JPH0646878B2 - 駆動回路およびこれを用いたモ−タ制御回路 - Google Patents
駆動回路およびこれを用いたモ−タ制御回路Info
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- JPH0646878B2 JPH0646878B2 JP60262453A JP26245385A JPH0646878B2 JP H0646878 B2 JPH0646878 B2 JP H0646878B2 JP 60262453 A JP60262453 A JP 60262453A JP 26245385 A JP26245385 A JP 26245385A JP H0646878 B2 JPH0646878 B2 JP H0646878B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
Description
【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明はモータ制御回路に関し、特にブラシレスモータ
の回転速度制御を行う際に適用して好適なものである。
の回転速度制御を行う際に適用して好適なものである。
ＯＡ機器はもとより、各種オーデイオ機器においてもモ
ータが多用されている。モータの制御には２種類あっ
て、その１は電流駆動方式であり、他の１は電圧駆動方
式と呼ばれているものである。
ータが多用されている。モータの制御には２種類あっ
て、その１は電流駆動方式であり、他の１は電圧駆動方
式と呼ばれているものである。
上記電流駆動方式はコイル電流を制御する方式である。
この方式では、高出力インピーダンスでモータコイルに
通電するため相切り換え時にモータコイルから逆起電力
が発生し、スパイク電圧が発生するとい問題があること
がわかった。このスパイク電圧は、例えば磁気ヘッド等
によってピックアップされ、不所望なノイズになる。
この方式では、高出力インピーダンスでモータコイルに
通電するため相切り換え時にモータコイルから逆起電力
が発生し、スパイク電圧が発生するとい問題があること
がわかった。このスパイク電圧は、例えば磁気ヘッド等
によってピックアップされ、不所望なノイズになる。
一方、電圧駆動方式はコイルの印加電圧を制御する方式
である。この方式では、低出力インピーダンス出力段回
路を用いるため、逆起電力をいわば接地ラインに放電す
ることができ、上記悪影響を低減し得る。
である。この方式では、低出力インピーダンス出力段回
路を用いるため、逆起電力をいわば接地ラインに放電す
ることができ、上記悪影響を低減し得る。
なお、モータ及びモータ制御回路については、「ＤＣブ
ラシレスモータと制御回路」（昭和５９年１１月３０日
発行、発行所総合電子出版社、pp８３〜１１６）に記載
されている。
ラシレスモータと制御回路」（昭和５９年１１月３０日
発行、発行所総合電子出版社、pp８３〜１１６）に記載
されている。
本発明者は、本発明前に本出願人が開発した、電圧駆動
方式のモータ制御回路について、モータコイルに発生す
る逆起電力について検討した。
方式のモータ制御回路について、モータコイルに発生す
る逆起電力について検討した。
電圧駆動方式においては、モータコイルを駆動するため
に、第５図(A)に示す所定の電圧レベルの制御信号Ｖｃ
を出力回路に供給する。ところが、モータの回転によ
り、逆起電力Ｖａ（図中点線で示す）が生じ、この逆起
電力Ｖａによってモータコイルにながれる電流Ｉａは第
５図(B)に示すように変化してしまう。
に、第５図(A)に示す所定の電圧レベルの制御信号Ｖｃ
を出力回路に供給する。ところが、モータの回転によ
り、逆起電力Ｖａ（図中点線で示す）が生じ、この逆起
電力Ｖａによってモータコイルにながれる電流Ｉａは第
５図(B)に示すように変化してしまう。
同図(A)に示される電圧駆動方式は１２０°通電方式を
採用しているため、制御信号Ｖｃより逆起電力Ｖａのほ
うが大きい区間が生じ、第５図(B)に斜線で示されるブ
レーキ電流が発生し、モータコイルを所望に回転制御し
ずらいこともわかった。
採用しているため、制御信号Ｖｃより逆起電力Ｖａのほ
うが大きい区間が生じ、第５図(B)に斜線で示されるブ
レーキ電流が発生し、モータコイルを所望に回転制御し
ずらいこともわかった。
さらに、電流Ｉａは、通電区間のほぼ中央ａ，ａ′で低
下し、最大トルクの必要なａａ′点でモータコイルに電
流Ｉａが流れにくくなる。この結果、モータコイルの起
磁力が低下し、回転効率が悪化する。回転効率を高め、
ａ，ａ′点で所定の回転トルクを得るためには電流Ｉａ
を増大する必要があり、低消費電流化が達成できないこ
とがわかった。
下し、最大トルクの必要なａａ′点でモータコイルに電
流Ｉａが流れにくくなる。この結果、モータコイルの起
磁力が低下し、回転効率が悪化する。回転効率を高め、
ａ，ａ′点で所定の回転トルクを得るためには電流Ｉａ
を増大する必要があり、低消費電流化が達成できないこ
とがわかった。
本発明者は、上記のような各駆動方式の得失を参酌し、
逆起電力の影響が少なく、かつ電流駆動方式の利点を有
するモータ制御回路を開発した。
逆起電力の影響が少なく、かつ電流駆動方式の利点を有
するモータ制御回路を開発した。
本発明の目的は、モータコイルの起磁力を一定に保持
し、かつ逆起電力の悪影響を低減し得る低消費電流のモ
ータ制御回路を提供することにある。
し、かつ逆起電力の悪影響を低減し得る低消費電流のモ
ータ制御回路を提供することにある。
本発明の上記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本
明細書の記述および添付図面から明らかになるであろ
う。
明細書の記述および添付図面から明らかになるであろ
う。
本願において開示される発明の代表的なものの概要を簡
単に述べれば、下記の通りである。
単に述べれば、下記の通りである。
すなわち、回転位置検出素子の検出信号からレベル変化
が１８０°毎に表れ、且つその位相差が互いに１２０°
間隔の信号を得る。そして上記信号により、符号変換回
路から１８０°ごとにレベル変化しかつ位相差が１２０
°の出力信号を得て、上記各出力信号を電流合成する。
合成された電流を電圧レベルに変換すると、１８０°区
間の中央部の６０°区間が他の６０°区間よりも高いレ
ベルの制御信号が得られる。この制御信号によってモー
タコイルへの通電を制御する。
が１８０°毎に表れ、且つその位相差が互いに１２０°
間隔の信号を得る。そして上記信号により、符号変換回
路から１８０°ごとにレベル変化しかつ位相差が１２０
°の出力信号を得て、上記各出力信号を電流合成する。
合成された電流を電圧レベルに変換すると、１８０°区
間の中央部の６０°区間が他の６０°区間よりも高いレ
ベルの制御信号が得られる。この制御信号によってモー
タコイルへの通電を制御する。
この制御信号は、１８０°通電方式を採用するため、逆
起電力が制御信号より大きくなる区間が生じない。その
ため、ブレーキ電流の発生がなく、モータコイルを所望
に回転制御しやすい。
起電力が制御信号より大きくなる区間が生じない。その
ため、ブレーキ電流の発生がなく、モータコイルを所望
に回転制御しやすい。
さらに、制御信号は、モータコイルの逆起電力の最も大
きい区間である通電区間の中央部のみが最高レベル（又
は最低レベル）である。そのため、通電区間の中央部の
みでモータコイルの駆動電流が増大されることになり、
逆起電力の悪影響がなく、回転トルクの安定したモータ
制御を行うことができる。
きい区間である通電区間の中央部のみが最高レベル（又
は最低レベル）である。そのため、通電区間の中央部の
みでモータコイルの駆動電流が増大されることになり、
逆起電力の悪影響がなく、回転トルクの安定したモータ
制御を行うことができる。
さらに、駆動電流の増大する区間は、通電区間中の中央
部のみであるため、低消費電流でモータ制御が行なえ
る。
部のみであるため、低消費電流でモータ制御が行なえ
る。
以下、図面を用いて本実施例を説明する。
まず、本発明の特徴の一つである１８０°通電方式のつ
いて第６図を用いて説明する。
いて第６図を用いて説明する。
１８０°通電方式はモータコイルを駆動するために第６
図(A)に示す所定の電圧レベルの制御信号Ｖｃを出力回
路に供給する方式である。
図(A)に示す所定の電圧レベルの制御信号Ｖｃを出力回
路に供給する方式である。
この通電方式の利点は、同図(A)に示されるモータコイ
ルの逆起電力Ｖａが生じても、モータコイルに流れる電
流Ｉａは第６図(B)に示すように、制御信号Ｖｃより逆
起電力Ｖａが大きい区間がなく制御信号Ｖａのレベル変
化時にもブレーキ電流が発生しないため、モータコイル
に流れる逆記電力Ｖａの影響が低減できる。
ルの逆起電力Ｖａが生じても、モータコイルに流れる電
流Ｉａは第６図(B)に示すように、制御信号Ｖｃより逆
起電力Ｖａが大きい区間がなく制御信号Ｖａのレベル変
化時にもブレーキ電流が発生しないため、モータコイル
に流れる逆記電力Ｖａの影響が低減できる。
しかしながら、依然として１２０°通電方式と同様に、
第６図(B)に示す電流Ｉａは通電区間のほぼ中央部ａ，
ａ′で低下し、最大トルクの必要なａ，ａ′点でモータ
コイルに流れる電流Ｉａが低下し、回転効率が悪化して
しまう。このａ，ａ′点で所定のトルクを得るために
は、電流Ｉａを全体に大きくする必要が有り、低消費電
流化が達成できないことがわかった。
第６図(B)に示す電流Ｉａは通電区間のほぼ中央部ａ，
ａ′で低下し、最大トルクの必要なａ，ａ′点でモータ
コイルに流れる電流Ｉａが低下し、回転効率が悪化して
しまう。このａ，ａ′点で所定のトルクを得るために
は、電流Ｉａを全体に大きくする必要が有り、低消費電
流化が達成できないことがわかった。
そこで、本発明のさらに他の特徴である出力電圧の段階
変化を採用し、第４図(A)に示す如くに、通電区間の中
央部（II，Ｖ区間）の出力電圧Ｖｏのみを最高レベル
（又は最低レベル）とする。その結果、第４図(B)に示
すようにモータコイルに流れる電流Ｉ１は、上記通電区
間の中央部（II，Ｖ区間）で補正され、ほぼ一定電流が
得られ、回転トルクの安定したモータ制御が可能とな
る。この出力電圧の最高レベル（又は最低レベル）区間
は逆起電力Ｖａの大きな区間のみであるため、電流の増
大も回転トルクの必要なII，Ｖ区間のみであり、低消費
電流で正確にモータ制御が可能である。
変化を採用し、第４図(A)に示す如くに、通電区間の中
央部（II，Ｖ区間）の出力電圧Ｖｏのみを最高レベル
（又は最低レベル）とする。その結果、第４図(B)に示
すようにモータコイルに流れる電流Ｉ１は、上記通電区
間の中央部（II，Ｖ区間）で補正され、ほぼ一定電流が
得られ、回転トルクの安定したモータ制御が可能とな
る。この出力電圧の最高レベル（又は最低レベル）区間
は逆起電力Ｖａの大きな区間のみであるため、電流の増
大も回転トルクの必要なII，Ｖ区間のみであり、低消費
電流で正確にモータ制御が可能である。
以下、第１図から第４図を参照して本発明を適用したモ
ータ制御回路の一実施例を説明する。なお、第１図はモ
ータの構造を示すものであり、第２図は制御回路の回路
図、第３図及び第４図は回路動作を説明する波形図であ
る。
ータ制御回路の一実施例を説明する。なお、第１図はモ
ータの構造を示すものであり、第２図は制御回路の回路
図、第３図及び第４図は回路動作を説明する波形図であ
る。
本実施例の特徴は、低消費電流で均一な回転トルクを得
られるモータ制御を行うことにある。
られるモータ制御を行うことにある。
第１図に示すモータＭの概略をのべると、回転子１には
４極の永久磁石２が固定され、その外周部にはモータコ
イルＬ１〜Ｌ３が図示のように配されている。上記モー
タＭはブラシレスモータの概略を示すものであり、実際
にはモータコイルＬ１〜Ｌ３は偏平型になされ、ステー
タ１の下面等に配置された構造のものが多い。
４極の永久磁石２が固定され、その外周部にはモータコ
イルＬ１〜Ｌ３が図示のように配されている。上記モー
タＭはブラシレスモータの概略を示すものであり、実際
にはモータコイルＬ１〜Ｌ３は偏平型になされ、ステー
タ１の下面等に配置された構造のものが多い。
モータの回転位置、換言すれば回転子１の回転位置は第
２図に示す回転位置検出素子Ｈ１〜Ｈ３によって磁気的
に検出される。検出信号Ｕ〜Ｗの位相並びに波形は第３
図(A)〜(C)に示すように変化する。なお、検出素子Ｈ１
〜Ｈ３は当業者間においてホール素子とよばれているも
のである。
２図に示す回転位置検出素子Ｈ１〜Ｈ３によって磁気的
に検出される。検出信号Ｕ〜Ｗの位相並びに波形は第３
図(A)〜(C)に示すように変化する。なお、検出素子Ｈ１
〜Ｈ３は当業者間においてホール素子とよばれているも
のである。
トランジスタＱ１，Ｑ２はホール増幅器１１を構成する
ものであり、抵抗ＲＡは負荷抵抗である。なお、１２，
１３もホール増幅器（ホールマトリックスアンプ）であ
り、上記ホール増幅器１１同様の回路構成になってい
る。
ものであり、抵抗ＲＡは負荷抵抗である。なお、１２，
１３もホール増幅器（ホールマトリックスアンプ）であ
り、上記ホール増幅器１１同様の回路構成になってい
る。
これらホール増幅器１１〜１３の出力側は図示のよう結
線され、いわばマトリクス回路を構成している。そして
マトリクス回路によって電流の加算と減算とが行われ、
第３図(E)〜(G)にVa,Vb,Vcとして示すようにホール素子
出力波形に対して３０°進相した出力信号が得られ、次
段の波形整形回路１４〜１６に供給される。波形整形回
路１４〜１６は図示のようにトランジスタＱ11〜Ｑ16に
よって構成されていて、高利得の差動増幅を行い第３図
の(E)(F),(G)の波形を飽和したパルス状の第３図の(H),
(I),(J)に示す出力信号波形整形する回路である。
線され、いわばマトリクス回路を構成している。そして
マトリクス回路によって電流の加算と減算とが行われ、
第３図(E)〜(G)にVa,Vb,Vcとして示すようにホール素子
出力波形に対して３０°進相した出力信号が得られ、次
段の波形整形回路１４〜１６に供給される。波形整形回
路１４〜１６は図示のようにトランジスタＱ11〜Ｑ16に
よって構成されていて、高利得の差動増幅を行い第３図
の(E)(F),(G)の波形を飽和したパルス状の第３図の(H),
(I),(J)に示す出力信号波形整形する回路である。
なお、トランジスタＱ18は定電流を得るものであり、抵
抗Ｒ１，Ｒ２，トランジスタＱ17，基準電圧Vrefは波形
整形回路１４〜１６に基準バイアスを供給するものであ
る。
抗Ｒ１，Ｒ２，トランジスタＱ17，基準電圧Vrefは波形
整形回路１４〜１６に基準バイアスを供給するものであ
る。
トランジスタＱ21〜Ｑ23はＰＮＰカレントミラー回路を
構成し、第３図(H)〜(J)に示すような出力信号Ｕａ，Ｖ
ａ，Ｗａを得る。ここで出力信号Ｕａ〜Ｗａが検出信号
Ｕ〜Ｗに対し３０°ずつ進相し、かつ互いに１２０°ず
つ位相差があることに注意されたい。
構成し、第３図(H)〜(J)に示すような出力信号Ｕａ，Ｖ
ａ，Ｗａを得る。ここで出力信号Ｕａ〜Ｗａが検出信号
Ｕ〜Ｗに対し３０°ずつ進相し、かつ互いに１２０°ず
つ位相差があることに注意されたい。
上記出力信号Ｕａ〜Ｗａは次段のマトリクス回路２１〜
２３に供給される。
２３に供給される。
マトリクス回路２１〜２３は同一の回路構成であるの
で、２１について説明する。
で、２１について説明する。
マトリックス回路２１は符号変換回路２１１，電流合成
回路２１２，及び電流電圧変換回路２１３より構成され
ている。
回路２１２，及び電流電圧変換回路２１３より構成され
ている。
符号変換回路２１１はインバータ回路３１〜３３，アン
ド回路３４〜３７，オア回路３８，３９構成される。符
号変換回路２１１からの３つの出力信号Ｕａ′，Ｖ
ａ′，Ｗａ′は電流合成回路２１２に入力され、出力電
流IOUを送出する。この電流合成回路２１２はトランジ
スタＱ31〜Ｑ36により構成される３つの差動対によりな
る。
ド回路３４〜３７，オア回路３８，３９構成される。符
号変換回路２１１からの３つの出力信号Ｕａ′，Ｖ
ａ′，Ｗａ′は電流合成回路２１２に入力され、出力電
流IOUを送出する。この電流合成回路２１２はトランジ
スタＱ31〜Ｑ36により構成される３つの差動対によりな
る。
特徴的な事項はトランジスタＱ31，Ｑ32によりなる差動
対の定電流源をＩとした時、他の差動対（Ｑ33，
Ｑ34），（Ｑ35，Ｑ36）の定電流源がその半分の値0.5
Ｉとなっていることである。そのため、後述する真理値
表に示される如き、電流合成回路２１２の出力電流IOU
の段階変化が達成できる。
対の定電流源をＩとした時、他の差動対（Ｑ33，
Ｑ34），（Ｑ35，Ｑ36）の定電流源がその半分の値0.5
Ｉとなっていることである。そのため、後述する真理値
表に示される如き、電流合成回路２１２の出力電流IOU
の段階変化が達成できる。
上記符号変換回路２１１，電流合成回路２１２の回路動
作は上記信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａのレベル変化と上記Ｕ
ａ′、Ｖａ′，Ｗａ′のレベル変化と出力電流IOUとの
間に下記に示す真理値表を満足する如くに行なわれる。
作は上記信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａのレベル変化と上記Ｕ
ａ′、Ｖａ′，Ｗａ′のレベル変化と出力電流IOUとの
間に下記に示す真理値表を満足する如くに行なわれる。
尚、真理値表の出力電流IOUの電流値は、電流合成回路
２１２のトランジスタＱ31，Ｑ32で構成される差動対の
定電流源の電流値Ｉを基準として示してある。
２１２のトランジスタＱ31，Ｑ32で構成される差動対の
定電流源の電流値Ｉを基準として示してある。
この出力電流IOUは次段の電流電圧変換回路２１３に入
力され、第４図(A)に示される出力電圧VOUに変換され
る。この電流電圧変換回路２１３は、カレントミラー回
路を構成するトランジスタＱ41，Ｑ42と、このトランジ
スタＱ41，Ｑ42の各エミッタ電極に接続された抵抗
Ｒ12，Ｒ13と、トランジスタＱ42のコレクタ電極に接続
し、他端が基準電圧Vref′に結線された抵抗Ｒ11及び定
電流源よりなる。抵抗Ｒ12の抵抗値は抵抗Ｒ13の２倍の
値を有し、定電流源の電流値は前記電流合成回路２１２
のトランジスタＱ31，Ｑ32からなる差動対の定電流源の
電流値Ｉを基準として2Iの値を有している。
力され、第４図(A)に示される出力電圧VOUに変換され
る。この電流電圧変換回路２１３は、カレントミラー回
路を構成するトランジスタＱ41，Ｑ42と、このトランジ
スタＱ41，Ｑ42の各エミッタ電極に接続された抵抗
Ｒ12，Ｒ13と、トランジスタＱ42のコレクタ電極に接続
し、他端が基準電圧Vref′に結線された抵抗Ｒ11及び定
電流源よりなる。抵抗Ｒ12の抵抗値は抵抗Ｒ13の２倍の
値を有し、定電流源の電流値は前記電流合成回路２１２
のトランジスタＱ31，Ｑ32からなる差動対の定電流源の
電流値Ｉを基準として2Iの値を有している。
出力電流IOUが真理値表の様に０Ｉから２Ｉまで変化す
るのでトランジスタＱ41のコレクタ電流は０Ｉから２Ｉ
まで変化する。ところが、トランジスタＱ42のコレクタ
電流は抵抗Ｒ13が抵抗Ｒ12の１／２の値しかもたないた
め、０Ｉから４Ｉまで変化する。ところが定電流源は常
に２Ｉで電流を引いているため、抵抗Ｒ11には±２Ｉの
電流が流れることになり、抵抗Ｒ11の電圧降下として得
られる出力電圧VOUはVref′−２ＩＲ11≦VOU≦Vref′＋
２ＩＲ11とあらわされ、第４図(A)の波形の実現され
る。出力電圧VOUは、第４図(A)に示すように段階的にレ
ベル変化し、II(V)区間となる１８０°通電区間の中央
部の６０°が最大値（最小値）になる。
るのでトランジスタＱ41のコレクタ電流は０Ｉから２Ｉ
まで変化する。ところが、トランジスタＱ42のコレクタ
電流は抵抗Ｒ13が抵抗Ｒ12の１／２の値しかもたないた
め、０Ｉから４Ｉまで変化する。ところが定電流源は常
に２Ｉで電流を引いているため、抵抗Ｒ11には±２Ｉの
電流が流れることになり、抵抗Ｒ11の電圧降下として得
られる出力電圧VOUはVref′−２ＩＲ11≦VOU≦Vref′＋
２ＩＲ11とあらわされ、第４図(A)の波形の実現され
る。出力電圧VOUは、第４図(A)に示すように段階的にレ
ベル変化し、II(V)区間となる１８０°通電区間の中央
部の６０°が最大値（最小値）になる。
このII(V)区間は、第５図で述べた逆起電力Ｖａの最大
発生区間に相当する。そしてII(V)区間の出力電圧VOU、
すなわちモータの回転制御を行う制御信号VOUは、逆起
電力Ｖａが発生して回転トルクが低減するII(V)区間に
おいて最大値になる。従って、第２図の出力回路２４か
らモータコイルＬ１に流れる駆動電流Ｌ１がII(V)区間
において増大する。
発生区間に相当する。そしてII(V)区間の出力電圧VOU、
すなわちモータの回転制御を行う制御信号VOUは、逆起
電力Ｖａが発生して回転トルクが低減するII(V)区間に
おいて最大値になる。従って、第２図の出力回路２４か
らモータコイルＬ１に流れる駆動電流Ｌ１がII(V)区間
において増大する。
この回路動作は第４図(B)に示すように駆動電流Ｉ１を
ほぼ均一化するものであり、回転トルクのむらが是正さ
れる。
ほぼ均一化するものであり、回転トルクのむらが是正さ
れる。
また各出力回路２４〜２６はプッシュプル回路にて構成
されていて、その出力インピーダンスは低インピーダン
スである。従って、駆動電流Ｉ１が図示のようにレベル
変化しても、スパイクノイズとはならない。
されていて、その出力インピーダンスは低インピーダン
スである。従って、駆動電流Ｉ１が図示のようにレベル
変化しても、スパイクノイズとはならない。
以下同様の回路動作がマトリクス回路２２，２３と出力
回路２５，２６とについて行われ、モータコイルＬ１〜
Ｌ３に図示のように駆動電流が流れる。
回路２５，２６とについて行われ、モータコイルＬ１〜
Ｌ３に図示のように駆動電流が流れる。
(1)モータコイルの通電区間のうち逆起電力の最大発生
区間に相当する区間に駆動電流を制御する制御信号の電
圧レベルを最大又は最小レベルとしたので、逆起電力の
発生による駆動電流の変化を低減することができ、モー
タを安定に回転駆動する為消費電流を少なくできる。と
いう効果が得られる。
区間に相当する区間に駆動電流を制御する制御信号の電
圧レベルを最大又は最小レベルとしたので、逆起電力の
発生による駆動電流の変化を低減することができ、モー
タを安定に回転駆動する為消費電流を少なくできる。と
いう効果が得られる。
(2)モータから発生する逆起電力の出力電流への影響を
低減し得るとともに、低出力インピーダンスの出力回路
を用いて電圧駆動しているので、スパイクノイズ等の不
要なノイズ発生を低減する、という効果が得られる。
低減し得るとともに、低出力インピーダンスの出力回路
を用いて電圧駆動しているので、スパイクノイズ等の不
要なノイズ発生を低減する、という効果が得られる。
以上に、本発明者によってなされた発明を実施例にもと
づい具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定さ
れるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
形可能であることはいうまでもない。例えば上記モータ
はより多相のモータであってもよい。またモータの回転
速度制御を可変するように構成してもよい。
づい具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定さ
れるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
形可能であることはいうまでもない。例えば上記モータ
はより多相のモータであってもよい。またモータの回転
速度制御を可変するように構成してもよい。
以上の説明では、主として本発明者によってなされた発
明をその背景となった利用分野であるＨＤＤ（Hard dis
k driver）ブラシレスモータの制御に適用した場合につ
いて説明したが、それに限定されるものではなく、ＶＴ
Ｒやオーデイオ機器等に広く利用することができる。
明をその背景となった利用分野であるＨＤＤ（Hard dis
k driver）ブラシレスモータの制御に適用した場合につ
いて説明したが、それに限定されるものではなく、ＶＴ
Ｒやオーデイオ機器等に広く利用することができる。
第１図〜第４図は本発明の一実施例を示すものであっ
て、 第１図はモータの基本的構造を示す斜視図、 第２図はモータ制御回路の回路図を示し、 第３図は回路動作を説明する波形図を示し、 第４図(A)，(B)は逆起電力の出力電流への影響の低減を
説明する波形図を示し、 第５図は本発明者によって検討された逆起電力の発生を
説明する波形図を示すものであり、 第６図は(A)，(B)は１８０°通電方式の特徴を示す図で
ある。 Ｍ…モータ、Ｌ１〜Ｌ３…モータコイル、Ｕ〜Ｗ…検出
信号（ホール素子出力信号）、Ｉ１〜Ｉ６…駆動電流、
Ｖｏ…制御信号、１１〜１３…ホールマトリックスアン
プ、１４〜１６…波形整形回路、２１〜２３…マトリク
ス回路、２４〜２６…出力回路。
て、 第１図はモータの基本的構造を示す斜視図、 第２図はモータ制御回路の回路図を示し、 第３図は回路動作を説明する波形図を示し、 第４図(A)，(B)は逆起電力の出力電流への影響の低減を
説明する波形図を示し、 第５図は本発明者によって検討された逆起電力の発生を
説明する波形図を示すものであり、 第６図は(A)，(B)は１８０°通電方式の特徴を示す図で
ある。 Ｍ…モータ、Ｌ１〜Ｌ３…モータコイル、Ｕ〜Ｗ…検出
信号（ホール素子出力信号）、Ｉ１〜Ｉ６…駆動電流、
Ｖｏ…制御信号、１１〜１３…ホールマトリックスアン
プ、１４〜１６…波形整形回路、２１〜２３…マトリク
ス回路、２４〜２６…出力回路。
Claims (1)
- 【請求項１】ブラシレスモータのためのモータ制御回路
であって、 複数の回転位置検出素子（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３）からの互
いに異なる位相の複数の検出信号を受ける複数の増幅回
路（１１、１２、１３）と、 上記複数の増幅回路の出力を合成することによって上記
複数の検出信号に対して異なる位相にされた互いに異な
る位相の複数の第１合成信号（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）を形
成する第１合成手段と、 上記複数の第１合成信号の相互の合成によってそれぞれ
対応される上記検出信号と同じ位相にされかつそれぞれ
１８０°毎に階段状にレベル変化する複数の第２合成信
号（ＶＯ、ＶOV、ＶOW）を形成する第２合成手段（２
１、２２、２３）と、 それぞれ出力エミッタフォロワトランジスタを持ちそれ
ぞれ対応する第２合成信号に応じて対応するモータコイ
ルに供給すべき出力信号を形成する複数の出力回路（２
４、２５、２６）と、 を備えてなることを特徴とするモータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60262453A JPH0646878B2 (ja) | 1985-11-25 | 1985-11-25 | 駆動回路およびこれを用いたモ−タ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60262453A JPH0646878B2 (ja) | 1985-11-25 | 1985-11-25 | 駆動回路およびこれを用いたモ−タ制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62123982A JPS62123982A (ja) | 1987-06-05 |
| JPH0646878B2 true JPH0646878B2 (ja) | 1994-06-15 |
Family
ID=17375992
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60262453A Expired - Lifetime JPH0646878B2 (ja) | 1985-11-25 | 1985-11-25 | 駆動回路およびこれを用いたモ−タ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0646878B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55117486A (en) * | 1979-03-02 | 1980-09-09 | Ina Sankyo Kk | Driving circuit for brushless motor |
| JPS6082089A (ja) * | 1983-10-07 | 1985-05-10 | Shibaura Eng Works Co Ltd | Ｓｍ型ａｃサ−ボモ−タの起動回路 |
-
1985
- 1985-11-25 JP JP60262453A patent/JPH0646878B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62123982A (ja) | 1987-06-05 |
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