CN108141047A - 无线充电接收器 - Google Patents

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Abstract

本文描述的无线充电接收器包括配置为在单个处理级中将交流输入转换成直流输出的可配置整流器，其中，所述可配置整流器包括：一个或多个二极管；以及通信地耦接到所述一个或多个二极管的控制器，所述控制器配置为选择多个模式循环方案中的一个，并根据所选择的模式循环方案控制有源二极管的当前工作模式。此外，本文描述的有源二极管包括比较器、栅极驱动器、功率晶体管和延迟补偿电路，所述延迟补偿电路用于补偿所述有源二极管的导通延迟和关断延迟中的至少一个，所述延迟补偿电路包括模拟反馈回路。

Description

无线充电接收器
相关申请的交叉引用
本申请要求于2015年9月25日提交的标题为“Delay-Compensated Active Diodesfor Wireless Power Transfer Systems”的美国临时专利申请No.62/233,287的优先权，以及于2016年1月26日提交的标题为“Wireless Charging Receiver”的美国临时专利申请No.62/287,397的优先权，其各自的完整内容通过引用并入本文。
技术领域
本公开涉及无线电力传输，具体地，涉及用于无线电力传输系统的接收器和在所述接收器中实现的二极管。
背景技术
用于无线电力传输(WPT)的技术(例如，使用近场磁耦合的WPT)近来已引起广泛关注。WPT具有广泛的应用，例如，生物医学植入式器件、用于便携式电子设备和/或电动车辆的电池充电器、以及其他应用。特别是，无线充电正发展成为便携式电子设备的标准功能，以协同地努力要“切断最后一根线”以实现完全无线的用户体验。
通常通过使用感应线圈来实现WPT，例如，电力发送器经由初级线圈将电力传输到电力接收器处的次级线圈。存在多种类型的WPT系统，例如，感应电力传输(IPT)系统和共振无线电力传输(R-WPT)系统。在IPT系统中，精确对准地将初级线圈和次级线圈彼此靠近地放置，作为紧耦合的空芯变压器工作。在R-WPT系统中，磁共振被用于补偿漏感，使得即使线圈在松耦合情况下，仍然可以高效传输电力。
关于WPT系统，通常希望实现提高电力传输效率并减小芯片面积和生产成本的系统。
发明内容
以下内容是对本文所公开的各种实施例的总体概述，并且不旨在穷举或限制所公开的实施例。在结合附图和权利要求书考虑以下详细描述的情况下可以更好地理解各实施例。
在一个实施例中，描述了一种无线充电接收器。所述无线充电接收器包括可配置整流器，所述可配置整流器配置为在单个处理级中将交流输入转换成直流输出。所述可配置整流器包括一个或多个二极管。所述无线充电接收器还包括通信地耦接到所述一个或多个二极管的控制器。所述控制器配置为选择多个模式循环方案中的一个，并根据所选择的模式循环方案控制所述一个或多个二极管的当前工作模式。
在另一个实施例中，描述了一种有源二极管。所述有源二极管包括比较器、栅极驱动器、功率晶体管、和延迟补偿电路，所述延迟补偿电路用于补偿所述有源二极管的导通延迟和关断延迟中的至少一个。所述延迟补偿电路包括模拟反馈回路。
在又一个实施例中，描述了一种方法。所述方法包括：响应于有源二极管从关断状态转换到导通状态或从导通状态转换到关断状态，获得所述有源二极管的功率晶体管的采样第一电压；将所述采样第一电压与所述有源二极管的功率晶体管的第二电压进行比较；基于所述比较产生偏移电流，其中所述偏移电流至少部分地补偿与所述有源二极管从关断状态转换到导通状态或从导通状态转换到关断状态相关联的延迟；以及将所述偏移电流输出到所述有源二极管的比较器。
附图说明
参照以下附图来描述本公开的各种非限制性实施例，其中，除非另有说明，否则始终以相同的附图标记指代相同的部分。
图1是无线电力传输系统的示意性框图。
图2是具有可重配置整流器的无线充电接收器的示意图。
图3和图4是示出图2的无线充电接收器可采用的各个工作模式的图。
图5是示出无线充电接收器的示例操作的图。
图6是无线充电接收器的示意性框图。
图7是图6的无线充电接收器可采用的控制器的示意图。
图8是示出图7的控制器的示例操作的图。
图9是图6的无线充电接收器可采用的示例性切换同步电路的示意图。
图10是共振无线电力传输(R-WPT)系统的电力链路的示意性框图。
图11是具有有源二极管的有源整流器的示意图。
图12是对应于图11的有源整流器的操作的示例性波形数据的图。
图13是具有自适应导通/关断延迟补偿的有源二极管的示意图。
图14是图13的有源二极管可采用的示例性控制逻辑的示意图。
图15是示出图13的有源二极管的示例性操作的时序图。
图16是示出图13的有源二极管的示例性操作的图。
图17是另一个对应于图13的有源二极管的操作的示例性波形数据的图。
图18是用于补偿有源二极管的状态切换延迟的过程的流程框图。
具体实施方式
以下描述提供了所公开的实施例的各种具体细节。然而，本领域技术人员将认识到，本文所描述的技术在一些情况下可以在没有一个或多个所述具体细节的情况下实践，或者可以利用其他方法、组件、材料等来实践。在其他情况下，未详细示出或描述公知的结构、材料、或操作以免模糊某些方面。
首先参照图1，示例性无线充电系统100包括分别经由初级线圈和次级线圈感应耦合的电力发射器110和电力接收器120。电力发射器110处的功率放大器112接收从电源130输入的电力，并驱动初级线圈产生磁通量，该磁通量在次级线圈处引起AC电压。电力接收器120经由整流器122将AC电压转换为DC电压，用于为相关负载电路供电。如图1所示，整流器122还可以包括调节器和/或其他组件。
诸如系统100的WPT系统可以分为多种类型，例如，感应电力传输(IPT)和共振无线电力传输(R-WPT)。在IPT系统中，精确对准地将初级线圈和次级线圈彼此靠近地放置，作为紧耦合的空芯变压器工作。在R-WPT系统中，磁共振被用于补偿漏感，使得即使线圈在松耦合情况下，仍然可以高效传输电力。已建立诸如无线充电联盟(WPC)、电力事业联盟(PMA)、和无线电力联盟(A4WP)等行业联盟，为WPT和其他相关系统制定规范。WPC和PMA所发布的规范(如“Qi”标准)一般被认为是IPT解决方案，而A4WP则为R-WPT制定了旨在提供空间自由和多设备同时充电的规范。
现有的无线充电接收器通常采用两级拓扑结构，其中第一级为用于AC-DC转换的整流器，第二级为降压转换器或用于DC-DC调节的低压差稳压器(LDO)。但是，两级电力处理降低了系统效率并增加了额外的体积和成本。例如，一种常规的谐振调节整流器实现了无源整流器后接降压电荷泵，以产生调节后的输出电压。该整流器由三个片上电源开关、五个片外二极管和三个片外电容器组成；此外，必须手动完成连续导通模式(CCM)和非连续导通模式(DCM)之间的模式选择。又如，现有的一种1X/2X可重配置谐振调节整流器使用五个片上开关和一个片外电容器实现了一级功率转换加上电压调节。然而，该整流器的输出功率在毫瓦范围内，该整流器难以扩展到高功率应用(例如，6W)。此外，上述传统接收器具有5V输出，结果使用占据大片硅片面积的高压晶体管。
图2示出了具有可配置整流器20的无线充电系统200，其改善了上述现有无线充电接收器的效率和成本。无线充电系统200的接收器实现了一级功率转换加上电压调整，并且符合A4WP发布的规范。整流器20包括一组二极管40(这里是四个有源二极管40a至40d)，用于在单个处理级中将AC输入转换成DC输出。虽然整流器20示出为具有有源二极管40a至40d，但是也可以使用一个或多个无源二极管作为各个有源二极管的补充或替代。
在一个方面中，整流器20包括四个片上功率晶体管(MN1,2和MP1,2)和一个片外电容器(Co)。整流器20利用三级操作来减少输出电压纹波，并在模式切换期间容易地实现切换同步。更具体地，通过控制功率晶体管MN1,2和MP1,2的栅极驱动信号，可以将整流器分别配置为1X模式、1/2X模式、和0X模式。下面将更详细地描述这些工作模式。原则上，可以通过在1X模式和0X模式之间切换来完成功率调节。替代性地，通过在1X模式、1/2X模式、和0X模式之间切换，可以使用三级操作来导致更均匀的功率分配、并减少输出电压纹波。
此外，整流器20利用控制器来调节全负载范围内的输出电压并实现快速瞬态响应，并采用自适应尺寸调整(adaptive sizing)法来进一步提高接收器的轻负载效率。以下更加详细地描述了整流器20和二极管40的操作的该方面和其它方面。
如上所述，整流器20可以配置为根据一个或多个工作模式进行工作，所述一个或多个工作模式又可以根据模式循环方案和/或通过其他手段来进行选择。图3中的示图300示出了三种这样的工作模式。具体地，示图300示出了对应于全桥整流器操作的第一工作模式(1X模式)、对应于半桥整流器操作的第二工作模式(1/2X模式)、和对应于续流或续流二极管操作的第三工作模式(0X模式)。也可以存在其他可以对应于这些或其他电力传递能力的工作模式。为了实现电压调节，示图300进一步示出了整流器20可以设计为在各工作模式间周期性切换。例如，整流器20可以配置为至少部分地基于相应无线充电接收器的负载水平在1X模式与1/2X模式之间和/或在1/2X模式与0X模式之间周期性切换。示图300分别示出了整流器20在重负载时(例如，当接收器负载在最大输出的50％-100％之间时)在1X模式和1/2X模式之间切换，以及在轻负载时(例如，当接收器负载在最大输出的0-50％之间时)在1/2X模式和0X模式之间切换。也可以使用其他负载条件和/或影响整流器20在工作模式间的切换的其他条件。此外，虽然在示图300中未示出，但是整流器20在一些情况下也可以在0X模式和1X模式之间切换。
原则上，可以通过在1X模式和0X模式之间切换来完成功率调节。替代性地，通过在1X模式、1/2X模式、和0X模式之间切换，可以使用上述三级操作来导致更均匀的功率分配，同时减少输出电压纹波。如果整流器20仅在1X模式和0X模式之间切换，则输出电容器将连续充电若干谐振周期，然后放电若干谐振周期，导致大的输出纹波电压ΔVo。利用三级操作，整流器可以工作在纯1/2X模式下，而不是在1X模式和0X模式之间切换，从而降低了ΔVo。
通过利用示图300所示的三级操作方案(在1X模式、1/2X模式、和0X模式之间切换)，相比于传统WPT系统可以更均匀地分配功率，由此减少输出电压波纹和/或其他效率低下的原因。此外，可以利用具有共同周期的周期性工作模式来进一步提高系统效率。如图4中的示图302所示，上面讨论的1/2X模式与1X模式和0X模式两者共享相同的半周期操作。该特征可用于实现模式切换期间的切换同步。
相比于两级功率转换，使用整流器20的一级功率转换可以实现更高的功率效率。而且，在一个实施例中，可以使用四个片上电源开关和一个片外电容器来实现整流器20，因此相比于传统方法额外减少了体积和成本。此外，在另一个实施例中，当将输出电压调节在5V时，可以在使用仅5V晶体管的标准CMOS工艺中实现整流器20。
如果整流器20设计为在上述三种模式之间周期性切换，则其可以根据每种模式的占空比来传送0和Imax之间的任何中间电流。因此，可以使用调制输入电流的脉宽调制(PWM)机制来调节输出电压。例如，如图5中的示图500所示，整流器分别在重负载时(例如，当1/2Imax<I0<Imax时)，在1X模式和1/2X模式之间周期性切换；并且在轻负载时(例如，当0<I0<1/2Imax时)，在1/2X模式和0X模式之间周期性切换。
图6示出了无线电力接收器600的示例性实现方式。如图6所示，无线电力接收器600的功率级包括可重配置整流器(例如整流器20)。由控制器22在斜坡产生器602、BGR(带隙基准)604、和切换同步电路606的帮助下控制该整流器。下面将进一步详细讨论控制器22及其相关组件602、604、606的操作。在一个实施例中，控制器22是PWM控制器，在这种情况下，以上参照图3和图4讨论的模式循环方案是PWM循环方案。其他控制器类型(例如，迟滞控制器)可用作PWM控制器的补充和/或替代。
作为PWM控制器的控制器22的一个实现方式由图7中的电路700示出。进一步参照图7，图8中的示图800示出了与由电路700实现的控制器22相关联的示例性操作数据。在这里，将模式切换频率选为系统谐振频率的约1/8。控制器22感测输出电压Vdc、并将该电压与参考电压Vref进行比较。采用诸如类型II补偿、主极点补偿等补偿方案来实现快速瞬态响应。为了实现以上参照图3和图4描述的在重负载和轻负载之间自动转换的三级操作，将补偿器的输出Vea与两个堆叠的斜坡信号Ramp1和Ramp2进行比较。如示图800所示，Ramp1和Ramp2具有相同的幅度和频率，但不同之处在于，Ramp2在VL与VMID之间工作而Ramp1则在VMID与VH之间工作。在重负载的情况下，Vea被驱动到Ramp1的范围内，整流器20在1X模式和1/2X模式之间切换。在轻负载的情况下，Vea被驱动到Ramp2的范围内，整流器20在1/2X模式和0X模式之间切换。
在一个实施例中，如上所述的PWM控制器的工作原理总结如下。
1)重负载(1/2Imax<I0<Imax)：反馈回路将VEA驱动到Ramp1的范围内，所以QL保持为“1”，PWM信号由QH决定。整流器20在1X模式和1/2X模式之间切换。通过比较VEA与Ramp1来确定1/2X模式的占空比DH，较低的VEA导致较大的DH。
2)轻负载(0<I0<1/2Imax)：反馈回路将VEA驱动到Ramp2的范围内，所以QH保持为“1”，PWM信号由QL决定。整流器20在0X模式和1/2X模式之间切换。通过比较VEA与Ramp2来确定1/2X模式的占空比DL，较高的VEA导致较大的DL。
3)中间负载(I0＝1/2Imax)且VEA＝VMID：根据整流器20正在工作的模式(例如，重负载或轻负载)，DH或DL等于1。因此，可以实现重负载和轻负载之间的平稳过渡。以连续导通模式工作的传统切换转换器的占空比几乎与负载电流无关；然而，它与整流器20中的负载电流近似成比例。
接下来转到图9，电路900示出了切换同步电路606的一个实现方式。当驱动重负载时，分别从VCN1和VCP1获得MN1的栅极信号VGN1和MP1的栅极信号VGP1。结果，这些栅极信号不需要变化。当驱动轻负载时，VGN1在1/2X模式的VCN1和0X模式的Vdc之间变化。相似地，在轻负载的条件下，VGP1在1/2X模式的VCP1和0X模式的Vdc之间变化。在上述轻负载的情况下，当VCN1和VCP1的值为“1”时，VGN1和VGP1分别被改变。
对于MN2和MP2，当Vac1在重负载时为“1”并在轻负载时无变化地连接到Vdc时，MN2的栅极信号VGN2在1X模式的VCN2和1/2X模式的Vdc之间变化。相似地，当Vac1在重负载时为“1”并在轻负载时无变化地连接到Vdc时，MP2的栅极信号VGP2在1X模式的VCP2和1/2X模式的Vdc之间变化。为了确定负载条件，迟滞比较器比较Vea和Vmid，并基于该比较确定负载条件。
接下来转到图10，示图1000示出了WPT系统的示例性电力链路。可以选择ISM频带(例如，6.78MHz或13.56MHz)作为LC谐振回路的谐振频率fs。也可以是其他频率。功率放大器1002驱动(具有寄生电阻Rs1的)初级线圈L1产生磁通量，该磁通量在(具有寄生电阻Rs2的)次级线圈L2处引起AC电压。次级线圈L2可以被电容器C2并联调谐或串联调谐，分别产生并联谐振次级1010或串联谐振次级1020。耦合系数k取决于线圈的几何形状、距离和构造。然后，该调谐电路与整流器1004级联，整流器1004将AC电压转换为DC电压，用于为负载电路供电。
在一个方面中，以下给出串联谐振次级1020的各种特性。类似的构思也可以应用于并联谐振次级1010。以下分析采用全桥整流器，但也可以使用其他整流器。该整流器的输入电阻RL_ac以及该次级的反射等效电阻Req由以下等式给出：
其中，ω(＝2πfss)是LC谐振回路的谐振频率，单位为rad/s，fs例如是6.78MHz。M是线圈之间的互感。初级和次级的效率由以下等式给出：
注入感应链路的输入功率Pin和输出功率Pout由以下等式给出：
Pout＝Plink_in×ηprim×ηsec (4)
其中，Vprim是AC源的大小。因此，次级谐振回路的RMS电流Irms和整流器的输出电压Vrect如下计算：
如上所述，整流器1004的设计影响系统效率，低效率可能在相关植入式器件或充电器处产生热量和/或引起其他有害的影响。因此，具有0.7V正向压降的无源二极管被由CMOS晶体管和比较器所实现的有源二极管所取代，以实现有源整流器，如图11中的示图1100所示。图11中的有源整流器的工作原理如下。当Vac2-Vac1>|VtP|(MP1,2的阈值电压)时，MP2导通。此外，当Vac1<0时，比较器CMP1使MN1导通，通过Vac给VDC充电。在Vac1摆动到0以上后，MN1被CMP1关断。在AC输入周期的下一半期间，整流电路的另一半以相似的方式导通。在没有延迟的情况下，在Vac1摆动到0以下之后MN1导通一次，并且在Vac2摆动到0以上之后MN2关断一次。然而，如上所述，比较器和栅极驱动器的传播延迟导致了该操作的波动。
图12中的示图1200示出了与示图1000中所示的并联谐振次级1010和串联谐振次级1020相关联的波形数据。如示图1200所示，对于并联谐振次级1010，导通延迟缩短了通电时间并增加了峰值电流，而关断延迟则导致了从输出电容器流回到地的反向电流。对于串联谐振次级1020，导通延迟使MN1，2实现体二极管导通，并且关断延迟也导致反向电流。
如上所述，WPT电力链路利用功率放大器驱动初级线圈，以便产生在次级线圈处引起AC电压的磁通量。包括二极管的整流器被用于将次级AC电压转换成DC电压，用于为负载电路供电。整流器的设计影响系统效率，而低效率可能会导致热量积聚以及其他有害影响，特别是在生物医学植入式器件的情况下和/或需要考虑身体舒适性的其他使用情况下。因此，具有大约0.7V正向压降的无源二极管被由CMOS(互补金属氧化物半导体)晶体管和比较器实现的有源二极管取代。与有源二极管相关的较低压降导致较高的电压转换率(VCR)和较高的功率转换效率(PCE)等优点。
然而，当工作在诸如ISM(工业、科学、和医学)频带(例如，13.56MHz)的高频时，比较器和栅极驱动器的传播延迟阻碍了功率晶体管及时导通和关断。这进而又会降低有源整流器在VCR和PCE方面和/或其他指标方面的性能。
鉴于以上，描述自适应导通和关断延迟补偿方案，其自适应地减少和/或消除了有源二极管的比较器和栅极驱动器的传播延迟。虽然以下描述和相关附图涉及全桥整流器，但是，在不脱离以下描述及其相应的要求保护的主题的范围的情况下，这里描述的延迟补偿技术可以在任何整流器中实现。对于整流器的各个有源二极管，延迟补偿方案利用专用反馈回路(例如，两个反馈回路)来补偿比较器和栅极驱动器的导通延迟和关断延迟二者。这里描述的延迟补偿技术基本上在所有的工作条件下都是有效的，并且不受PVT(工艺/电压/温度)变化和失配的影响。而且，结合所述方案使用的结构不需要微调(trimming)，最适合大规模生产。
已经提出了各种现有的延迟补偿方案。在一些传统方案中，使用不平衡的偏置电流或不对称的输入晶体管来将定量偏移引入到比较器，以补偿关断延迟。但是，功率晶体管也更迟地导通，从而增加了导通延迟。此外，使用这种或类似处理的一些技术还需要片外校准来调整偏移。在另一种传统方案中，仅当关断功率晶体管时才添加偏移电压，并在导通功率晶体管时将该偏移电压移除。然而，由于比较器延迟和栅极驱动器延迟都严重受到PVT变化影响，因此该技术中引入的定量或动态偏移不能在所有条件下准确补偿关断延迟。另一种现有技术使用切换偏移偏置方案来更好地控制反向电流，但是该技术仍然受到PVT变化的影响，并且设计过程复杂。在另一种技术中，将正反馈回路用于加速比较器的响应，但是延迟仍然很大。
通常，现有的延迟补偿方案遭受PVT变化和失配的影响，无法在所有条件下准确补偿导通延迟和关断延迟。因此，对于高性能有源二极管来说，期望对PVT变化不敏感的解决方案。为了促进这一点和/或为了相关的目的，这里所述的自适应导通和关断延迟补偿方案利用两个反馈回路与整流器的有源二极管结合，并且可以不管PVT变化和失配而对导通延迟和关断延迟两者进行高精度完全补偿。下面进一步详细描述该方案的操作。
图13中的示图1300示出了具有改进后的延迟补偿的有源二极管(例如，有源二极管40)的一个实现方式。所述二极管包括比较器(例如，推挽式共栅比较器)50、栅极驱动器60、功率晶体管70、以及自适应导通和关断延迟补偿电路80。这里，延迟补偿电路80包括两个反馈回路：包括采样保持电路82a和误差/反馈放大器84a的关断延迟反馈回路、以及包括采样保持电路82b和误差/反馈放大器84b的导通延迟反馈回路。替代性地，延迟补偿电路80可以仅具有一个反馈回路或具有多于两个的反馈回路。
采样保持电路82a和82b配置为响应于功率晶体管70在导通状态和关断状态之间的切换而对功率晶体管70的漏极电压进行采样。这里，关断延迟补偿路径上的采样保持电路82a响应于功率晶体管70被切换到关断状态而获得采样的漏极电压，导通延迟补偿路径上的采样保持电路82b响应于功率晶体管70被切换到导通状态而获得采样的漏极电压。误差放大器84a和84b配置为比较由相应的采样保持电路82a和82b采样的漏极电压并基于比较结果产生偏移电流。以框图形式在图13中示出的控制逻辑电路90配置为：控制采样保持电路82a和82b，并将由误差放大器84a和84b产生的偏移电流注入至比较器50。
在一个方面中，延迟补偿电路80的操作可以如下进行。对于关断延迟补偿，当Soff_sample为ON时，最初由Coff1对Vac1的电压电平进行采样，稍后当Shold为ON时，传递采样的电压Vac1_off以Coff2上保持。关断延迟包括比较器50和栅极驱动器60两者的延迟。由于关断延迟，最初MN1稍晚关断并且Vac1_off高于0。反馈放大器84a(OTA1)将Vac1_off与地进行比较，并将Vea_off驱动到较低值以增加Mc1和Mc2中的偏移电流。结果，MN1与前一周期相比更早关断。若干周期之后，Vea_off被调整到稳态电平，使得Vac1_off等于0V。导通延迟补偿路径也采用与以上描述的有关关断延迟补偿机制类似的机制。由于使用反馈回路迫使Vac1_on/off为0V，所以不管PVT变化和失配而对导通延迟和关断延迟两者进行精确补偿。
图14中的电路1400示出了控制逻辑90的一个实现方式。这里，Soff_sample与VGN1是相同的信号，使得Coff1可以对关断MN1时Vac1的电压电平进行采样。此外，Son_sample在VGN1的上升沿处结束，使得Con1可以对MN1导通时Vac1的电压电平进行采样。与电路1400相关联的时序图1500在图15中示出。如时序图1500所示，Shold配置为不与Soff_sample和Son_sample重叠。如图1500中进一步所示，由于利用切换偏移方案，Sblock被用于防止多脉冲。此外，在MN1关断后，比较器50的输出基本上立即短接到地一小段时间。这种简单的一次性(one-shot)方案确保MN1每周期仅切换一次，并且Coff1采样到正确值。
图16中的示图1600示出了上述过程的模拟结果。注意，尽管Vac1和Iac1是周期性波形，但由于绘图限制，这些波形被描绘为在所示时间间隔内对应于这些波形的相应幅度的线阴影区域。
图17中的示图1700示出了蒙特卡洛仿真的结果，执行蒙特卡洛仿真以评估本文描述的有源二极管延迟补偿方案对工艺变化和失配的灵敏度。如示图1700所示，最坏情况下的关断延迟分别只有约0.3ns和0.42ns。相应的反向电流分别只有-2.7mA和-2.1mA。
图18示出了根据本公开的某些方面的方法。虽然为了简化说明的目的而将方法示出和描述为一系列行为，但是应该理解和认识到，本公开不受行为顺序的限制，因为一些行为可以不同的顺序发生和/或与本文所示和所述的其他行为同时发生。例如，本领域的技术人员将理解和认识到，方法可以替代地例如在状态图中表示为一系列相互关联的状态或事件。而且，为了实施根据本公开的某些方面的方法，可以不是所有示出的行为都需要。
参照图18，示出了用于补偿有源二极管(例如，有源二极管40)的状态切换延迟的处理1800的流程图。处理1800在1802处通过监视有源二极管从关断状态转换到导通状态或从导通状态转换到关断状态而开始。如果没有检测到这样的转换，则处理1800保持在1802处。否则，处理1800响应于该转换而进行到1804。
在1804处，(例如，通过采样保持电路82)获得有源二极管的功率晶体管的采样的漏极电压。
在1806处，(例如，通过误差放大器84)将在1804处获得的采样的漏极电压与有源二极管的功率晶体管的源极电压进行比较。
在1808处，(例如，通过误差放大器84)基于在1806处执行的比较来产生偏移电流。在1808处产生的偏移电流至少部分地补偿与在1802处检测到的有源二极管转换相关联的延迟。
在1810处，(例如，通过逻辑电路90)将在1808处产生的偏移电流输出至有源二极管的比较器(例如，有源二极管40的比较器50)。
在1810处产生的偏移电流可以是关断延迟电流，其至少部分地补偿与有源二极管从导通状态转换到关断状态相关联的延迟。替代性地，偏移电流可以是导通延迟电流，其至少部分地补偿与有源二极管从关断状态转换到导通状态相关联的延迟。在导通延迟电流的情况下，1810处的输出可选地包括：监测有源二极管的功率晶体管的漏极电压，并在漏极电压开始降低时(即，响应于漏极电压从非降低状态到降低状态的转换)将导通延迟偏移电流输出到有源二极管的比较器。
以上描述包括各种实施例的非限制性示例。当然，不可能为了描述所公开的主题而描述组件或方法的每个可想到的组合，并且本领域技术人员可以认识到，各种实施例的另外的组合和置换是可能的。所公开的主题旨在涵盖落入所附权利要求的精神和范围内的所有这样的改变、修改、和变化。
关于由上述组件、设备、电路、系统等执行的各种功能，除非另有指示，用于描述这些组件的术语(包括对“装置”的引用)旨在还包括执行所述组件的指定功能的任何结构(例如，功能等同物)，即使在结构上不等同于所公开的结构。此外，虽然可能在若干实现方式中的仅一个中公开了所公开主题的特定特征，但是当对于任何给定或特定的应用可能是期望的和有利的时，该特征可以与其他实现方式的一个或多个其他特征结合。
本文所使用的术语“示例性”和/或“说明性”旨在表示用作示例、实例、或说明。为了避免疑义，本文所公开的主题不受这些示例的限制。此外，本文中描述为“示例性”和/或“说明性”的任何方面或设计不一定被解释为比其它方面或设计优选或有利，也不意味着排除本领域技术人员已知的等同结构和技术。此外，对于在具体实施方式或权利要求书中使用术语“包括”、“具有”、“包含”以及其他类似词语，这些术语旨在是包含性的(按照与作为开放式的过渡词语的术语“包括”类似的方式)而不排除任何额外或其他元素。
本文所使用的术语“或”旨在表示包含性的“或”而不是排他性的“或”。例如，短语“A或B”旨在包括以下三种实例：A、B、以及A和B。此外，本申请和所附权利要求中使用的冠词“一”和“一个”通常应解释为意指“一个或多个”，除非另有说明或根据上下文明确指向单数形式。
本文采用的术语“集合”排除了空集合(即其中没有元素的集合)。因此，本主题公开中的“集合”包括一个或多个元素或实体。同样，这里使用的术语“组”是指一个或多个实体的集合。
本文所提供的主题公开的说明性实施例的描述(包括摘要中所描述的内容)并非旨在穷举或将所公开的实施例限制于所公开的精确形式。虽然在此是为了说明的目的而描述了特定的实施例和示例，但是本领域技术人员可以认识到，可以做出被认为是在这些实施例和示例的范围内的各种修改。就此而言，虽然本文结合各种实施例和对应的附图描述了本主题，但是应当理解的是，在适用时，可以在不偏离本主题的情况下，使用其他类似的实施例，或者对所描述的实施例进行修改和添加以执行与所公开的主题相同的、相似的、替代性的、或替换性的功能。因此，所公开的主题不应局限于在此描述的任何单个实施例，而是应该根据所附权利要求在广度和范围上进行解释。

Claims (20)

1.一种无线充电接收器，包括：
可配置整流器，其配置为在单个处理级中将交流输入转换成直流输出，其中，所述可配置整流器包括一个或多个二极管；以及
控制器，其通信地耦接到所述一个或多个二极管，并且配置为选择多个模式循环方案中的一个，并根据所选择的模式循环方案控制所述一个或多个二极管的当前工作模式。
2.根据权利要求1所述的无线充电接收器，其中，所述模式循环方案包括：
第一模式循环方案，其配置为使有源二极管的当前工作模式在第一工作模式和第二工作模式之间循环；以及
第二模式循环方案，其配置为使所述有源二极管的当前工作模式在所述第二工作模式和第三工作模式之间循环。
3.根据权利要求2所述的无线充电接收器，其中，所述第一工作模式是全桥整流器模式。
4.根据权利要求2所述的无线充电接收器，其中，所述第二工作模式是半桥整流器模式。
5.根据权利要求2所述的无线充电接收器，其中，所述第三工作模式是续流二极管模式。
6.根据权利要求2所述的无线充电接收器，其中，所述第一工作模式、所述第二工作模式和所述第三工作模式是具有共同周期的周期性工作模式。
7.根据权利要求2所述的无线充电接收器，其中，所述控制器配置为至少部分地基于所述无线充电接收器的负载水平在所述第一模式循环方案和所述第二模式循环方案之间进行选择。
8.根据权利要求1所述的无线充电接收器，其中，所述模式循环方案包括配置为使有源二极管的当前工作模式在全桥整流器模式和续流二极管模式之间循环的模式循环方案。
9.根据权利要求1所述的无线充电接收器，其中，所述控制器包括脉宽调制(PWM)控制器，并且所述模式循环方案包括脉宽调制循环方案。
10.根据权利要求1所述的无线充电接收器，其中，所述控制器包括迟滞控制器。
11.根据权利要求1所述的无线充电接收器，其中：
所述一个或多个二极管包括至少一个有源二极管；并且
所述至少一个有源二极管包括配置为补偿相应二极管同步延迟的相应反馈回路。
12.根据权利要求11所述的无线充电接收器，其中，所述二极管同步延迟分别包括导通延迟和关断延迟中的至少一个。
13.一种有源二极管，包括：
比较器；
栅极驱动器；
功率晶体管；以及
延迟补偿电路，其用于补偿所述有源二极管的导通延迟和关断延迟中的至少一个，所述延迟补偿电路包括模拟反馈回路。
14.根据权利要求13所述的有源二极管，其中，所述延迟补偿电路还包括第一模拟反馈回路和第二模拟反馈回路中的至少一个，所述第一模拟反馈回路用于补偿所述有源二极管的导通延迟，所述第二模拟反馈回路用于补偿所述有源二极管的关断延迟。
15.根据权利要求13所述的有源二极管，其中,所述模拟反馈回路包括:
各自的采样保持电路；
各自的误差放大器；以及
各自的逻辑电路。
16.根据权利要求15所述的有源二极管，其中，所述各自的采样保持电路配置为响应于所述功率晶体管在导通状态和关断状态之间切换而对所述功率晶体管的第一电压进行采样以得到各自的采样第一电压，并保持所述各自的采样第一电压。
17.根据权利要求16所述的有源二极管，其中，所述各自的误差放大器配置为将所述各自的采样第一电压和所述功率晶体管的第二电压进行比较，并基于所述比较的结果生成各自的偏移电流。
18.根据权利要求17所述的有源二极管，其中，所述各自的逻辑电路配置为控制所述各自的采样保持电路，并将所述各自的偏移电流注入到所述比较器。
19.一种方法，包括：
响应于有源二极管从关断状态转换到导通状态或从所述导通状态转换到所述关断状态，获得所述有源二极管的功率晶体管的采样第一电压；
将所述采样第一电压与所述有源二极管的功率晶体管的第二电压进行比较；
基于所述比较产生偏移电流，其中，所述偏移电流至少部分地补偿与所述有源二极管从所述关断状态转换到所述导通状态或从所述导通状态转换到所述关断状态相关联的延迟；以及
将所述偏移电流输出到所述有源二极管的比较器。
20.根据权利要求19所述的方法，其中：
所述获得包括获得所述功率晶体管的采样的漏极电压；并且
所述比较包括将所述采样的漏极电压与所述功率晶体管的源极电压进行比较。
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