V的差值。

8.根据权利要求1所述的接收器，其中，第一幅度和第二幅度中的至少一个幅度的大小小于2V。

9.根据权利要求1所述的接收器，其中，功率调节级是与电容器并联的半桥转换器。

10.根据权利要求9所述的接收器，其中，控制器被配置为动态地控制功率调节级的切换装置的导电时序。

11.根据权利要求10所述的接收器，其中，半桥转换器基本上同步于在接收线圈中感应出的AC功率信号而切换。

12.根据权利要求10所述的接收器，其中，等效电压基于来自功率拾取级的电压或电流来控制。

13.根据权利要求10所述的接收器，其中，功率拾取级还包括谐振调谐电容器，以及等效电压基于谐振调谐电容器的电压来控制。

14.根据权利要求13所述的接收器，其中，控制器被配置为将谐振调谐电容器的电压与两个或更多个阈值比较，以及基于所述比较来确定切换装置的导电时序。

15.根据权利要求14所述的接收器，其中，调整阈值来改变等效电压，从而改变被传递给负载的功率。

16.根据权利要求1所述的接收器，其中，控制器被配置为基于相位参考信号而调节所传递的功率。

17.根据权利要求16所述的接收器，其中，相位参考信号与控制信号之间的时间延迟由控制器来选择。

18.根据权利要求17所述的接收器，其中，负载级包括用来将来自功率调节级与功率拾取级的组合的电压转换为用于负载的DC电压的整流器。

19.根据权利要求17或权利要求18所述的接收器，其中，相位参考被配置为测量负载级两端出现的电压的相位。

20.根据权利要求19所述的接收器，其中，时间延迟的增加导致被传递到负载级的功率的减小。

21.根据权利要求1所述的接收器，其中，功率拾取级还包括电容器和开关，其中，功率拾取级的谐振频率取决于开关的状态。

22.根据权利要求21所述的接收器，其中：

由发射器发送的功率以第一频率来发送；

当开关断开时，功率拾取级以第二频率谐振；以及

第一频率与第二频率不同。

23.根据权利要求22所述的接收器，其中，第二频率低于第一频率。

24.根据权利要求23所述的接收器，其中，第二频率比第一频率低至少约7％。

25.根据权利要求24所述的接收器，其中，第二频率比第一频率低至少约25％。

26.根据权利要求1所述的接收器，其中，等效电压利用与发射器的操作频率基本类似的基频而周期性地变化。

27.根据权利要求1所述的接收器，所述接收器被配置为集成到蜂窝电话中，以使用感应功率传输从充电垫充电。

28.一种控制用于感应功率传输系统的感应功率接收器的方法，包括：

产生与接收器的拾取线圈串联的电压；以及

控制电压相位以与来自发射器的在拾取线圈中接收到的AC功率基本匹配。