JPH06505131A

JPH06505131A - 非対称拡散スペクトル相関器

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Publication number: JPH06505131A
Application number: JP3507577A
Authority: JP
Inventors: ディクソン、ロバート・シー．; バンダープール、ジェフリー・エス．
Original assignee: オムニポイント・コーポレイション
Priority date: 1989-08-07
Filing date: 1991-03-06
Publication date: 1994-06-09
Also published as: US5396515A; EP0574382A4; CA2105299A1; CA2105299C; US5016255A; EP0574382A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】非対称拡散スペクトル相関器発明の背景この発明は、拡散スペクトル通信、とりわけノンコード同調拡散スペクトル通信システムに関する。

従来技術の記述拡散スペクトルシステムは、送信される情報を伝送するのに要求される最高ノくンド幅より相当に広いバンド上に信号を拡散するものである。直接シーケンス拡散スペクトル変調のための技術は、安全な通信を保証するためにここ数年発展されている。変調は、送られるべき情報を周期的な擬似ノイズ（ＰＮ）コードとミキシングすることによって達成される。その結果は、情報に比して極めて広し１ノクンド幅と低いスペクトル密度をもった５ｉｎ（ｘ）／ｘ倍信号ある。このスペクトル密度は、他の無線感知装置との干渉を減少させるとともにノくンド内（ｉｎ−ｂｉｎｄ）干渉とジャミングに対する信号の感度を減少させる。拡散スペクトルシステムに固有の他の利点の中には、選択的アドレス機能、多重アクセスのためのコード分割マルチプレクシングおよび高精度範囲化機能がある。

信号が符号化されているため、復調は伝統的な通信システムを用いるものよりも込み入ったプロセスであり、受信したコードに同調した、伝送されたものと同一の参照コードを伴っている。このプロセスの困難性は、極めて高い同調度合が達成されるまで受信されたコードと参照コードの間の非同調度合の指標がないということである。さらに、ＰＮコードを発生するのに使用される送信用、受信用オランレータ間の不整合が、送信機および受信機間の同調におけるドリフトを惹起する傾向がある。

マーク（ＭＡＲＫ）とスペース（ＳＰＡＧＥ）を指定するための２つの擬似ランダム波形と２つの相関器を用いる従来の通信システムは、１９８１年１月２７日に発行されたハウアー（Ｈａｕｅｒ）への米国特許第４，２４７．９４２号に記載されており、本明細書においても参考文献として引用される。ノ＼ウアーは、通信システムにおいて、連続した入力パルスを遅延ラインに供給するための間隔をあけた多重のタップを有する第１遅延ラインを開示している。各入力インパルスに応答して、種々に遅延されたパルスが遅延ラインのタップに表われ、これらのパルスはマーク（ＭＡＲＫ）又はスペース（ＳＰＡＧＥ）を表わすパルスを発生するのに用いられる。彼の開示には、同調検出器、およびこれら検出器にキャリヤ伝送されたパルスを供給するための手段を含んでいる。

従来技術のいずれも、データビット毎の１データビツトの持続時間に等しい拡散スペクトルシグナルの収集時間を有する装置を教示もしくは示唆しておらず、一つの相関器を用いることも同様である。

目的および発明の要約本発明の一つの目的は、ただ一つの相関器を用いて拡散スペクトル信号を得ることのできる、直接的で安価かつ簡素な装置を提供することである。

本発明のいま一つの目的は第１のデータシンボルを検出することができ、第１のデータシンボルが検出されなかったときには、信号が第２のデータシンボルであることを宣明し、その決定が誤りであることの確率に基づいている装置を提供することである。かかる方法で、データビットはただ一つの相関器を用いて実際の値に関し非対称な確信レベルで宣明される。

本発明の他の目的は、同期参照コードを用いることなしに拡散スペクトル信号を得るための装置を提供することである。

本発明の付加的な目的は、ある割合で受信された各データビットについて拡散スペクトル信号を得ることができ、データがコード同期化によるタイムロスなしに、かついかなるコード同期化プリアンプル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）を用いることなしに伝送される装置を提供することである。

本発明によれば、ここに実現されかつ広く記載しているように、ＰＮコードで変調されたデータ信号を含む拡散スペクトル受信信号をデコードするための装置が提供され、その装置はしきい値設定手段、参照シーケンス格納手段、受信シーケンス格納手段、相関手段および相関比較手段からなる。相関手段はチップ比較手段と加算手段を含むことができる。

しきい値設定手段は、得られるコードあたりのチップの総数に等しいかそれ以下の照会のためのしきい値を設定することができる。しきい値設定手段は、送信および／又は受信されるべきデータのパターンとアプリケーションを拡散スペクトル信号、ノイズ環境およびデータ信号と一緒に用いられるエラー補正量を用いて解析することができる。この解析に対応して、しきい値設定手段は、しきい値レベルを発生する。しきい値設定手段は、特定の装置、アプリケーション、又は操作環境のためのしきい値レベルを予め定めるのに用いることができ、或は、拡散スペクトラル受信機と結合され、アプリケーション又は操作環境が変化するのに応じてしきい値レベルを設定し調整するのに用いることができる。

参照シーケンス格納手段は、擬似ノイズ信号を格納し、受信シーケンス格納手段は、受信拡散スペクトル信号を格納する。チップ比較手段は、参照シーケンス格納手段と受信シーケンス格納手段とに結合される。受信拡散スペクトル信号に対応して、チップ比較手段は、受信拡散スペクトル信号の各チップを参照擬似ノイズ信号の各チップと比較し、それによって、複数のチップ比較信号を発生する。

加算手段は、チップ比較手段と結合される。チップ比較手段からの複数のチ・ノブ比較信号に応答して、加算手段は複数のチップ比較信号を加算し、それによって相関信号を生成する。

相関比較手段は加算手段に結合されている。相関比較手段は、しきい値設定手段のしきい値レベルを含む。しきい値レベルより大きい相関信号に応答して、相関比較手段は、データシンボル信号を生成する。統計的に、検出の精度は数個の変数の関数としてのしきい値設定に部分的に依存しており、数個の変数とは、データシンボル当たりのベースに関してチップの総数に整合されたチ・ツブの総数、エラーレート、入力信号に関し順方向エラー補正の度数、および処理されるべきデータの流れが、連続的か、周期的な繰り返しか、パターン化されているか、播話的か、パルス化されているか、或はランダムかである。

本発明のその他の目的および利点は、以下の記述に部分的に記載され、一部は以下の記述から明らかになるであろうし、或は本発明の実施によって学びつるであろう。

図面の簡単な説明明細書に取り入れられかつその一部を構成する添付の図面は、本発明の実施例を図示しており、明細書の記載とともに本発明の詳細な説明するのに役立つ。

第１図は、本発明にかかる送信機の実施例のブロックダイヤグラムである；第２図は、本発明にかかる特有の信号のタイミングダイヤグラムである：第３図は、本発明にかかるデジタル相関器をベースとした受信機の一実施例を図示するものである：第４図は、本発明にかかるアナログ相関器をベースとした受信機の一実施例を図示するものである。および第５図は、第４図に示したアナログ相関器ベースの受信機の一例を図示するものである。

実施例の詳細な説明添付の図面にいくつかの例が図示されている本発明の好ましい実施例について詳細に説明する。

本発明は、拡散スペクトル信号を生成するためのＰＮコードで同調されたデータ信号を有する受信拡散スペクトル信号を送信しかつデコードするための装置を含む。第１図に図示するように、送信機はコードクロック発生器２１、コードセレクタ２８、コード発生器２２、コードクロック分周器２３、パルス発生器２４、データ発生器２５、モジュロ２加算器２６、キャリヤ２９、位相シフトキイ化（ＰＳＫ）モデュレータ兼ＲＦ送信機２７を含んでいる。コードクロック発生器２１は、コード発生器２２とクロック分局器２３に送られるクロック信号を発生する。

クロック分周器２３を用いて、送信機２７のコードとデータは、データクロック周波数のコード長しに等しい倍数であるコードクロック周波数でもって同期化され、それによって、ＰＮコード当たりの１データビツトを長さしとシーケンスとする。コードクロック分周器２３からのデータクロック信号は、パルス発生器２４とデータ発生器２５に送られる。データ発生器２５は通信システムに送られるべきデータ信号の信号源である。パルス発生器２４の出力信号は、コード発生器２２に送られ、それによってコードセレクタ２８によって選ばれるＰＮコードを発生する。ＰＮコードは回帰的であり、コード発生器２２から送られ、モジュロ２加算器２６によってデータ発生器２５から送られたデータにモジュロ２加算される。モジュロ２加算器２６の出力は、ＰＮコードで変調されたデータ信号であり、ＰＳＫ変調器兼ＲＦ送信機２７内において、キャリヤ２９を用いて位相シフトキイ変調される。

第１図のコードおよびクロック信号のタイミングの一例が第２図に示されている。タイミングダイヤグラムは、コードクロック信号、コード長しで分割されたコードクロック信号であるデータクロック信号、パルス発生器リセット信号、コード信号、データ信号および符号化されたデータ信号を図示している。コード信号は、データ信号にモジュロ２加算されると、符号化データ信号を生成し、ＲＦキャリヤで変調されて拡散スペクトル信号を生成する。送信された拡散スペクトル信号は、第３図に図示した受信機によって受信される。

第３図は本発明の非対称拡散スペクトル相関器の特定の例を示しているが、本発明は一般には、ＰＮコードで変調されたデータ信号を含む受信拡散スペクトル信号をデコードするための装置を含む。この装置は、しきい値設定手段、参照シーケンス格納手段、受信シーケンス格納手段、相関手段および相関比較手段からなる。相関手段は、チップ比較手段と加算手段を含みうる。第３図を参照して、参照シーケンス格納手段は、参照レジスタ３３として実施化され、受信シーケンス格納手段は、参照シーケンス格納レジスタ３９として実施化され、チップ比較手段は、比較器４０として実施化され、加算手段は加算器４１として実施化され、相関比較手段は、相関比較器４２として実施化される。しきい値設定手段はしきい値設定器４５として実施化される。比較器４０は参照レジスタ３３と受信レジスタ３９とに接続される。相関比較器４２は、加算器４１、しきい値設定器４５およびデータ発生器４４に接続されている。

第３図に示した一例としての配列において、カウントコントローラ３０がコード発生器３２と参照レジスタ３３に接続されたコードクロック発生器３１に接続されている。コード発生器３２は、参照レジスタ３３にも接続されている。カウントコントローラ３０は受信機によって検出されるべき、コードセレクタ３４によって選ばれた特定の擬似ノイズ信号の長さを制御し、コード発生器３２をして長さしのコードを参照レジスタ３３に出力させるコードクロック発生器３１に信号を出力する。カウントコントローラ３０はコードクロック発生器３１をトリガし、それによってコード発生器３２と参照レジスタ３３をトリガする。コード発生器３２はコード選択回路３４によって決定される特定の擬似ノイズ信号を参照レジスタ３３に出力する。コード選択回路３４は複数の可能な擬似ノイズコードを走査させる信号をコード発生器に与える。動作において、単一のコードを参照レジスタ３３にロードすることができるが、或は、走査モードにおいて、受信コードに対する整合が生ずるまで、参照レジスタに常時変化するコードを周期的にロードすることができる。

第３図には、ＲＦ−ＩＦ増幅器３５が局所発振器３７とローパスフィルタ３８に接続された積検出器３６に接続されている。ローパスフィルタ３８は参照レジスタ３９とクロック回復回路４６に接続されている。

動作において、ＰＮコードで変調されたデータ信号を含む受信ベースバンド拡散スペクトル信号は、受信レジスタ３９に格納され、擬似ノイズ参照ベースバンド信号が参照レジスタ３３に格納される。受信拡散スペクトル信号の各チップは、モジュロ２比較器４０によって参照ノイズ信号の各チップにモジュロ２加算される。この２つの信号のモジュロ２加算は、モジュロ２比較器４０から加算器４１に転送される複数のチップ比較信号を発生する。加算器４１は、相関信号を発生するため複数の信号を加算する。

相関比較器４２は加算器４１に接続される。相関比較器４２は、しきい値設定器４５によって決められたしきい値レベルを有する。しきい値レベルより大きい相関信号に応答して、相関比較器４２は第１のデータシンボル信号を発生する。

相関信号がしきい値レベルより大きくない場合には、第２のデータシンボルが出力される。このことは、第１データシンボルを正確に同定する確率は第２データシンボルを正確に同定する確率とは一般に異なるので、非対称検出器と考えることができる。

本発明によって得られるシステムにおいて、擬似ノイズ信号は、Ｒｄを変調されるべきデータのクロックレートとして、ＬＸＲｄに等しいクロックレートで生成されたＬビットを有するＰＮコードセグメントを含むことができる。例えば、送信されるべきデータレートが１００ｋＨｚでかつ採用したコードセグメントが１００ビツト長であれば、コードレータはＬｘＲ，即ち、１００Ｘ１００ｋＨｚ＝１０．０ＭＨｚである。送信機において、各コードセグメントの始まりは各データビットに同期的に揃えられる。もしも第１データシンボルが送信されるべきであれば、通常のコードセグメントが送られる。送られるべき情報が第２データンンボルであれば、コードセグメントは反転されたうえで送信される。受信機において、送信器のものと等価な参照コードセグメントが相関器ユニットの参照レジスタ部にロードされ定常的にホールドされる。

受信拡散スペクトル信号は相関器を通してクロック化され、受信および参照信号相関値が特定のしきい値レベルを越えたときに、出力パルスが第１データシンボルを表示するものとして生成される。しきい値設定器は例えば、データのアプリケーションが６４ｋｂｐｓの音声であり、かつノイズ環境がガウシアンであることを決定する。研究によれば、この送信レートとノイズ環境において、８ビツト中の一つがエラーとなるエラーレートは人間の耳にとって許容できるということが分かっているので、第１データシンボルを宣明するためのしきい値は、整合が長さＬのコードのチップの総数の９０％のチップで発生するときに設定できる。

他の例として、しきい値設定器はデータのアプリケーションが、アラームの発生や水圧の効果等の通常は定常状態にあるシステムにおける長期的な変化を検出するためのものであることを決定することができる。このように長期的な状態変化へのアプリケーションでは、比較的少数の連続した同一のデータシンボルについて、１コード長当たりのチップの５５％での整合が状態変化が発生したことを示す極めて高い信頼レベルを与えることができる。

本発明の第２の実施例では、表面音響波（ＳＡＷ）素子や電荷結合素子等のアナログ素子を用いる。アナログ素子の一例としての表面音響波素子は、参照シーケンス格納素子と受信シーケンス格納素子を含む。表面音響波素子は、さらに比較器４０と加算器４１とを含んで、完全な自己保持相関器ユニットとして機能するものであってもよい。参照シーケンス格納素子のセットを一つの特定の表面音響波素子上に受信レジスタとともに形成し、複数の擬似ノイズ信号をデコードするための極めてコンパクトな手段を構築してもよい。

遅延ライン整合フィルタ又はＳＡＷ相関器はデジタル相関器が行うような、コードチップの特殊なシーケンスを認証するために企画された受動素子であるが、ベースバンドにおける電圧レベルを通してではな（、ＲＦ倍信号中位相シフトの相関を通してこれを実現するものであって、それ故、高いノイズ、もしくは干渉／ジャミング環境の如き、デジタル相関器に固有の多くの問題を回避することができる。

相関器内の各遅延エレメントは各エレメントがある時刻に唯一つのチップに対応するような送信コードクロックの周期に等しい遅延を与える。受信信号が遅延ラインを伝播するにしたがって、各エレメントの位相構造が伝播するＰＮ符号化波と同相又は異相で加算され、すべてのエレメントの出力は、ある総相関値に達するように加算される。エレメントの全ての位相シフト構造が伝播波の位相シフトに整合すると、最大の総和と相関が達成される。

所望の相関を達成するために、正しい参照コードがＳＡＷ素子にロードされなければならない。２相シフトキイ化信号を考えると、位相逆転はＰＮコードの１＃０遷移ごとに起こる。このことは、通常２つの方法のいずれかを用いることによって達成される。第１のものは、各エレメントにおける全ての位相を出力することができるプログラマブル相関器によるものである。第４図に図式的に示すように、２相シフトキイ化素子については、カウントコントローラ９１が、コード発生器９４と参照レジスタ９５に対してＬ個のクロックシグナルを送るコードクロック発生器９２をコントロールする。コード発生器９４は、コードセレクタ９３によって決定された特定のコードを生成し、これを参照レジスタ９５にロードする。コードが参照レジスタ９５に格納されると、０＃１パターンが遅延ライン相関器９６に、エレメントＴ（２）およびエレメントＡ　（Ｌ）に接続されたレジスタＡ（２）の内容とともにロードされる。相関器は第１位相に対応するエレメントの全ての出力が加算装置９８に接続され、第２位相に対応するエレメントの全ての出力が加算装置９９に接続されるようにプログラムされる（例えば、第５図参照）。この例において、第１データシンボルは第１位相として、第２データシンボルは第２位相として実現されている。

ノンプログラマブルな装置においては、これらの位相シフトは、エレメント位相整合を達成すべく各エレメント内に置かれたトランスジューサによって製作時にプログラム化され、したがって、ユーザによって変更することはできない。反転および非反転位相エレメントは、プログラマブル装置におけるのと全（同じに総和がとられる。

ＰＮコード、ＰＳＫモジュレーション、およびＳＡＷ相関器のものに等しいＲＦ周波数をもった信号が受信されると、受信信号は増幅され（および、必要がなければ、ＩＦ周波数へのダウンコンバージョンは好ましくはないけれども、ダウンコンバートされる）、そして遅延ライン相関器９６に送られる。波が相関器の表面を横切って伝播されるにしたがって、各遅延エレメントにおけるエネルギは参照エレメントの位相対受信信号の位相によって決まるファクタ分だけ増加する。

伝播された波が遅延ラインの終端に達すると、全位相整合と最大相関エネルギが達成される。各エレメントの出力は加算器９８．９９において総和がとられ、加算器９９の出力は位相インバータ１００内において両方のセットが共通の位相をもつように位相が反転される。これらの出力は、加算装置１０１において結合され、全体の総計、すなわち相関信号が生成される。この信号は、しきい値設定器、１０２によってしきい値が決められたしきい値検出器１０３に送られ、相関パルスが設定されたしきい値レベルを越えている場合には、出力信号が受信データ発生器１０４に送られて第１データシンボルとして処理される。自己クロッキングデータ発生器１０４は各第１データシンボル相関信号を受信するごとにリセットされ、そのデータクロックを発生するデータシンボルと再同期させる。データ発生器１０４は、設定されたしきい値レベルが第１データシンボル相関信号によって越えられないかぎり、第２データシンボルを生成する。

−例として、第５図を考える。相関させられるべきコードシーケンスが１１１００１０であるとした場合、相関器１１６には上記コードシーケンスに対応する位相シフト参照信号がロードされる。これは、カウントコントローラ１１１．コードクロック発生器１１２．コードセレクタ１１３．コード発生器１１４および参照レジスタ１１５を用いたプログラマブル相関器によって、あるいは、ノンプログラマブルな装置の場合には工場におけるハードワイヤード“ｈａｒｄ−ｗｉｒｅｄ”によって達成される。

参照コードが相関器１１６の遅延エレメントを位相シフトさせると、受信信号は第１チツプが遅延エレメントＴ７に、第２チツプが遅延エレメントＴ６に（るまで遅延ライン上で伝播される。すべての遅延エレメントが満たされかつ信号変調コードがフィルタ遅延エレメントに対応すると、Ｔ２における信号位相がＴ５゜Ｔ６およびＴ７のそれと同じになり、遅延エレメントＴＩ、Ｔ３およびＴ４は同一の反対の信号位相を収容する。共通の位相のセット（Ｔ２．Ｔ５．Ｔ６．Ｔ７）を個別に加算器１１８で、また反転した位相のセットを加算器１１９で総計し、インバータ１２０で総和がとられた加算器１１９の位相反転セット（Ｔ１．　Ｔ３゜Ｔ４）を反転し、さらに、加算器１１８とインバータ１２０からの出力を加算器１２１で加算すると、７個全ての遅延エレメント内にだくわえられた信号エネルギは位相において加算され：全体の出力レベルは、未処理の信号レベルより７倍大きいものとなる。この位相パルスはしきい値検出器１２３とデータ発生器１２４によりデータシンボルとして処理することができる。

この発明にかかる方法と装置と、従来技術において用いられたそれらとの相違は、相関パルスがデータシンボルを直接に発生させるために用いたことであるが、他のシステムではきわめて長い参照コード信号を入ってくる受信コード信号と同期させるためのパルスを用いることができる。

ＳＡＷ素子とデジタル相関器との相違は、それらが使用される周波数バンドにある。ＳＡＷ素子は通常ＩＦ領領域用いられるが、ＲＦ領領域おいても用いることができる。デジタル相関器は通常ベースバンドで用いられる。いま一つの相違は、ＳＡＷ素子は位相シフト比較を行うのに対し、デジタル相関器は電圧レベル比較を行なうことにある。さらに、ＳＡＷ素子は出力をデジタル相関器とは違った方法で総計する。また、本発明をＳＡＷ相関器を用いて実現する場合、ＰＮコードを相関させるために受信コードクロックを必要としない。ＳＡＷ相関器を用いた場合、本発明をより少ない構成要素を用いて実現することができる。

本発明は、さらに、受信拡散スペクトル信号をデコードするための相関器を用いる方法を包含しており、この方法は、ＰＮコードで変調されたデータシグナルとＲＦキャリアで変調されたＰＳＫを含んで拡散スペクトルＲＦ信号を生成する。

本方法は、相関器を用い、しきい値手段によってしきい値レベルを発生し、擬似ノイズ信号を参照シーケンス格納手段に格納し、受信拡散スペクトル信号を擬似ノイズ信号と相関させて相関信号を発生し、相関信号をしきい値レベルと比較し、さらにしきい値レベルより大きい相関信号に応答して第１データシンボルを発生する工程からなる。

この特別な実施例は、正しく各データビットを同定する確率的な評価が好ましい、或いは高いエラーレートが好ましいデジタル送信にそのアプリケ−７ジンを見いだすことができる。このようなアプリケーションは、これに限定される訳ではないが、大部分のオーディオ、音声、画像およびビデオへのアプリケーション並びに、データのパターンの予告能力が相関なしでも高いようなもの、例えば、パルスや通常は連続的もしくは予告可能なデータシンボルの流れに対する変化の検出のみが必要なシステムへのアプリケーションを包含する。

本発明にかかるＰＮコードで変調したデータシグナルを含む受信拡散スペクトル信号をデコードするための非対称拡散スペクトル相関器について、本発明の範囲および本質を逸脱することなしに、種々の修正をなしうることは、当業者にとって明らかであり、本発明は、添付の請求の範囲およびそれらと同等のものの範囲に入る限り、非対称拡散スペクトル相関器の修正や変更を包含するということが意図されている。

国際調査報告

Claims

【特許請求の範囲】

１．ＰＮコードで変調されたデータ信号を有する受信拡散スペクトル信号をデコードするための装置であって、データ信号のパターンおよびアプリケーション、ノイズ環境、およびエラー補正の量を解析するとともにしきい値レベルを決定するしきい値設定手段；参照擬似ノイズ信号を格納する参照シーケンス格納手段；受信拡散スペクトル信号を格納する受信シーケンス格納手段；参照シーケンス格納手段と受信シーケンス格納手段に接続され、受信拡散スペクトル信号に応答して、受信拡散スペクトル信号の個々のチップを参照擬似ノイズ信号の個々のチップと比較して複数のチップ比較信号を発生するチップ比較手段；チップ比較手段に接続され、複数のチップ比較信号に応答して複数のチップ比較信号を加算して相関信号を生成する加算手段；および加算手段に接続され、しきい値レベルより大きい相関信号に応答して第１データシンボルを生成するとともにしきい値レベルより大きくない相関信号に応答して第２データシンボルを生成する相関比較手段からなる装置。
２．請求項１に記載の装置において、参照シーケンス格納手段および参照シーケンス格納手段が表面音響波装置を含むもの。
３．請求項２に記載の装置において、表面音響波装置は上記チップ比較手段と加算手段とを含むもの。
４．ＰＮコードで変調されたデータ信号を有する受信拡散スペクトル信号をデコードするための装置であって、データ信号のパターンおよびアプリケーションを解析するとともにしきい値レベルを決定するしきい値設定手段；参照擬似ノイズ信号を格納する参照シーケンス格納手段；受信拡散スペクトル信号を格納する受信シーケンス格納手段；参照シーケンス格納手段と受信シーケンス格納手段に接続され、受信拡散スペクトル信号に応答して、受信拡散スペクトル信号の個々のチップを参照擬似ノイズ信号の個々のチップと比較して複数のチップ比較信号を発生するチップ比較手段；チップ比較手段に接続され、複数のチップ比較信号に応答して複数のチップ比較信号を加算して相関信号を生成する加算手段；およびしきい値設定手段に接続され、しきい値レベルより大きい相関信号に応答して第１データシンボルを生成する相関比較手段からなる装置。
５．請求項４に記載の装置において、参照シーケンス格納手段および参照シーケンス格納手段が表面音響波装置を含むもの。
６．請求項５に記載の装置において、表面音響波装置は上記チップ比較手段と加算手段とを含むもの。
７．ＰＮコードで変調されたデータ信号を有する受信拡散スペクトル信号をデコードするための装置であって、しきい値レベルを設定するしきい値設定手段；参照擬似ノイズ信号を格納する参照シーケンス格納手段；受信拡散スペクトル信号を格納する受信シーケンス格納手段；受信拡散スペクトル信号の個々のチップを参照擬似ノイズ信号の個々のチップと比較して複数のチップ比較信号を発生するチップ比較手段；複数のチップ比較信号を加算して相関信号を生成する加算手段；および加算手段に接続され、しきい値レベルより大きい相関信号に応答して第１データシンボルを生成するとともにしきい値レベルより大きくない相関信号に応答して第２データシンボルを生成する相関比較手段からなる装置。
８．請求項７に記載の装置において、参照シーケンス格納手段および参照シーケンス格納手段が表面音響波装置を含むもの。
９．請求項８に記載の装置において、表面音響波装置は上記チップ比較手段と加算手段とを含むもの。
１０．ＰＮコードで変調されたデータ信号を有する受信拡散スペクトル信号をデコードするための装置であって、データ信号のパターンおよびアプリケーション、ノイズ環境、およびエラー補正の量を解析するとともにしきい値レベルを決定するしきい値設定手段；複数の擬似ノイズ信号を繰り返し発生する手段；参照擬似ノイズ信号を格納する参照シーケンス格納手段；受信拡散スペクトル信号を格納する受信シーケンス格納手段；参照シーケンス格納手段と受信シーケンス格納手段に接続され、受信拡散スペクトル信号に応答して、受信拡散スペクトル信号の個々のチップを参照擬似ノイズ信号の個々のチップと比較して複数のチップ比較信号を発生するチップ比較手段；チップ比較手段に接続され、複数のチップ比較信号に応答して複数のチップ比較信号を加算して相関信号を生成する加算手段；および加算手段に接続され、しきい値レベルより大きい相関信号に応答して第１データシンボルを生成するとともにしきい値レベルより大きくない相関信号に応答して第２データシンボルを生成する相関比較手段からなる装置。
１１．請求項１０に記載の装置において、参照シーケンス格納手段および参照シーケンス格納手段が表面音響波装置を含むもの。
１２．請求項１１に記載の装置において、表面音響波装置は上記チップ比較手段と加算手段とを含むもの。
１３．ＰＮコードで変調されたデータ信号を有する受信拡散スペクトル信号をデコードするための相関器を用いる方法であって、該相関器を用いて、しきい値を決定する；参照擬似ノイズ信号を格納する；受信拡散スペクトル信号を格納する；受信拡散スペクトル信号の各チップを参照擬似ノイズ信号の各チップと比較して複数のチップ比較信号を生成する；複数のチップ比較信号を加算して相関信号を生成する；およびしきい値レベルより大きい相関信号に応答して第１のデータシンボルを発生するステップからなる方法。
１４．ＰＮコードで変調されたデータ信号を有する受信拡散スペクトル信号をデコードするための相関器を用いる方法であって、該相関器を用いて、しきい値を決定する；複数の参照擬似ノイズ信号を発生する；参照擬似ノイズ信号を格納する；受信拡散スペクトル信号を格納する；受信拡散スペクトル信号の各チップを参照擬似ノイズ信号の各チップと比較して複数のチップ比較信号を生成する；複数のチップ比較信号を加算して相関信号を生成する；およびしきい値レベルより大きい相関信号に応答して第１のデータシンボルを発生するステップからなる方法。
１５．ＰＮコードを用いて変調されたデータ信号を有する受信拡散スペクトル信号を相関器を用いてデコードする方法であって、検出用しきい値レベルを決定する；受信拡散スペクトル信号と上記ＰＮコードに対応する参照擬似ノイズ信号との間の整合度合を表わす相関信号を発生する；および上記相関信号と上記しきい値レベルとの比較に基づいて第１のデータシンボルを選択されたクロック時間で生成し、上記第１データシンボルが生成されなかったときには、第２のデータシンボルを上記のクロック時間で生成するステップからなる方法。
１６．ＰＮコードを用いて変調されたデータ信号を有する受信拡散スペクトル信号を相関器を用いてデコードする装置であって、検出用しきい値レベルを決定する手段；受信拡散スペクトル信号と上記ＰＮコードに対応する参照擬似ノイズ信号との間の整合度合を表わす相関信号を発生する手段；および上記相関信号と上記しきい値レベルとの比較に基づいて第１のデータシンボルを選択されたクロック時間で生成し、上記第１データシンボルが生成されなかったときには、第２のデータシンボルを上記のクロック時間で生成する手段からなる装置。