JP2737955B2 - ブラシレスモータの制御装置 - Google Patents
ブラシレスモータの制御装置Info
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- JP2737955B2 JP2737955B2 JP63273518A JP27351888A JP2737955B2 JP 2737955 B2 JP2737955 B2 JP 2737955B2 JP 63273518 A JP63273518 A JP 63273518A JP 27351888 A JP27351888 A JP 27351888A JP 2737955 B2 JP2737955 B2 JP 2737955B2
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- current
- circuit
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はブラシレスモータの駆動回路に関し、特に相
切替え時におけるスイッチングパルスの低減に関する。
切替え時におけるスイッチングパルスの低減に関する。
従来の技術 近年、小形直流モータは音響分野ばかりでなく、情報
・産業分野においてもその制御性の良さが認められ、非
常な勢いで用途が拡大している。その中でもブラシレス
モータは刷子・整流子という接触部分がなく、長寿命と
いう利点をもっていることから特に信頼性が重視される
産業用モータとしての用途が拡大している。
・産業分野においてもその制御性の良さが認められ、非
常な勢いで用途が拡大している。その中でもブラシレス
モータは刷子・整流子という接触部分がなく、長寿命と
いう利点をもっていることから特に信頼性が重視される
産業用モータとしての用途が拡大している。
そうした中で小形軸流ファンはここ数年交流から直流
へとその駆動方式が切替えられ、ブラシレスモータを利
用した直流軸流ファンが増えてきている。
へとその駆動方式が切替えられ、ブラシレスモータを利
用した直流軸流ファンが増えてきている。
直流軸流ファンは限られたスペースの中に駆動回路を
収納しなければならないことと、低コストであることが
求められる。これらのことを実現するために１個の磁気
検出素子で駆動でき、かつ配線が簡単な２相半波駆動方
式が採用されている。しかも、回路を簡単にして効率を
高めるため、出力回路はスイッチング動作をさせ、発生
するスイッチングパルスをコンデンサやツェナーダイオ
ード等で抑える方法が一般的であった。
収納しなければならないことと、低コストであることが
求められる。これらのことを実現するために１個の磁気
検出素子で駆動でき、かつ配線が簡単な２相半波駆動方
式が採用されている。しかも、回路を簡単にして効率を
高めるため、出力回路はスイッチング動作をさせ、発生
するスイッチングパルスをコンデンサやツェナーダイオ
ード等で抑える方法が一般的であった。
例えば第４図はコンデンサを用いた方法である。ホー
ルIC71の出力端子にベースが接続されたトランジスタ73
のコレクタには他端がVccに接続された抵抗72の一端
と、直列に接続されたダイオード74,75のアノード側が
接続され、エミッタは他端がGNDに接続された抵抗76の
一端及びエミッタがGNDに接続された出力トランジスタ7
7のベースに接続されている。上記出力トランジスタ77
のコレクタは他端がGNDに接続されたコンデンサ78の一
端に接続されると共にコイル79を介してVccに接続され
ている。エミッタがGNDに接続された出力トランジスタ8
1のベースは他端がGNDに接続された抵抗80の一端に接続
されると共に上記ダイオード75のカソード側に接続さ
れ、コレクタは他端がGNDに接続されたコンデンサ82の
一端に接続されると共にコイル83を介してVccに接続さ
れている。この方法によれば、相切替え時に発生するス
イッチングパルスは上記コンデンサの容量を適当に選ぶ
ことによって低減することはできるが十分満足のいく結
果は得られない。即ち、容量が小さければ効果がなく、
容量を大きくすれば時間遅れが生じてスイッチングのタ
イミングに支障をきたしたり、コイルとの共振エネルギ
ーが大きくなって電源に逆流したりする。従って数μＦ
程度で妥協しているのが実状である。
ルIC71の出力端子にベースが接続されたトランジスタ73
のコレクタには他端がVccに接続された抵抗72の一端
と、直列に接続されたダイオード74,75のアノード側が
接続され、エミッタは他端がGNDに接続された抵抗76の
一端及びエミッタがGNDに接続された出力トランジスタ7
7のベースに接続されている。上記出力トランジスタ77
のコレクタは他端がGNDに接続されたコンデンサ78の一
端に接続されると共にコイル79を介してVccに接続され
ている。エミッタがGNDに接続された出力トランジスタ8
1のベースは他端がGNDに接続された抵抗80の一端に接続
されると共に上記ダイオード75のカソード側に接続さ
れ、コレクタは他端がGNDに接続されたコンデンサ82の
一端に接続されると共にコイル83を介してVccに接続さ
れている。この方法によれば、相切替え時に発生するス
イッチングパルスは上記コンデンサの容量を適当に選ぶ
ことによって低減することはできるが十分満足のいく結
果は得られない。即ち、容量が小さければ効果がなく、
容量を大きくすれば時間遅れが生じてスイッチングのタ
イミングに支障をきたしたり、コイルとの共振エネルギ
ーが大きくなって電源に逆流したりする。従って数μＦ
程度で妥協しているのが実状である。
発明が解決しようとする課題 前述したように軸流ファンモータは限られたスペース
の中に回路部品を実装しなければならないので外付部品
を減らしてIC化を進めていかなければない実状がある。
このような時、数μＦのコンデンサを２個も実装しなく
てもよい方法として、コンデンサの代わりにツェナーダ
イオードを用いる方法がある。第５図は第４図の出力回
路84の一相分のみを示した回路である。即ち、エミッタ
がGNDに接続された出力トランジスタ94のコレクタはコ
イル95を介してVccに接続されると共にツェナーダイオ
ード群91のカソードに接続され、ベースは抵抗93を介し
てGNDに接続されると共に抵抗92を介して上記ツェナー
ダイオード群91のアノードに接続されている。このよう
な方法によれば、第４図の場合における問題もなくIC化
をはかることは可能になるが、相切替え時に発生するス
イッチングノイズはむしろ大きくなるという欠点があっ
た。
の中に回路部品を実装しなければならないので外付部品
を減らしてIC化を進めていかなければない実状がある。
このような時、数μＦのコンデンサを２個も実装しなく
てもよい方法として、コンデンサの代わりにツェナーダ
イオードを用いる方法がある。第５図は第４図の出力回
路84の一相分のみを示した回路である。即ち、エミッタ
がGNDに接続された出力トランジスタ94のコレクタはコ
イル95を介してVccに接続されると共にツェナーダイオ
ード群91のカソードに接続され、ベースは抵抗93を介し
てGNDに接続されると共に抵抗92を介して上記ツェナー
ダイオード群91のアノードに接続されている。このよう
な方法によれば、第４図の場合における問題もなくIC化
をはかることは可能になるが、相切替え時に発生するス
イッチングノイズはむしろ大きくなるという欠点があっ
た。
本発明は、外付部品を用いずにスイッチングパルスを
抑えて、スイッチングノイズの発生を防止すると共に、
IC化するに最適な回路構成を提供することを目的とする
ものである。
抑えて、スイッチングノイズの発生を防止すると共に、
IC化するに最適な回路構成を提供することを目的とする
ものである。
課題を解決するための手段 本発明は、ロータの回転位置を検出する磁気検出素子
と、前記磁気検出素子の出力信号の振幅を均一化するAG
C回路を含む位置信号増幅回路と、固定された電圧レベ
ルを定めるスレッショールド回路と、コイルの通電相の
切替を行う切替回路と、ブラシレスモータが接続された
出力回路とからなるトランジスタモータの制御装置であ
って、前記AGC回路は、エミッタ共通接続点に定電流源
（17）が接続された差動トランジスタ対（15）、（16）
の一方のベースに基準電圧が入力され、他方のベースに
は前記磁気検出素子の出力信号の検波電圧に対応した電
圧が入力され、前記定電流源（17）の電流の一部を前記
電圧に応じてトランジスタ（15）のコレクタより出力す
るものであり、前記位置信号増幅回路は、エミッタ共通
接続点に前記トランジスタ（15）コレクタが接続された
差動トランジスタ対（11）、（12）のそれぞれのベース
に前記磁気検出素子の出力信号が入力され、前記差動ト
ランジスタ対（11）、（12）のそれぞれの出力電流を抵
抗（29）、（30）の端子電圧として出力するものであ
り、前記スレッショールド回路は、前記差動トランジス
タ対（11）、（12）の和電流を抵抗（31）の端子電圧と
して出力するものであり、切替回路は、エミッタ共通接
続点に定電流源（32）が接続された３差動型トランジス
タ対（33）、（34）、（35）のそれぞれのベースに前記
抵抗（31）、抵抗（29）、抵抗（30）の端子電圧が入力
され、それぞれのトランジスタ（33）、（34）、（35）
のコレクタ電流を出力するものであり、出力回路は、エ
ミッタ共通接続点に定電流源（42）が接続された差動ト
ランジスタ対（43）、（44）のベースには前記抵抗（2
9）、（30）が端子電圧が入力され、前記トランジスタ
（43）のコレクタ電流と前記トランジスタ（34）のコレ
クタ電流の差電流が一方のコイルに接続された出力トラ
ンジスタ（45）のベースに供給され、前記トランジスタ
（44）のコレクタ電流と前記トランジスタ（35）のコレ
クタ電流の差電流が他方のコイルに接続された出力トラ
ンジスタ（50）のベースに供給されることにより、前記
出力トランジスタ（45）又は（50）のいずれか一方をオ
ン、他方をオフとすることにより順次コイル駆動すると
共に、オフした出力トランジスタのベースに前記トラン
ジスタ（33）に対応した電流を注入して急峻な電流変化
を緩和するように構成したものである。
と、前記磁気検出素子の出力信号の振幅を均一化するAG
C回路を含む位置信号増幅回路と、固定された電圧レベ
ルを定めるスレッショールド回路と、コイルの通電相の
切替を行う切替回路と、ブラシレスモータが接続された
出力回路とからなるトランジスタモータの制御装置であ
って、前記AGC回路は、エミッタ共通接続点に定電流源
（17）が接続された差動トランジスタ対（15）、（16）
の一方のベースに基準電圧が入力され、他方のベースに
は前記磁気検出素子の出力信号の検波電圧に対応した電
圧が入力され、前記定電流源（17）の電流の一部を前記
電圧に応じてトランジスタ（15）のコレクタより出力す
るものであり、前記位置信号増幅回路は、エミッタ共通
接続点に前記トランジスタ（15）コレクタが接続された
差動トランジスタ対（11）、（12）のそれぞれのベース
に前記磁気検出素子の出力信号が入力され、前記差動ト
ランジスタ対（11）、（12）のそれぞれの出力電流を抵
抗（29）、（30）の端子電圧として出力するものであ
り、前記スレッショールド回路は、前記差動トランジス
タ対（11）、（12）の和電流を抵抗（31）の端子電圧と
して出力するものであり、切替回路は、エミッタ共通接
続点に定電流源（32）が接続された３差動型トランジス
タ対（33）、（34）、（35）のそれぞれのベースに前記
抵抗（31）、抵抗（29）、抵抗（30）の端子電圧が入力
され、それぞれのトランジスタ（33）、（34）、（35）
のコレクタ電流を出力するものであり、出力回路は、エ
ミッタ共通接続点に定電流源（42）が接続された差動ト
ランジスタ対（43）、（44）のベースには前記抵抗（2
9）、（30）が端子電圧が入力され、前記トランジスタ
（43）のコレクタ電流と前記トランジスタ（34）のコレ
クタ電流の差電流が一方のコイルに接続された出力トラ
ンジスタ（45）のベースに供給され、前記トランジスタ
（44）のコレクタ電流と前記トランジスタ（35）のコレ
クタ電流の差電流が他方のコイルに接続された出力トラ
ンジスタ（50）のベースに供給されることにより、前記
出力トランジスタ（45）又は（50）のいずれか一方をオ
ン、他方をオフとすることにより順次コイル駆動すると
共に、オフした出力トランジスタのベースに前記トラン
ジスタ（33）に対応した電流を注入して急峻な電流変化
を緩和するように構成したものである。
作用 二相半波モータの場合、相の切替えには誘起電圧が発
生しないため、電流が多く流れ、その結果 によるスイッチングパルスが発生するためコントロール
することのできる電流と電流傾斜に注目して回路を構成
した。即ち、AGC回路によって交流振巾を安定化された
位置信号増巾回路の出力と定電流回路によって安定化さ
れたスレッショールド回路の出力とを切替回路にて比較
し、相切替え時におけるＡ相及びＢ相への流入電流を抑
制する一方、オフした出力トランジスタのベースに少量
の電流を注入して急峻な電流変化を緩和する。
生しないため、電流が多く流れ、その結果 によるスイッチングパルスが発生するためコントロール
することのできる電流と電流傾斜に注目して回路を構成
した。即ち、AGC回路によって交流振巾を安定化された
位置信号増巾回路の出力と定電流回路によって安定化さ
れたスレッショールド回路の出力とを切替回路にて比較
し、相切替え時におけるＡ相及びＢ相への流入電流を抑
制する一方、オフした出力トランジスタのベースに少量
の電流を注入して急峻な電流変化を緩和する。
実施例 以下、図面を参照して本発明の一実施例について説明
する。
する。
第１図はその回路構成を示すもので、１は抵抗８と磁
気検出素子９とで構成される磁気検出回路で、上記磁気
検出素子９の出力端子は差動増巾器を構成するトランジ
スタ11及び12のベースに夫々接続されている。２は上記
トランジスタ11及び12,抵抗13及び14,カレントミラー回
路を構成するトランジスタ23及び24と26及び27,抵抗29
及び30とで構成される位置信号増巾回路で、上記トラン
ジスタ11及び12のコレクタは検波用ダイオード19及び18
のアノード側に夫々接続され、上記トランジスタ24及び
27のコレクタは上記抵抗29及び30を介して夫々Vccに接
続されている。３は差動増巾器を構成するトランジスタ
15及び16,上記検波用ダイオード18及び19,抵抗20及び2
2,外付コンデンサ10とで構成されるAGC回路で、上記ト
ランジスタ16のベースに与えられる基準電圧と上記検波
用ダイオード18及び19の検波出力とを比較して上記位置
信号増巾回路２の出力を安定化する。４は抵抗31,カレ
ントミラー回路を構成しているトランジスタ25及び28と
で構成されるスレッショールド回路で、上記トランジス
タ25及び28のコレクタは共に結合されて上記抵抗31を介
してVccに接続され、上記位置信号増巾回路２と同様に
安定化されている。５は３差動増巾回路を構成するトラ
ンジスタ33,34及び35,カレントミラー回路を構成するト
ランジスタ36,39及び41と抵抗37,38及び40とで構成され
る切替回路で、上記抵抗29,30及び31に発生する出力信
号を上記トランジスタ34,35及び33のベースに夫々導入
し、上記トランジスタ34及び35のコレクタは差動増巾器
を構成するトランジスタ43及び44のコレクタに夫々接続
されている。上記トランジスタ33のコレクタは上記カレ
ントミラー回路を構成するトランジスタ36のコレクタに
接続され、上記トランジスタ39及び41のコレクタは出力
トランジスタ50及び45のベースに夫々接続されている。
６は差動増巾器を構成する上記トランジスタ43及び44,
カレントミラー回路を構成する46及び47,48及び49と上
記出力トランジスタ45及び50とで構成された出力回路
で、上記出力トランジスタ45及び50のエミッタはコイル
52及び51をして夫々GNDに接続されている。17,21,32,42
は定電流源である。７は集積回路を表しているが、上記
磁気検出回路１は上記集積回路７に内蔵することもでき
る。
気検出素子９とで構成される磁気検出回路で、上記磁気
検出素子９の出力端子は差動増巾器を構成するトランジ
スタ11及び12のベースに夫々接続されている。２は上記
トランジスタ11及び12,抵抗13及び14,カレントミラー回
路を構成するトランジスタ23及び24と26及び27,抵抗29
及び30とで構成される位置信号増巾回路で、上記トラン
ジスタ11及び12のコレクタは検波用ダイオード19及び18
のアノード側に夫々接続され、上記トランジスタ24及び
27のコレクタは上記抵抗29及び30を介して夫々Vccに接
続されている。３は差動増巾器を構成するトランジスタ
15及び16,上記検波用ダイオード18及び19,抵抗20及び2
2,外付コンデンサ10とで構成されるAGC回路で、上記ト
ランジスタ16のベースに与えられる基準電圧と上記検波
用ダイオード18及び19の検波出力とを比較して上記位置
信号増巾回路２の出力を安定化する。４は抵抗31,カレ
ントミラー回路を構成しているトランジスタ25及び28と
で構成されるスレッショールド回路で、上記トランジス
タ25及び28のコレクタは共に結合されて上記抵抗31を介
してVccに接続され、上記位置信号増巾回路２と同様に
安定化されている。５は３差動増巾回路を構成するトラ
ンジスタ33,34及び35,カレントミラー回路を構成するト
ランジスタ36,39及び41と抵抗37,38及び40とで構成され
る切替回路で、上記抵抗29,30及び31に発生する出力信
号を上記トランジスタ34,35及び33のベースに夫々導入
し、上記トランジスタ34及び35のコレクタは差動増巾器
を構成するトランジスタ43及び44のコレクタに夫々接続
されている。上記トランジスタ33のコレクタは上記カレ
ントミラー回路を構成するトランジスタ36のコレクタに
接続され、上記トランジスタ39及び41のコレクタは出力
トランジスタ50及び45のベースに夫々接続されている。
６は差動増巾器を構成する上記トランジスタ43及び44,
カレントミラー回路を構成する46及び47,48及び49と上
記出力トランジスタ45及び50とで構成された出力回路
で、上記出力トランジスタ45及び50のエミッタはコイル
52及び51をして夫々GNDに接続されている。17,21,32,42
は定電流源である。７は集積回路を表しているが、上記
磁気検出回路１は上記集積回路７に内蔵することもでき
る。
第２図は第１図の１〜６で示された各回路単位にブロ
ック化した図である。
ック化した図である。
なお、第２図において、61は定電流源17,21,32,42よ
りなる定電流回路、62は出力トランジスタ45,50の、63
はコイル51,52の総称である。
りなる定電流回路、62は出力トランジスタ45,50の、63
はコイル51,52の総称である。
以上のように構成された本発明の動作について、第３
図の（ａ）〜（ｊ）を用いて説明する。
図の（ａ）〜（ｊ）を用いて説明する。
（ａ）は磁気検出素子によって検出されたロータの回
転信号を示している。（ｂ）は上記抵抗29の両端に現れ
た信号（例えばＡ相）の上半分を示し、（ｃ）は上記抵
抗30の両端に現れた信号（例えばＢ相）の上半分を示
し、（ｂ），（ｃ）の点線は上記抵抗31の両端に現われ
たスレッショールドレベルを示している。（ｄ）は３差
動増巾器を構成する上記トランジスタ33の出力電流波形
を示し、（ｅ），（ｆ）は夫々上記トランジスタ34及び
35の出力電流波形を示している。（ｇ），（ｈ）は夫々
カレントミラーを構成する上記トランジスタ47及び48に
流入する電流波形を示している。（ｉ），（ｊ）は夫々
上記出力トランジスタ45及び50のベースに流入する電流
波形を示している。
転信号を示している。（ｂ）は上記抵抗29の両端に現れ
た信号（例えばＡ相）の上半分を示し、（ｃ）は上記抵
抗30の両端に現れた信号（例えばＢ相）の上半分を示
し、（ｂ），（ｃ）の点線は上記抵抗31の両端に現われ
たスレッショールドレベルを示している。（ｄ）は３差
動増巾器を構成する上記トランジスタ33の出力電流波形
を示し、（ｅ），（ｆ）は夫々上記トランジスタ34及び
35の出力電流波形を示している。（ｇ），（ｈ）は夫々
カレントミラーを構成する上記トランジスタ47及び48に
流入する電流波形を示している。（ｉ），（ｊ）は夫々
上記出力トランジスタ45及び50のベースに流入する電流
波形を示している。
２相半波駆動の場合、相の切替え時には誘起電圧が発
生しないため、電流が大きくなり、 で表されるスイッチングパルスが発生する。従って電流
の大きさ及び電流変化の傾斜を考慮して第３図（ｅ），
（ｆ）により上記出力回路６をコントロールすればよい
が切替え点付近でトルクのない点（死点）が大きくな
り、レラクタンスを大きくとらなければならなくなる。
このような不要なレラクタンストルクを避けるため最少
限の電流を確保できるように上記定電流源42の値を定め
る。このようにして定めた上記出力回路６の流入電流の
電流波形が第３図（ｇ）及び（ｈ）である。これだけで
もスイッチングパルスはかなり小さくなっているが、更
に完全に期すために第３図（ｄ）で得られた信号を用い
て、カレントミラー回路により所定の電流に変換して上
記トランジスタ39及び41を介して上記出力トランジスタ
50及び45のベースに注入することにより上記トランジス
タ50及び45はスイッチング動作にならずスイッチングパ
ルスを発生しない。この場合、トランジスタがオフして
いる時にベース電流を注入するので若干ブレーキがかか
るようになるが、区間も短く、電流も少ないので実用上
問題とはならない。むしろ、全体として切替え時の無効
電流が減少するのでモータ効率はUPする。
生しないため、電流が大きくなり、 で表されるスイッチングパルスが発生する。従って電流
の大きさ及び電流変化の傾斜を考慮して第３図（ｅ），
（ｆ）により上記出力回路６をコントロールすればよい
が切替え点付近でトルクのない点（死点）が大きくな
り、レラクタンスを大きくとらなければならなくなる。
このような不要なレラクタンストルクを避けるため最少
限の電流を確保できるように上記定電流源42の値を定め
る。このようにして定めた上記出力回路６の流入電流の
電流波形が第３図（ｇ）及び（ｈ）である。これだけで
もスイッチングパルスはかなり小さくなっているが、更
に完全に期すために第３図（ｄ）で得られた信号を用い
て、カレントミラー回路により所定の電流に変換して上
記トランジスタ39及び41を介して上記出力トランジスタ
50及び45のベースに注入することにより上記トランジス
タ50及び45はスイッチング動作にならずスイッチングパ
ルスを発生しない。この場合、トランジスタがオフして
いる時にベース電流を注入するので若干ブレーキがかか
るようになるが、区間も短く、電流も少ないので実用上
問題とはならない。むしろ、全体として切替え時の無効
電流が減少するのでモータ効率はUPする。
又、出力回路のインピーダンスを下げるため本実施例
では出力トランジスタはコレクタ接地としたが通常のエ
ミッタ接地でも問題はない。
では出力トランジスタはコレクタ接地としたが通常のエ
ミッタ接地でも問題はない。
尚、３相半波駆動方式でも適用できることはもちろん
である。
である。
第６図（ａ），（ｂ），（ｃ）にコイルの出力電圧波
形を示してあるが、（ａ）は第４図の従来例、（ｂ）は
第５図の従来例、（ｃ）は第１図の本発明の場合であ
る。（ａ）及び（ｂ）に比べて（ｃ）が逆向になってい
るのはコレクタ接地にしたためである。
形を示してあるが、（ａ）は第４図の従来例、（ｂ）は
第５図の従来例、（ｃ）は第１図の本発明の場合であ
る。（ａ）及び（ｂ）に比べて（ｃ）が逆向になってい
るのはコレクタ接地にしたためである。
発明の効果 以上詳述したように本発明によれば、大きな外付部品
を用いることなく、スイッチングパルスを防止でき、ス
イッチングノイズのないしかも切替え時の無効電流が少
ない効率の高い駆動回路を提供でき、IC化するに最適で
ある。従って、部品点数の低減、余裕スペースの確保等
その効果は大である。
を用いることなく、スイッチングパルスを防止でき、ス
イッチングノイズのないしかも切替え時の無効電流が少
ない効率の高い駆動回路を提供でき、IC化するに最適で
ある。従って、部品点数の低減、余裕スペースの確保等
その効果は大である。
第１図は本発明による一実施例の回路構成図、第２図は
本発明による一実施例のブロック図、第３図の（ａ）〜
（ｊ）は本発明による一実施例のタイミングチャート、
第４図は従来例の回路図、第５図は従来例の他の回路
図、第６図（ａ），（ｂ），（ｃ）は出力波形の比較図
である。 １……磁気検出回路、２……位置信号増巾回路、３……
AGC回路、４……スレッショールド回路、５……切替回
路、６……出力回路、51,52……コイル。
本発明による一実施例のブロック図、第３図の（ａ）〜
（ｊ）は本発明による一実施例のタイミングチャート、
第４図は従来例の回路図、第５図は従来例の他の回路
図、第６図（ａ），（ｂ），（ｃ）は出力波形の比較図
である。 １……磁気検出回路、２……位置信号増巾回路、３……
AGC回路、４……スレッショールド回路、５……切替回
路、６……出力回路、51,52……コイル。
Claims (1)
- 【請求項１】ロータの回転位置を検出する磁気検出素子
と、前記磁気検出素子の出力信号の振幅を均一化するAG
C回路を含む位置信号増幅回路と、固定された電圧レベ
ルを定めるスレッショールド回路と、コイルの通電相の
切替を行う切替回路と、ブラシレスモータが接続された
出力回路とからなるブラシレスモータの制御装置であっ
て、前記AGC回路は、エミッタ共通接続点に定電流源（1
7）が接続された差動トランジスタ対（15）、（16）の
一方のベースに基準電圧が入力され、他方のベースには
前記磁気検出素子の出力信号の検波電圧に対応した電圧
が入力され、前記定電流源（17）の電流の一部を前記電
圧に応じてトランジスタ（15）のコレクタより出力する
ものであり、前記位置信号増幅回路は、エミッタ共通接
続点に前記トランジスタ（15）コレクタが接続された差
動トランジスタ対（11）、（12）のそれぞれのベースに
前記磁気検出素子の出力信号が入力され、前記差動トラ
ンジスタ対（11）、（12）のそれぞれの出力電流を抵抗
（29）、（30）の端子電圧として出力するものであり、
前記スレッショールド回路は、前記差動トランジスタ対
（11）、（12）の和電流を抵抗（31）の端子電圧として
出力するものであり、切替回路は、エミッタ共通接続点
に定電流源（32）が接続された３差動型トランジスタ対
（33）、（34）、（35）のそれぞれのベースに前記抵抗
（31）、抵抗（29）、抵抗（30）の端子電圧が入力さ
れ、それぞれのトランジスタ（33）、（34）、（35）の
コレクタ電流を出力するものであり、出力回路は、エミ
ッタ共通接続点に定電流源（42）が接続された差動トラ
ンジスタ対（43）、（44）のベースには前記抵抗（2
9）、（30）の端子電圧が入力され、前記トランジスタ
（43）のコレクタ電流と前記トランジスタ（34）のコレ
クタ電流の差電流が一方のコイルに接続された出力トラ
ンジスタ（45）のベースに供給され、前記トランジスタ
（44）のコレクタ電流と前記トランジスタ（35）のコレ
クタ電流の差電流が他方のコイルに接続された出力トラ
ンジスタ（50）のベースに供給されることにより、前記
出力トランジスタ（45）又は（50）のいずれか一方をオ
ン、他方をオフとすることにより順次コイル駆動すると
共に、オフした出力トランジスタのベースに前記トラン
ジスタ（33）に対応した電流を注入して急峻な電流変化
を緩和するように構成したブラシレスモータの制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63273518A JP2737955B2 (ja) | 1988-10-28 | 1988-10-28 | ブラシレスモータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63273518A JP2737955B2 (ja) | 1988-10-28 | 1988-10-28 | ブラシレスモータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02123990A JPH02123990A (ja) | 1990-05-11 |
| JP2737955B2 true JP2737955B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=17528975
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63273518A Expired - Lifetime JP2737955B2 (ja) | 1988-10-28 | 1988-10-28 | ブラシレスモータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2737955B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6730381B2 (ja) * | 2018-08-10 | 2020-07-29 | ファナック株式会社 | 入力電源電圧調整機能を有するモータ駆動装置 |
-
1988
- 1988-10-28 JP JP63273518A patent/JP2737955B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02123990A (ja) | 1990-05-11 |
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