JP2697316B2 - ブラシレスモータ - Google Patents
ブラシレスモータInfo
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- JP2697316B2 JP2697316B2 JP3007136A JP713691A JP2697316B2 JP 2697316 B2 JP2697316 B2 JP 2697316B2 JP 3007136 A JP3007136 A JP 3007136A JP 713691 A JP713691 A JP 713691A JP 2697316 B2 JP2697316 B2 JP 2697316B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- switching
- output
- current
- resistor
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はブラシレスモータの駆動
回路に関し、特に相切替え時におけるスイッチングパル
スの低減に関するものである。
回路に関し、特に相切替え時におけるスイッチングパル
スの低減に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、小形直流モータは音響分野ばかり
でなく、情報・産業分野においてもその制御性の良さが
認められ、非常な勢いで用途が拡大している。その中で
もブラシレスモータは刷子・整流子という接触部分がな
く、長寿命という利点をもっていることから特に信頼性
が重視される産業用モータとしての用途が拡大してい
る。そうした中で小形軸流ファンはここ数年交流から直
流へとその駆動方式が切替えられ、ブラシレスモータを
利用した直流軸流ファンが増えてきている。
でなく、情報・産業分野においてもその制御性の良さが
認められ、非常な勢いで用途が拡大している。その中で
もブラシレスモータは刷子・整流子という接触部分がな
く、長寿命という利点をもっていることから特に信頼性
が重視される産業用モータとしての用途が拡大してい
る。そうした中で小形軸流ファンはここ数年交流から直
流へとその駆動方式が切替えられ、ブラシレスモータを
利用した直流軸流ファンが増えてきている。
【０００３】直流軸流ファンは限られたスペースの中に
駆動回路を収納しなければならないことと、低コストで
あることが求められる。これらのことを実現するために
１個の磁気検出素子で駆動でき、かつ配線が簡単な２相
半波方式が採用されている。しかも回路を簡単にして効
率を高めるため、出力回路はスイッチング動作をさせ、
発生するスイッチングパルスをコンデンサやツェナーダ
イオード等で抑制する方法が一般的である。
駆動回路を収納しなければならないことと、低コストで
あることが求められる。これらのことを実現するために
１個の磁気検出素子で駆動でき、かつ配線が簡単な２相
半波方式が採用されている。しかも回路を簡単にして効
率を高めるため、出力回路はスイッチング動作をさせ、
発生するスイッチングパルスをコンデンサやツェナーダ
イオード等で抑制する方法が一般的である。
【０００４】図３はコンデンサを入れた従来からの方法
である。図５は従来の出力波形である。図３に示す様
に、ホールＩＣ８１の出力端子にベースが接続されたト
ランジスタ８２のコレクタには他端がＶｃｃに接続され
た抵抗８３の一端及び直列接続されたダイオード８４，
８５の内ダイオード８４のアノードが接続され、エミッ
タは他端がＧＮＤに接続された抵抗８６の一端及びエミ
ッタがＧＮＤに接続された出力トランジスタ８７のベー
スに接続されている。上記出力トランジスタ８７のコレ
クタは他端がＧＮＤに接続されたコンデンサ８８の一端
に接続されると共にコイル８９を介してＶｃｃに接続さ
れている。エミッタがＧＮＤに接続された出力トランジ
スタ９１のベースは他端がＧＮＤに接続された抵抗９０
の一端に接続されると共に上記ダイオード８５のカソー
ド側に接続され、コレクタは他端がＧＮＤに接続された
コンデンサ９２の一端に接続されると共にコイル９３を
介してＶｃｃに接続されている。
である。図５は従来の出力波形である。図３に示す様
に、ホールＩＣ８１の出力端子にベースが接続されたト
ランジスタ８２のコレクタには他端がＶｃｃに接続され
た抵抗８３の一端及び直列接続されたダイオード８４，
８５の内ダイオード８４のアノードが接続され、エミッ
タは他端がＧＮＤに接続された抵抗８６の一端及びエミ
ッタがＧＮＤに接続された出力トランジスタ８７のベー
スに接続されている。上記出力トランジスタ８７のコレ
クタは他端がＧＮＤに接続されたコンデンサ８８の一端
に接続されると共にコイル８９を介してＶｃｃに接続さ
れている。エミッタがＧＮＤに接続された出力トランジ
スタ９１のベースは他端がＧＮＤに接続された抵抗９０
の一端に接続されると共に上記ダイオード８５のカソー
ド側に接続され、コレクタは他端がＧＮＤに接続された
コンデンサ９２の一端に接続されると共にコイル９３を
介してＶｃｃに接続されている。
【０００５】この方法によれば、相切替え時に発生する
スイッチングパルスは上記コンデンサの容量を最適に選
ぶことによって低減することはできるが十分満足のいく
結果は得られない。即ち、容量が小さければ効果がな
く、容量を大きくすれば図５（ｃ）に示す様に時間遅れ
が生じてスイッチングのタイミングに支障をきたした
り、コイルとの共振エネルギーが大きくなって電源に逆
流したりする。従って数μＦ程度で妥協しているのが現
状である。
スイッチングパルスは上記コンデンサの容量を最適に選
ぶことによって低減することはできるが十分満足のいく
結果は得られない。即ち、容量が小さければ効果がな
く、容量を大きくすれば図５（ｃ）に示す様に時間遅れ
が生じてスイッチングのタイミングに支障をきたした
り、コイルとの共振エネルギーが大きくなって電源に逆
流したりする。従って数μＦ程度で妥協しているのが現
状である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】前述したように軸流フ
ァンモータは限られたスペースの中に回路部品を実装し
なければならないので外付部品を減らしてＩＣ化を進め
る必要がある。このような時、数μＦのコンデンサ２個
を使用しない方法としてコンデンサの代わりにツェナー
ダイオードを用いる方法がある。図４は図３に於ける出
力回路９４の１相分を他の従来例で示した回路である。
即ち、エミッタがＧＮＤに接続された出力トランジスタ
１０４のコレクタはコイル１０５を介してＶｃｃに接続
されると共にツェナーダイオード群１０３のカソードに
接続され、ベースは抵抗１０１を介してＧＮＤに接続さ
れると共に抵抗１０２を介して上記ツェナーダイオード
群１０３のアノードに接続されている。このような方法
によれば、問題なくＩＣ化をはかることは可能になる
が、図５（ｄ）に示す様に相切替え時に発生するスイッ
チングノイズはむしろ大きくなるという欠点があった。
ァンモータは限られたスペースの中に回路部品を実装し
なければならないので外付部品を減らしてＩＣ化を進め
る必要がある。このような時、数μＦのコンデンサ２個
を使用しない方法としてコンデンサの代わりにツェナー
ダイオードを用いる方法がある。図４は図３に於ける出
力回路９４の１相分を他の従来例で示した回路である。
即ち、エミッタがＧＮＤに接続された出力トランジスタ
１０４のコレクタはコイル１０５を介してＶｃｃに接続
されると共にツェナーダイオード群１０３のカソードに
接続され、ベースは抵抗１０１を介してＧＮＤに接続さ
れると共に抵抗１０２を介して上記ツェナーダイオード
群１０３のアノードに接続されている。このような方法
によれば、問題なくＩＣ化をはかることは可能になる
が、図５（ｄ）に示す様に相切替え時に発生するスイッ
チングノイズはむしろ大きくなるという欠点があった。
【０００７】本発明は外付部品を用いずにスイッチング
パルスを抑えて、スイッチングノイズの発生を防止する
と共に、ＩＣ化に最適な回路構成を提供することを目的
とするものである。
パルスを抑えて、スイッチングノイズの発生を防止する
と共に、ＩＣ化に最適な回路構成を提供することを目的
とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、磁気検出素子
の出力感度のバラツキを自動増幅度制御回路（以下ＡＧ
Ｃ回路という）により補正するようにした位置信号増幅
回路と、上記位置信号増幅回路の出力信号をバッファ回
路を介して各相に振分ける切替回路と、リニアドライブ
のため相切替え時にリークにより両相ともＯＮしないよ
うに上記切替回路に供給する電流の１／２の電流をキャ
ンセルするようにした複数個のキャンセル回路と、出力
電流をモニタするために設けられた抵抗を含むプリドラ
イブ回路と、上記抵抗の両端に生ずる電圧を抵抗分割し
て上記バッファ回路の出力端に負帰還させるＮＦ回路と
を備え、プリドライブ回路がＯＮからＯＦＦに切替わる
間負帰還をかけるようにしたものである。
の出力感度のバラツキを自動増幅度制御回路（以下ＡＧ
Ｃ回路という）により補正するようにした位置信号増幅
回路と、上記位置信号増幅回路の出力信号をバッファ回
路を介して各相に振分ける切替回路と、リニアドライブ
のため相切替え時にリークにより両相ともＯＮしないよ
うに上記切替回路に供給する電流の１／２の電流をキャ
ンセルするようにした複数個のキャンセル回路と、出力
電流をモニタするために設けられた抵抗を含むプリドラ
イブ回路と、上記抵抗の両端に生ずる電圧を抵抗分割し
て上記バッファ回路の出力端に負帰還させるＮＦ回路と
を備え、プリドライブ回路がＯＮからＯＦＦに切替わる
間負帰還をかけるようにしたものである。
【０００９】
【作用】上記手段により、外付部品を用いずにスイッチ
ングパルスの発生を防止する事が可能となり、ＩＣ化に
最適な回路構成となるので、限られたスペースに実装可
能な小型のＩＣが得られる。
ングパルスの発生を防止する事が可能となり、ＩＣ化に
最適な回路構成となるので、限られたスペースに実装可
能な小型のＩＣが得られる。
【００１０】また、外付部品がなくなる為に駆動回路の
材料費，工数の引下げが可能となって安価なモータが得
られる。
材料費，工数の引下げが可能となって安価なモータが得
られる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の一実施例について説明する。
【００１２】図１は本発明の回路構成を示すもので、１
は磁気検出素子１１と抵抗１２とで構成される磁気検出
回路で、上記磁気検出素子１１の出力端子は差動増幅器
を構成するトランジスタ１９及び２０のベースにそれぞ
れ接続されている。２は上記トランジスタ１９及び２
０，抵抗１７，１８，２１及び２２とで構成される位置
信号増幅回路で、上記トランジスタ１９及び２０のコレ
クタは検波用ダイオード１５及び１６のアノード側にそ
れぞれ接続されると共に抵抗１７及び１８を介してそれ
ぞれＶｃｃに接続されている。３は差動増幅器を構成す
るトランジスタ２６及び２７，カレントミラーを構成す
るトランジスタ２４及び２５，制御用トランジスタ１
４，上記検波用ダイオード１５及び１６，外付コンデン
サ１３とで構成されるＡＧＣ回路で、上記トランジスタ
２７のベースに与えられる基準電圧と上記検波用ダイオ
ード１５及び１６の検波出力とを比較して上記位置信号
増幅回路２の出力を安定化する。４はトランジスタ２９
及び３０で構成されるバッファ回路で、そのベースは上
記トランジスタ２０及び１９のコレクタにそれぞれ接続
されている。５はカレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ３３及び３４と３６及び３７とで構成されるキャ
ンセル回路で、上記トランジスタ３７及び３４のコレク
タは差動増幅器を構成するトランジスタ３９及び４０の
コレクタにそれぞれ接続されている。６は上記トランジ
スタ３９及び４０，カレントミラー回路を構成するトラ
ンジスタ４４及び４５と４６及び４７，抵抗４１及び４
２とで構成される切替回路で、上記トランジスタ３９及
び４０のベースは上記バッファ回路４の上記トランジス
タ２９及び３０のエミッタにそれぞれ接続され、コレク
タは上記トランジスタ４６及び４４のコレクタに接続さ
れている。７はカレントミラー回路を構成するトランジ
スタ４８及び４９と５１及び５２，抵抗５０及び５３と
で構成されるプリドライブ回路で、上記トランジスタ４
８及び５１のコレクタは上記トランジスタ４５及び４７
のコレクタに接続され、上記トランジスタ４９及び５２
のコレクタは出力電流をモニタするための上記抵抗５０
及び５３を介してＶｃｃに接続されている。８はコイル
６４及び６５を駆動するための出力回路で、カレントミ
ラー回路を構成するトランジスタ５６及び５７と５８及
び５９とで構成され、上記トランジスタ５６及び５８の
コレクタは上記トランジスタ４８及び４９と５１及び５
２の共通エミッタにそれぞれ接続され、上記トランジス
タ５７及び５９のコレクタは上記コイル６４及び６５を
介してＶｃｃにそれぞれ接続されている。２３，２８，
３１，３２，３５，３８及び４３は定電流源である。１
０は集積回路を表わしているが、上記磁気検出回路１は
上記集積回路１０に内蔵することもできる。
は磁気検出素子１１と抵抗１２とで構成される磁気検出
回路で、上記磁気検出素子１１の出力端子は差動増幅器
を構成するトランジスタ１９及び２０のベースにそれぞ
れ接続されている。２は上記トランジスタ１９及び２
０，抵抗１７，１８，２１及び２２とで構成される位置
信号増幅回路で、上記トランジスタ１９及び２０のコレ
クタは検波用ダイオード１５及び１６のアノード側にそ
れぞれ接続されると共に抵抗１７及び１８を介してそれ
ぞれＶｃｃに接続されている。３は差動増幅器を構成す
るトランジスタ２６及び２７，カレントミラーを構成す
るトランジスタ２４及び２５，制御用トランジスタ１
４，上記検波用ダイオード１５及び１６，外付コンデン
サ１３とで構成されるＡＧＣ回路で、上記トランジスタ
２７のベースに与えられる基準電圧と上記検波用ダイオ
ード１５及び１６の検波出力とを比較して上記位置信号
増幅回路２の出力を安定化する。４はトランジスタ２９
及び３０で構成されるバッファ回路で、そのベースは上
記トランジスタ２０及び１９のコレクタにそれぞれ接続
されている。５はカレントミラー回路を構成するトラン
ジスタ３３及び３４と３６及び３７とで構成されるキャ
ンセル回路で、上記トランジスタ３７及び３４のコレク
タは差動増幅器を構成するトランジスタ３９及び４０の
コレクタにそれぞれ接続されている。６は上記トランジ
スタ３９及び４０，カレントミラー回路を構成するトラ
ンジスタ４４及び４５と４６及び４７，抵抗４１及び４
２とで構成される切替回路で、上記トランジスタ３９及
び４０のベースは上記バッファ回路４の上記トランジス
タ２９及び３０のエミッタにそれぞれ接続され、コレク
タは上記トランジスタ４６及び４４のコレクタに接続さ
れている。７はカレントミラー回路を構成するトランジ
スタ４８及び４９と５１及び５２，抵抗５０及び５３と
で構成されるプリドライブ回路で、上記トランジスタ４
８及び５１のコレクタは上記トランジスタ４５及び４７
のコレクタに接続され、上記トランジスタ４９及び５２
のコレクタは出力電流をモニタするための上記抵抗５０
及び５３を介してＶｃｃに接続されている。８はコイル
６４及び６５を駆動するための出力回路で、カレントミ
ラー回路を構成するトランジスタ５６及び５７と５８及
び５９とで構成され、上記トランジスタ５６及び５８の
コレクタは上記トランジスタ４８及び４９と５１及び５
２の共通エミッタにそれぞれ接続され、上記トランジス
タ５７及び５９のコレクタは上記コイル６４及び６５を
介してＶｃｃにそれぞれ接続されている。２３，２８，
３１，３２，３５，３８及び４３は定電流源である。１
０は集積回路を表わしているが、上記磁気検出回路１は
上記集積回路１０に内蔵することもできる。
【００１３】図２は図１の１〜９で示された各回路単位
にブロック化した図である。なお、図２において、７１
は図１に示された定電流源２３，２８，３１，３２，３
５，３８及び４３よりなる定電流回路、７２は図１に示
されたモータコイル６４及び６５の総称である。
にブロック化した図である。なお、図２において、７１
は図１に示された定電流源２３，２８，３１，３２，３
５，３８及び４３よりなる定電流回路、７２は図１に示
されたモータコイル６４及び６５の総称である。
【００１４】以上のように構成された本発明の動作につ
いて説明する。２相半波駆動の場合、相の切替え時には
誘起電圧が発生しないため、電流が大きくなり、電流の
時間に対する変化率で決定されるスイッチングパルスが
発生する。従ってこのスイッチングパルスを抑えるには
電流の大きさ及び電流変化の傾斜を考慮しなければなら
ない。相切替え時の電流変化の傾斜を抑えるには正弦波
駆動にすればよいが、切替回路として構成簡単な差動増
幅回路を用いる場合には相切替え時に信号レベルが等し
くなり上記定電流源４３より供給される電流Ｉの１／２
ずつが出力回路８に流れて両相共ＯＮ状態となる。これ
を改善するために上記キャンセル回路５より上記トラン
ジスタ３９及び４０のコレクタに常にＩ／２の電流を流
して切替え時に出力へは電流が流れないようにした。従
って上記切替回路６から流れ出る電流は各相共０〜Ｉ／
２となる。次にこのままでは出力トランジスタ５７，５
９は飽和で動作しないため発熱が大きくなるので飽和さ
せるためにゲインを上げる必要がある。ゲインを上げる
と電流の時間変化が急峻になりスイッチングパルスが発
生しやすい。そこで上記抵抗５０及び５３で出力電流を
モニタしてその両端に発生する電圧を所定の値に分圧す
るよう上記抵抗６０及び６１と６２及び６３の値を設定
する。この値を上記抵抗５４及び５５を介して上記バッ
ファ回路４の上記トランジスタ２９及び３０のエミッタ
に負帰還させる。このようにすれば上記出力回路８のど
ちらか一方の相がＯＮからＯＦＦになる間負帰還がかか
りゲインを圧縮する。そのためスイッチングパルスは図
６のように抑えられる。この負帰還の量は上記抵抗６０
及び６１と６２及び６３の値を適当に選ぶことにより任
意に決定される。
いて説明する。２相半波駆動の場合、相の切替え時には
誘起電圧が発生しないため、電流が大きくなり、電流の
時間に対する変化率で決定されるスイッチングパルスが
発生する。従ってこのスイッチングパルスを抑えるには
電流の大きさ及び電流変化の傾斜を考慮しなければなら
ない。相切替え時の電流変化の傾斜を抑えるには正弦波
駆動にすればよいが、切替回路として構成簡単な差動増
幅回路を用いる場合には相切替え時に信号レベルが等し
くなり上記定電流源４３より供給される電流Ｉの１／２
ずつが出力回路８に流れて両相共ＯＮ状態となる。これ
を改善するために上記キャンセル回路５より上記トラン
ジスタ３９及び４０のコレクタに常にＩ／２の電流を流
して切替え時に出力へは電流が流れないようにした。従
って上記切替回路６から流れ出る電流は各相共０〜Ｉ／
２となる。次にこのままでは出力トランジスタ５７，５
９は飽和で動作しないため発熱が大きくなるので飽和さ
せるためにゲインを上げる必要がある。ゲインを上げる
と電流の時間変化が急峻になりスイッチングパルスが発
生しやすい。そこで上記抵抗５０及び５３で出力電流を
モニタしてその両端に発生する電圧を所定の値に分圧す
るよう上記抵抗６０及び６１と６２及び６３の値を設定
する。この値を上記抵抗５４及び５５を介して上記バッ
ファ回路４の上記トランジスタ２９及び３０のエミッタ
に負帰還させる。このようにすれば上記出力回路８のど
ちらか一方の相がＯＮからＯＦＦになる間負帰還がかか
りゲインを圧縮する。そのためスイッチングパルスは図
６のように抑えられる。この負帰還の量は上記抵抗６０
及び６１と６２及び６３の値を適当に選ぶことにより任
意に決定される。
【００１５】又、本発明では図示していないがロータが
ロックした場合、ロック検出回路からの再起動パルスに
より発生するスイッチングパルスも同様に抑えることが
できる。
ロックした場合、ロック検出回路からの再起動パルスに
より発生するスイッチングパルスも同様に抑えることが
できる。
【００１６】尚、１相全波駆動方式でも適用できること
はもちろんである。
はもちろんである。
【００１７】
【発明の効果】以上前述したように本発明によれば、大
きな外付部品を用いることなく、通常回転時においても
ロータがロックされた時でもスイッチングパルスを防止
することができ、スイッチングノイズのない、しかも相
切替え時の無効電流が少ない効率の高い駆動回路を提供
でき、ＩＣ化するに最適である。従って部品点数の低
減，余裕スペースの確保等その効果は大である。
きな外付部品を用いることなく、通常回転時においても
ロータがロックされた時でもスイッチングパルスを防止
することができ、スイッチングノイズのない、しかも相
切替え時の無効電流が少ない効率の高い駆動回路を提供
でき、ＩＣ化するに最適である。従って部品点数の低
減，余裕スペースの確保等その効果は大である。
【図１】本発明の一実施例におけるブラシレスモータの
駆動回路構成図
駆動回路構成図
【図２】本発明の一実施例におけるブラシレスモータの
駆動回路のブロック図
駆動回路のブロック図
【図３】従来例におけるブラシレスモータの駆動回路図
【図４】従来例の他の駆動回路における出力回路図
【図５】（ａ）従来例のコンデンサで対策時の出力電圧
波形を示す図（ｂ）従来例のツェナーダイオードで対策
時の出力電圧波形を示す図
波形を示す図（ｂ）従来例のツェナーダイオードで対策
時の出力電圧波形を示す図
【図６】本発明のブラシレスモータの駆動回路の出力電
圧波形を示す図
圧波形を示す図
１ 磁気検出回路 ２ 位置信号増幅回路 ３ ＡＧＣ回路 ４ バッファ回路 ５ キャンセル回路 ６ 切替回路 ７ プリドライブ回路 ８ 出力回路 ９ ＮＦ回路
Claims (2)
- 【請求項１】定電流回路と、ロータの回転位置を検出す
る磁気検出素子を含む磁気検出回路と、上記磁気検出素
子の出力感度のバラツキを自動増幅度制御回路により補
正するようにした位置信号増幅回路と、バッファ回路
と、上記位置信号増幅回路の出力信号を上記バッファ回
路を介して各相に振分ける切替回路と、上記切替回路へ
供給される電流の１／２をキャンセルするための複数個
のキャンセル回路と、上記切替回路で振分けられた電流
を、コレクタに抵抗が接続されたプリドライブ回路を介
して駆動コイルに出力する出力回路と、上記抵抗に生ず
る電圧信号を抵抗分割して上記バッファ回路の出力端に
負帰還させるＮＦ回路とを備え、上記プリドライブ回路
がＯＮからＯＦＦになるまでの間負帰還がかかるように
構成されたブラシレスモータ。 - 【請求項２】ロータのロック時にコイルの電流を遮断
し、定期的に再起動パルスを発生するようにしたロック
検出回路と、上記ロック検出回路の出力信号を受けて駆
動コイルに流れる電流を断続するロック保護回路とを備
え、ロータのロック時上記駆動コイルの過電流による焼
損を防止すると共に再起動パルスによるスイッチングパ
ルスを抑えるようにした請求項１記載のブラシレスモー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3007136A JP2697316B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | ブラシレスモータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3007136A JP2697316B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | ブラシレスモータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04248394A JPH04248394A (ja) | 1992-09-03 |
| JP2697316B2 true JP2697316B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=11657664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3007136A Expired - Lifetime JP2697316B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | ブラシレスモータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2697316B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2573044Y2 (ja) * | 1992-08-12 | 1998-05-28 | 松下電器産業株式会社 | ブラシレスモータの駆動回路 |
| JP3293266B2 (ja) * | 1993-09-30 | 2002-06-17 | 松下電器産業株式会社 | ブラシレスモータの駆動回路 |
-
1991
- 1991-01-24 JP JP3007136A patent/JP2697316B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04248394A (ja) | 1992-09-03 |
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