JPH06350485A - 信号検出装置及び磁気再生装置 - Google Patents
信号検出装置及び磁気再生装置Info
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- JPH06350485A JPH06350485A JP14172393A JP14172393A JPH06350485A JP H06350485 A JPH06350485 A JP H06350485A JP 14172393 A JP14172393 A JP 14172393A JP 14172393 A JP14172393 A JP 14172393A JP H06350485 A JPH06350485 A JP H06350485A
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- Japan
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- equalizing
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- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 従来のＰＲＭＬ方式と同等の回路規模で実現
できるビタビ復号器を用いて、より低い誤り率で原ディ
ジタル情報を検出できる信号検出装置および磁気再生装
置を提供することを目的としている。 【構成】 等化回路１で符号間干渉を抑圧してクロック
再生回路９でクロック信号を再生するとともに、パーシ
ャルレスポンス等化回路２で符号間干渉列｛ｒ 1,ｒ2,ｒ
3｝を与え、標本化した後ビタビ復号器１１で復号す
る。ここで、符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝は入力信号
の雑音電力密度スペクトルを含む特定の関数式を最小に
するよう設定されている。
できるビタビ復号器を用いて、より低い誤り率で原ディ
ジタル情報を検出できる信号検出装置および磁気再生装
置を提供することを目的としている。 【構成】 等化回路１で符号間干渉を抑圧してクロック
再生回路９でクロック信号を再生するとともに、パーシ
ャルレスポンス等化回路２で符号間干渉列｛ｒ 1,ｒ2,ｒ
3｝を与え、標本化した後ビタビ復号器１１で復号す
る。ここで、符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝は入力信号
の雑音電力密度スペクトルを含む特定の関数式を最小に
するよう設定されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信伝送路により伝送
もしくは記録媒体から再生されたＰＣＭ信号から低い誤
り率で原ディジタル情報を検出する信号検出装置、およ
び磁気記録媒体に記録されたＰＣＭ信号から低い誤り率
で原ディジタル情報を検出する磁気再生装置に関するも
のである。
もしくは記録媒体から再生されたＰＣＭ信号から低い誤
り率で原ディジタル情報を検出する信号検出装置、およ
び磁気記録媒体に記録されたＰＣＭ信号から低い誤り率
で原ディジタル情報を検出する磁気再生装置に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】近年、特に磁気記録の分野において、再
生されたＰＣＭ信号から原ディジタル情報を検出する方
法として、あらかじめ定めた特定の符号間干渉列が生じ
るようパーシャルレスポンス等化し、ビタビ復号器を用
いて、パーシャルレスポンス等化によって生じる可能な
状態推移のうちで最も確からしい状態推移を選択する最
尤復号によって原ディジタル情報を検出する方法が着目
されている。この方法を用いることによって、従来のビ
ットごとの判別に比べてより低い誤り率で信号を検出で
きる。以下では、この方法を総称してＰＲＭＬ方式（Pa
rtial-response Maximum-likelihood）と呼ぶことにす
る。
生されたＰＣＭ信号から原ディジタル情報を検出する方
法として、あらかじめ定めた特定の符号間干渉列が生じ
るようパーシャルレスポンス等化し、ビタビ復号器を用
いて、パーシャルレスポンス等化によって生じる可能な
状態推移のうちで最も確からしい状態推移を選択する最
尤復号によって原ディジタル情報を検出する方法が着目
されている。この方法を用いることによって、従来のビ
ットごとの判別に比べてより低い誤り率で信号を検出で
きる。以下では、この方法を総称してＰＲＭＬ方式（Pa
rtial-response Maximum-likelihood）と呼ぶことにす
る。
【０００３】パーシャルレスポンス等化によって与える
符号間干渉列としては、 ｛１，−１｝、｛１，０，−１｝、｛１，１，−１，−
１｝ などが知られている。以下ではこれらの方式を、それぞ
れ、PRML(1,-1)方式、PRML(1,0,-1)方式、PRML(1,1,-1,
-1)方式などと呼ぶことにする。
符号間干渉列としては、 ｛１，−１｝、｛１，０，−１｝、｛１，１，−１，−
１｝ などが知られている。以下ではこれらの方式を、それぞ
れ、PRML(1,-1)方式、PRML(1,0,-1)方式、PRML(1,1,-1,
-1)方式などと呼ぶことにする。
【０００４】PRML(1,-1)方式については、例えば、「ア
イ ビー エム ジャーナル オブリサーチ アンド デ
ベロップメント」（H.Kobayashi,"Application of prob
ablistic decoding to digital magnetic recording sy
stems",IBM Journal of Research and Development,Vo
l.15,No.1,pp.64-74,1972年1月）に記載されている。
イ ビー エム ジャーナル オブリサーチ アンド デ
ベロップメント」（H.Kobayashi,"Application of prob
ablistic decoding to digital magnetic recording sy
stems",IBM Journal of Research and Development,Vo
l.15,No.1,pp.64-74,1972年1月）に記載されている。
【０００５】またPRML(1,0,-1)方式は、パーシャルレス
ポンス・クラス４とも呼ばれ、磁気ディスクに応用され
た例が、「アイイーイーイー トランザクションズ オ
ンマグネチックス」（Thomas D. Howell, et.al.,"Erro
r rate performance of experimental gigabit per squ
are inch recording components",IEEE Transactions o
n Magnetics,Vol.26,No,5,pp.2298-2302,1990年9月）な
どに記載されている。
ポンス・クラス４とも呼ばれ、磁気ディスクに応用され
た例が、「アイイーイーイー トランザクションズ オ
ンマグネチックス」（Thomas D. Howell, et.al.,"Erro
r rate performance of experimental gigabit per squ
are inch recording components",IEEE Transactions o
n Magnetics,Vol.26,No,5,pp.2298-2302,1990年9月）な
どに記載されている。
【０００６】さらに、PRML(1,1,-1,-1)方式は、エクス
テンデッド・パーシャルレスポンス・クラス４（ＥＰＲ
４）とも呼ばれ、例えば、電子情報通信学会論文誌「２
Gb/in2高密度磁気ディスク技術」（二本他，Vol.J75-C-
II,No.11, pp.567-575,1992年11月）に記載されてい
る。
テンデッド・パーシャルレスポンス・クラス４（ＥＰＲ
４）とも呼ばれ、例えば、電子情報通信学会論文誌「２
Gb/in2高密度磁気ディスク技術」（二本他，Vol.J75-C-
II,No.11, pp.567-575,1992年11月）に記載されてい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、通信理論で
知られているように、最も高い確率で原ディジタル情報
を正しく検出する方法は、雑音が白色になるよう等化し
た後、整合フィルタを用いて相互相関を求めて検出す
る、白色化整合フィルタによる検出方法である。これ
は、雑音が白色になるようパーシャルレスポンス等化
し、整合フィルタによる検出に代えてビタビ復号で最尤
復号するＰＲＭＬ方式と等価である。
知られているように、最も高い確率で原ディジタル情報
を正しく検出する方法は、雑音が白色になるよう等化し
た後、整合フィルタを用いて相互相関を求めて検出す
る、白色化整合フィルタによる検出方法である。これ
は、雑音が白色になるようパーシャルレスポンス等化
し、整合フィルタによる検出に代えてビタビ復号で最尤
復号するＰＲＭＬ方式と等価である。
【０００８】しかしながら、上記した従来のＰＲＭＬ方
式の例は、パーシャルレスポンス等化によって与える符
号間干渉列が、０ないしは±１からなるものに限られて
いる。このため、雑音が白色になるようなパーシャルレ
スポンス等化とはならず、前述の白色化整合フィルタに
よる検出方法に比べて誤り率が悪くなってしまうという
課題がある。
式の例は、パーシャルレスポンス等化によって与える符
号間干渉列が、０ないしは±１からなるものに限られて
いる。このため、雑音が白色になるようなパーシャルレ
スポンス等化とはならず、前述の白色化整合フィルタに
よる検出方法に比べて誤り率が悪くなってしまうという
課題がある。
【０００９】また、雑音が白色になるようパーシャルレ
スポンス等化するためには、一般に符号間干渉列は極め
て長い系列になる。符号間干渉列の長さをＭとすれば、
ビタビ復号器の回路規模はおよそ２Mに比例して大きく
なる。したがって、このようなビタビ復号器は実現が困
難である。
スポンス等化するためには、一般に符号間干渉列は極め
て長い系列になる。符号間干渉列の長さをＭとすれば、
ビタビ復号器の回路規模はおよそ２Mに比例して大きく
なる。したがって、このようなビタビ復号器は実現が困
難である。
【００１０】さらに、雑音が白色になるようパーシャル
レスポンス等化するためには、符号間干渉列が簡単な整
数の系列ではなく、実数の系列になる。このため、パー
シャルレスポンス等化後の信号からアイパターンが形成
されず、したがってこの信号からディジタル情報の判別
に必要なＰＣＭ信号のシンボル周期に同期したクロック
を再生することが困難になるという課題もある。
レスポンス等化するためには、符号間干渉列が簡単な整
数の系列ではなく、実数の系列になる。このため、パー
シャルレスポンス等化後の信号からアイパターンが形成
されず、したがってこの信号からディジタル情報の判別
に必要なＰＣＭ信号のシンボル周期に同期したクロック
を再生することが困難になるという課題もある。
【００１１】そこで本発明は、上記課題を解決すべく、
従来のＰＲＭＬ方式と同等の回路規模で実現できるビタ
ビ復号器を用いて、白色化整合フィルタによる検出方法
に近い誤り率で原ディジタル情報を検出できる信号検出
装置を提供することを目的としている。
従来のＰＲＭＬ方式と同等の回路規模で実現できるビタ
ビ復号器を用いて、白色化整合フィルタによる検出方法
に近い誤り率で原ディジタル情報を検出できる信号検出
装置を提供することを目的としている。
【００１２】また、雑音が白色に近づくようパーシャル
レスポンス等化しても、ＰＣＭ信号のシンボル周期に同
期したクロックを再生が容易に行える信号検出装置を提
供することも目的としている。
レスポンス等化しても、ＰＣＭ信号のシンボル周期に同
期したクロックを再生が容易に行える信号検出装置を提
供することも目的としている。
【００１３】また本発明のさらなる目的は、低い誤り率
で原ディジタル情報を検出できる磁気再生装置を提供す
ることである。
で原ディジタル情報を検出できる磁気再生装置を提供す
ることである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達するため本
発明の信号検出装置は、伝送ないし再生されたＰＣＭ信
号に対するシンボル周期Ｔごとのインパルス応答が｛ｒ
1，ｒ2，・・・，ｒM｝（Ｍは２以上の整数）となるよ
う等化および標本化する信号処理手段と、前記信号処理
手段の出力信号から前記インパルス応答によって定まる
可能な状態推移のうちで最も確からしい状態推移を選択
して出力するビタビ復号手段とを備え、前記信号処理手
段の出力に含まれる雑音の電力密度スペクトルをＮ
（ｆ）としたとき、（数２）を最小にするよう前記イン
パルス応答｛ｒ1，ｒ2，・・・，ｒM｝が設定されたこ
とを特徴とするものである。
発明の信号検出装置は、伝送ないし再生されたＰＣＭ信
号に対するシンボル周期Ｔごとのインパルス応答が｛ｒ
1，ｒ2，・・・，ｒM｝（Ｍは２以上の整数）となるよ
う等化および標本化する信号処理手段と、前記信号処理
手段の出力信号から前記インパルス応答によって定まる
可能な状態推移のうちで最も確からしい状態推移を選択
して出力するビタビ復号手段とを備え、前記信号処理手
段の出力に含まれる雑音の電力密度スペクトルをＮ
（ｆ）としたとき、（数２）を最小にするよう前記イン
パルス応答｛ｒ1，ｒ2，・・・，ｒM｝が設定されたこ
とを特徴とするものである。
【００１５】
【数２】
【００１６】また、本発明の磁気再生装置は、磁気記録
媒体から再生されたＰＣＭ信号に対するシンボル周期Ｔ
ごとのインパルス応答が｛ｒ1，ｒ2，・・・，ｒM｝
（Ｍは２以上の整数）となるよう等化および標本化する
信号処理手段と、前記信号処理手段の出力信号から前記
インパルス応答によって定まる可能な状態推移のうちで
最も確からしい状態推移を選択して出力するビタビ復号
手段とを備え、前記信号処理手段の出力に含まれる雑音
の電力密度スペクトルをＮ（ｆ）としたとき、（数２）
を最小にするよう前記インパルス応答｛ｒ1，ｒ2，・・
・，ｒM｝が設定されたことを特徴とする。
媒体から再生されたＰＣＭ信号に対するシンボル周期Ｔ
ごとのインパルス応答が｛ｒ1，ｒ2，・・・，ｒM｝
（Ｍは２以上の整数）となるよう等化および標本化する
信号処理手段と、前記信号処理手段の出力信号から前記
インパルス応答によって定まる可能な状態推移のうちで
最も確からしい状態推移を選択して出力するビタビ復号
手段とを備え、前記信号処理手段の出力に含まれる雑音
の電力密度スペクトルをＮ（ｆ）としたとき、（数２）
を最小にするよう前記インパルス応答｛ｒ1，ｒ2，・・
・，ｒM｝が設定されたことを特徴とする。
【００１７】
【作用】本発明は上記した構成により、（数２）を最小
にするような符号間干渉列が設定されていることで符号
干渉列の長さＭの範囲内で最も誤り率を低くできるパー
シャルレスポンス等化がなされ、白色化整合フィルタに
よる検出方法により近い、低い誤り率で原ディジタル情
報を検出できる。また、ビタビ復号器の回路規模はおよ
そ２Mに比例するため、適切にＭを設定することで、小
さい回路規模のビタビ復号器で実現できる。
にするような符号間干渉列が設定されていることで符号
干渉列の長さＭの範囲内で最も誤り率を低くできるパー
シャルレスポンス等化がなされ、白色化整合フィルタに
よる検出方法により近い、低い誤り率で原ディジタル情
報を検出できる。また、ビタビ復号器の回路規模はおよ
そ２Mに比例するため、適切にＭを設定することで、小
さい回路規模のビタビ復号器で実現できる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
しながら説明する。図１は、本発明の信号検出装置の一
実施例の構成図である。図１において、伝送によって周
波数特性が劣化し雑音が加わったシンボル周期ＴのＰＣ
Ｍ信号が信号２０として入力される。信号２０は第１の
等化手段である等化回路１において、符号間干渉が抑圧
されるよう等化されて信号２１となる。
しながら説明する。図１は、本発明の信号検出装置の一
実施例の構成図である。図１において、伝送によって周
波数特性が劣化し雑音が加わったシンボル周期ＴのＰＣ
Ｍ信号が信号２０として入力される。信号２０は第１の
等化手段である等化回路１において、符号間干渉が抑圧
されるよう等化されて信号２１となる。
【００１９】ここで、等化回路１で符号間干渉が抑圧さ
れるよう等化するためには、等化回路１の周波数特性Ｋ
(f)は、伝送路の周波数特性をＨ(f)、ナイキスト基準を
満たす低域フィルタの周波数特性をＬ(f)としたとき、
次式を満たすようにすれば良い。
れるよう等化するためには、等化回路１の周波数特性Ｋ
(f)は、伝送路の周波数特性をＨ(f)、ナイキスト基準を
満たす低域フィルタの周波数特性をＬ(f)としたとき、
次式を満たすようにすれば良い。
【００２０】
【数３】
【００２１】信号２１は、第２の等化手段であるパーシ
ャルレスポンス等化回路２に入力される。パーシャルレ
スポンス等化回路２は、データのシンボル周期Ｔに等し
い期間だけ信号を遅延する遅延器３および４、それぞれ
信号をｒ1、ｒ2、ｒ3倍する係数器５、６、７および係
数器５、６、７の３つの信号を加算する加算回路８より
構成される。これにより、パーシャルレスポンス等化回
路２は、期間Ｔごとのインパルス応答が｛ｒ1,ｒ2,
ｒ3｝となる。
ャルレスポンス等化回路２に入力される。パーシャルレ
スポンス等化回路２は、データのシンボル周期Ｔに等し
い期間だけ信号を遅延する遅延器３および４、それぞれ
信号をｒ1、ｒ2、ｒ3倍する係数器５、６、７および係
数器５、６、７の３つの信号を加算する加算回路８より
構成される。これにより、パーシャルレスポンス等化回
路２は、期間Ｔごとのインパルス応答が｛ｒ1,ｒ2,
ｒ3｝となる。
【００２２】従って、パーシャルレスポンス等化回路２
の出力である信号２２は、符号間干渉列が｛ｒ1,ｒ2,ｒ
3｝となるようパーシャルレスポンス等化された信号と
なる。尚、｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝は、信号２４に含まれる雑
音の電力密度スペクトルをＮ(f)としたとき、（数２）
で表されるＰを最小にするよう設定されている。（数
２）において、本実施例の場合にはＭは３である。符号
間干渉列をこのように設定する理由については、後に詳
細に説明する。
の出力である信号２２は、符号間干渉列が｛ｒ1,ｒ2,ｒ
3｝となるようパーシャルレスポンス等化された信号と
なる。尚、｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝は、信号２４に含まれる雑
音の電力密度スペクトルをＮ(f)としたとき、（数２）
で表されるＰを最小にするよう設定されている。（数
２）において、本実施例の場合にはＭは３である。符号
間干渉列をこのように設定する理由については、後に詳
細に説明する。
【００２３】ところで、信号２１はクロック再生回路９
にも入力され、データのシンボル周期Ｔに同期したクロ
ック信号２３が再生される。信号２１は、等化回路１に
よって符号間干渉がないよう等化されているため、通常
のアイパターンを形成し得る信号であり、パーシャルレ
スポンス等化のインパルス応答には何等かかわりない。
したがって、信号の零クロス点で位相比較を行うＰＬＬ
回路などによって、信号２１より容易に安定したクロッ
ク信号が再生できる。
にも入力され、データのシンボル周期Ｔに同期したクロ
ック信号２３が再生される。信号２１は、等化回路１に
よって符号間干渉がないよう等化されているため、通常
のアイパターンを形成し得る信号であり、パーシャルレ
スポンス等化のインパルス応答には何等かかわりない。
したがって、信号の零クロス点で位相比較を行うＰＬＬ
回路などによって、信号２１より容易に安定したクロッ
ク信号が再生できる。
【００２４】さて、信号２２は、標本化器１０に入力さ
れる。標本化器１０は、クロック信号２３のタイミング
で信号２２を標本化し、信号２４を出力する。
れる。標本化器１０は、クロック信号２３のタイミング
で信号２２を標本化し、信号２４を出力する。
【００２５】信号２４は、ビタビ復号器１１に入力さ
れ、符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝によって定まる可能
な状態推移のうちで最も確からしい状態推移を選択し、
検出されたディジタル情報列２５を出力する。このビタ
ビ復号器の一般的な構成、動作については、例えば、
「プロシーディングス オブ ザ アイイーイーイー」
（G.D.Forney,"The Viterbi algorithm",Proceedings o
f the IEEE,Vol.61,No.3,pp268-278,1973年3月）に記載
されているため、ここでは詳細な説明は省略する。
れ、符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝によって定まる可能
な状態推移のうちで最も確からしい状態推移を選択し、
検出されたディジタル情報列２５を出力する。このビタ
ビ復号器の一般的な構成、動作については、例えば、
「プロシーディングス オブ ザ アイイーイーイー」
（G.D.Forney,"The Viterbi algorithm",Proceedings o
f the IEEE,Vol.61,No.3,pp268-278,1973年3月）に記載
されているため、ここでは詳細な説明は省略する。
【００２６】ところで、本実施例における一番のポイン
トは、符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝が（数２）で表さ
れるＰを最小にするよう設定されている点にある。（数
２）で表されるＰは、本実施例のビット誤り率を理論的
に近似するものである。このため、符号間干渉列｛ｒ1,
ｒ2,ｒ3｝が（数２）で表されるＰを最小にするよう設
定されているため、符号間干渉列の長さが３のＰＲＭＬ
方式のうちで、本実施例は最も低いビット誤り率で信号
が検出される。以下に、（数２）の導出について説明す
る。
トは、符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝が（数２）で表さ
れるＰを最小にするよう設定されている点にある。（数
２）で表されるＰは、本実施例のビット誤り率を理論的
に近似するものである。このため、符号間干渉列｛ｒ1,
ｒ2,ｒ3｝が（数２）で表されるＰを最小にするよう設
定されているため、符号間干渉列の長さが３のＰＲＭＬ
方式のうちで、本実施例は最も低いビット誤り率で信号
が検出される。以下に、（数２）の導出について説明す
る。
【００２７】図１における標本化器１０の出力信号２４
からビタビ復号器１１を経て信号２５までの系を、説明
のため、図２のモデルで表すことにする。図２におい
て、信号２４を信号成分と雑音成分とに分離して考える
と、等価モデル１２によって信号２４が得られると考え
ることができる。等価モデル１２においては、信号成分
は原ディジタル情報系列｛ｘi｝（ｘi＝１，または−
１）が、インパルス応答が｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝のパーシャ
ルレスポンス等化回路１３を経て得られる。一方雑音成
分は、雑音系列｛ｎi｝として表され、加算器１４で信
号成分と加算され、信号２４となる。この信号２４の信
号系列を｛ｓi｝とすれば、ｓiは次式で表すことができ
る。
からビタビ復号器１１を経て信号２５までの系を、説明
のため、図２のモデルで表すことにする。図２におい
て、信号２４を信号成分と雑音成分とに分離して考える
と、等価モデル１２によって信号２４が得られると考え
ることができる。等価モデル１２においては、信号成分
は原ディジタル情報系列｛ｘi｝（ｘi＝１，または−
１）が、インパルス応答が｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝のパーシャ
ルレスポンス等化回路１３を経て得られる。一方雑音成
分は、雑音系列｛ｎi｝として表され、加算器１４で信
号成分と加算され、信号２４となる。この信号２４の信
号系列を｛ｓi｝とすれば、ｓiは次式で表すことができ
る。
【００２８】
【数４】
【００２９】さて、検出された信号系列２５に誤りが発
生した時点から、符号間干渉列の長さＭ以上にわたって
誤りが発生しなくなるまでの、信号系列２５と原ディジ
タル情報系列｛ｘi｝との差系列を、誤り系列｛ｅ1,
ｅ2,・・・,ｅK｝とする。ここで、定義より、ｅ1は２また
は−２であり、その他のｅiは２，−２，ないしは０で
あり、また絶対値が２のｅi に挟まれた連続する０の個
数はＭ−１個以下である。この誤りが生じるという誤り
事象をＥと表すことにする。このとき、誤り事象Ｅが発
生する確率Ｐ(E)は、おおむね次の式で表されることが
できる。
生した時点から、符号間干渉列の長さＭ以上にわたって
誤りが発生しなくなるまでの、信号系列２５と原ディジ
タル情報系列｛ｘi｝との差系列を、誤り系列｛ｅ1,
ｅ2,・・・,ｅK｝とする。ここで、定義より、ｅ1は２また
は−２であり、その他のｅiは２，−２，ないしは０で
あり、また絶対値が２のｅi に挟まれた連続する０の個
数はＭ−１個以下である。この誤りが生じるという誤り
事象をＥと表すことにする。このとき、誤り事象Ｅが発
生する確率Ｐ(E)は、おおむね次の式で表されることが
できる。
【００３０】
【数５】
【００３１】ここで、係数２／２mは、誤り事象Ｅが起
こり得る原ディジタル情報系列が送られる確率である。
たとえば、原ディジタル情報系列を｛ｘ1,ｘ2,ｘ3｝と
し、誤り系列を｛２，０，−２｝とする。このとき、こ
の誤り系列が起こり得るためには、ｘ1は"-1"でなけれ
ばならず、ｘ3は"1"でなけらばならない。ｘiは"１"と"
−１"が等確率で発生すると考えられるため、このよう
な原ディジタル情報系列が送られる確率は１／２2とな
る。
こり得る原ディジタル情報系列が送られる確率である。
たとえば、原ディジタル情報系列を｛ｘ1,ｘ2,ｘ3｝と
し、誤り系列を｛２，０，−２｝とする。このとき、こ
の誤り系列が起こり得るためには、ｘ1は"-1"でなけれ
ばならず、ｘ3は"1"でなけらばならない。ｘiは"１"と"
−１"が等確率で発生すると考えられるため、このよう
な原ディジタル情報系列が送られる確率は１／２2とな
る。
【００３２】また、（数５）において、Ｐd(E)は、ビタ
ビ復号器１１においてこのような誤り系列のディジタル
情報系列が最も確からしいとして復号されてしまう確率
である。これは信号２４の信号系列を｛ｓi｝で表した
とき、ビタビ復号の原理より、次式が成立するときのみ
に発生する。
ビ復号器１１においてこのような誤り系列のディジタル
情報系列が最も確からしいとして復号されてしまう確率
である。これは信号２４の信号系列を｛ｓi｝で表した
とき、ビタビ復号の原理より、次式が成立するときのみ
に発生する。
【００３３】
【数６】
【００３４】（数６）は、（数４）を参照して次の（数
７）のように簡単化される。
７）のように簡単化される。
【００３５】
【数７】
【００３６】ここで、雑音系列ｎiの確率密度分布がガ
ウス分布であるとすれば、（数７）の右辺もガウス分布
となる。したがって、（数７）の成立する確率、すなわ
ち（数５）におけるＰd(E)は、誤差補関数Ｑ(x)を用い
て次式で与えられる。
ウス分布であるとすれば、（数７）の右辺もガウス分布
となる。したがって、（数７）の成立する確率、すなわ
ち（数５）におけるＰd(E)は、誤差補関数Ｑ(x)を用い
て次式で与えられる。
【００３７】
【数８】
【００３８】しかし、（数８）における２乗平均値はこ
のままの形では計算できない。そこで、パーセバルの定
理を用いて周波数領域に変換し、次式を得る。
のままの形では計算できない。そこで、パーセバルの定
理を用いて周波数領域に変換し、次式を得る。
【００３９】
【数９】
【００４０】（数９）において、Ｎ(f)は雑音系列
｛ｎi｝の電力密度スペクトルであり、これは図１の入
力信号２０に含まれる雑音の電力密度スペクトルから求
められる。したがって、（数９）を用いることでＰd(E)
が計算でき、（数５）の誤り事象Ｅが発生する確率Ｐ
(E)が求められる。また、誤り事象Ｅによるビット誤り
率は、Ｐ(E)に誤りビット数ｍを乗じたｍ・Ｐ(E)で求め
られる。
｛ｎi｝の電力密度スペクトルであり、これは図１の入
力信号２０に含まれる雑音の電力密度スペクトルから求
められる。したがって、（数９）を用いることでＰd(E)
が計算でき、（数５）の誤り事象Ｅが発生する確率Ｐ
(E)が求められる。また、誤り事象Ｅによるビット誤り
率は、Ｐ(E)に誤りビット数ｍを乗じたｍ・Ｐ(E)で求め
られる。
【００４１】さて、以上のことから、検出された信号２
５のビット誤り率は、ｍ・Ｐ(E)をすべての誤り事象に
ついて求め、加算すればよい。しかしながら、長い誤り
系列の誤り事象は、全体のビット誤り率に及ぼす影響が
小さいため、長さＫ（Ｋは整数）までの誤り事象のみ考
慮することにより、（数２）でＰＲＭＬ方式のビット誤
り率が求められる。なお、考慮する誤り系列の長さＫ
は、通常５ビット程度で十分である。
５のビット誤り率は、ｍ・Ｐ(E)をすべての誤り事象に
ついて求め、加算すればよい。しかしながら、長い誤り
系列の誤り事象は、全体のビット誤り率に及ぼす影響が
小さいため、長さＫ（Ｋは整数）までの誤り事象のみ考
慮することにより、（数２）でＰＲＭＬ方式のビット誤
り率が求められる。なお、考慮する誤り系列の長さＫ
は、通常５ビット程度で十分である。
【００４２】本実施例では、符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,ｒ
3｝が（数２）のＰを最小にするよう設定されている。
このような符号間干渉列は、図１の入力信号２０に含ま
れる雑音の電力密度スペクトルから、計算機をもちいれ
ば容易に求めることができる。（数２）で表されるＰ
は、これまで説明したように、本実施例のビット誤り率
を理論的に近似するものである。このため、符号間干渉
列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝が（数２）で表されるＰを最小にす
るよう設定されているため、符号間干渉列の長さが３の
ＰＲＭＬ方式のうちで、本実施例は最も低いビット誤り
率で信号が検出されるという効果がある。
3｝が（数２）のＰを最小にするよう設定されている。
このような符号間干渉列は、図１の入力信号２０に含ま
れる雑音の電力密度スペクトルから、計算機をもちいれ
ば容易に求めることができる。（数２）で表されるＰ
は、これまで説明したように、本実施例のビット誤り率
を理論的に近似するものである。このため、符号間干渉
列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝が（数２）で表されるＰを最小にす
るよう設定されているため、符号間干渉列の長さが３の
ＰＲＭＬ方式のうちで、本実施例は最も低いビット誤り
率で信号が検出されるという効果がある。
【００４３】また、ビタビ復号器の回路規模は、符号間
干渉列の長さをＭとすればおよそ２ Mに比例して大きく
なる。本実施例ではＭ＝３であり、従来のPRML(1,0,-1)
とほぼ同等の回路規模ながら、より低い誤り率で信号が
検出できるのである。
干渉列の長さをＭとすればおよそ２ Mに比例して大きく
なる。本実施例ではＭ＝３であり、従来のPRML(1,0,-1)
とほぼ同等の回路規模ながら、より低い誤り率で信号が
検出できるのである。
【００４４】また、このようにして設定した符号間干渉
列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝は、簡単な整数の系列とはならな
い。このため、パーシャルレスポンス等化された信号２
２はアイパターンを形成せず、この信号からデータのシ
ンボル周期Ｔに同期したクロックを再生することは困難
である。しかしながら、本実施例では、符号間干渉を抑
圧された信号２１からクロック再生回路９において容易
に安定なクロックが再生できるという特徴もある。
列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝は、簡単な整数の系列とはならな
い。このため、パーシャルレスポンス等化された信号２
２はアイパターンを形成せず、この信号からデータのシ
ンボル周期Ｔに同期したクロックを再生することは困難
である。しかしながら、本実施例では、符号間干渉を抑
圧された信号２１からクロック再生回路９において容易
に安定なクロックが再生できるという特徴もある。
【００４５】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。図３は、本発明の磁気再生装置の一実施例の構成
図である。図３において、図１に示した先の信号検出装
置の実施例と同一機能のブロックおよび信号には同番号
を付した。図３に示した本実施例では、磁気記録再生で
は直流近傍の信号が再生できないことに特に配慮して信
号を検出する構成となっている。
する。図３は、本発明の磁気再生装置の一実施例の構成
図である。図３において、図１に示した先の信号検出装
置の実施例と同一機能のブロックおよび信号には同番号
を付した。図３に示した本実施例では、磁気記録再生で
は直流近傍の信号が再生できないことに特に配慮して信
号を検出する構成となっている。
【００４６】図３において、ＰＣＭ信号が記録された磁
気記録媒体３１から、磁気ヘッド３２によって信号が読
み取られ、増幅回路３３で増幅された信号２０は、等化
回路１９に入力される。ここで、等化回路１９の周波数
特性Ｋ(f)は、記録から信号２０に至るまでの周波数特
性をＨ(f)、ナイキスト基準を満たす低域フィルタの周
波数特性をＬ(f)としたとき、次式で表される。
気記録媒体３１から、磁気ヘッド３２によって信号が読
み取られ、増幅回路３３で増幅された信号２０は、等化
回路１９に入力される。ここで、等化回路１９の周波数
特性Ｋ(f)は、記録から信号２０に至るまでの周波数特
性をＨ(f)、ナイキスト基準を満たす低域フィルタの周
波数特性をＬ(f)としたとき、次式で表される。
【００４７】
【数１０】
【００４８】（数１０）において、Ｊ(f)は直流近傍の
成分を除去する直流遮断特性を持つ特性である。これ
は、磁気記録再生では直流近傍の信号が再生できないこ
とから、先の実施例と同様に等化回路１９の特性を（数
３）のようにすると、直流近傍の雑音が極端に強調され
てしまうためである。
成分を除去する直流遮断特性を持つ特性である。これ
は、磁気記録再生では直流近傍の信号が再生できないこ
とから、先の実施例と同様に等化回路１９の特性を（数
３）のようにすると、直流近傍の雑音が極端に強調され
てしまうためである。
【００４９】等化回路１９の出力である信号２８は、
（数１０）の特性により直流近傍の成分が除去されてい
るため、符号間干渉が残留している。この信号２８は量
子化帰還等化器１５に入力される。量子化帰還等化器１
５は、加算回路１６、判別回路１８、低域通過フィルタ
１７より構成される。低域通過フィルタ１７の周波数特
性Ｉ(f)は、先に除去した直流近傍の成分を補うよう
（数１１）の特性となっている。
（数１０）の特性により直流近傍の成分が除去されてい
るため、符号間干渉が残留している。この信号２８は量
子化帰還等化器１５に入力される。量子化帰還等化器１
５は、加算回路１６、判別回路１８、低域通過フィルタ
１７より構成される。低域通過フィルタ１７の周波数特
性Ｉ(f)は、先に除去した直流近傍の成分を補うよう
（数１１）の特性となっている。
【００５０】
【数１１】
【００５１】このため、量子化帰還等化器１５の出力で
ある信号２１は、符号間干渉のない信号となっている。
また、量子化帰還等化器１５では判別回路１８によって
判別された信号を低域通過フィルタ１７に帰還するた
め、信号２１は直流近傍の雑音を強調することなく符号
間干渉のみ抑圧されている。信号２１から後、信号２５
に至る系の動作は図１の先の実施例と全く同様であるた
め、説明は省略する。
ある信号２１は、符号間干渉のない信号となっている。
また、量子化帰還等化器１５では判別回路１８によって
判別された信号を低域通過フィルタ１７に帰還するた
め、信号２１は直流近傍の雑音を強調することなく符号
間干渉のみ抑圧されている。信号２１から後、信号２５
に至る系の動作は図１の先の実施例と全く同様であるた
め、説明は省略する。
【００５２】以上のように本実施例の磁気再生装置は、
磁気記録再生では直流近傍の信号が再生できないことか
ら、等化回路１９および量子化帰還等化器１５とによ
り、直流近傍の雑音を強調することなく符号間干渉のみ
抑圧し、この信号から符号間干渉列の長さが３のＰＲＭ
Ｌ方式のうちで最も低いビット誤り率で信号が検出でき
るよう、（数２）によって符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,
ｒ3｝が設定されている。これによって、通常に等化す
る場合に比べて一層効果的である。
磁気記録再生では直流近傍の信号が再生できないことか
ら、等化回路１９および量子化帰還等化器１５とによ
り、直流近傍の雑音を強調することなく符号間干渉のみ
抑圧し、この信号から符号間干渉列の長さが３のＰＲＭ
Ｌ方式のうちで最も低いビット誤り率で信号が検出でき
るよう、（数２）によって符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,
ｒ3｝が設定されている。これによって、通常に等化す
る場合に比べて一層効果的である。
【００５３】磁気記録再生系は、高密度記録になるほど
信号の周波数特性が大きく劣化するため、本実施例は極
めて有効である。例えば、磁気記録媒体上の１ビット長
さが0.2ミクロン程度で高密度記録された磁気再生装置
においては、本実施例の符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝
は｛0.4,0.75,0.53｝であり、この時従来のPRML(1,0,-
1)方式に比べて、およそ１０ｄＢ悪いＳＮ比でも同等の
誤り率で信号が検出できる。
信号の周波数特性が大きく劣化するため、本実施例は極
めて有効である。例えば、磁気記録媒体上の１ビット長
さが0.2ミクロン程度で高密度記録された磁気再生装置
においては、本実施例の符号間干渉列｛ｒ1,ｒ2,ｒ3｝
は｛0.4,0.75,0.53｝であり、この時従来のPRML(1,0,-
1)方式に比べて、およそ１０ｄＢ悪いＳＮ比でも同等の
誤り率で信号が検出できる。
【００５４】なお、以上に述べた本発明の２つの実施例
では、符号間干渉列の長さが３であったが本発明はこれ
に限られるものではない。符号間干渉列の長さをより長
くして（数２）を最小にするよう設定すれば、白色化整
合フィルタによる検出方法に一層近い誤り率で原ディジ
タル情報を検出できる。また、上記２つの実施例では信
号２１をパーシャルレスポンス等化回路２に入力してそ
の出力信号を標本化器１０で標本化する構成であった
が、信号２１を標本化し、標本化された信号をパーシャ
ルレスポンス等化するようにしてもよい。
では、符号間干渉列の長さが３であったが本発明はこれ
に限られるものではない。符号間干渉列の長さをより長
くして（数２）を最小にするよう設定すれば、白色化整
合フィルタによる検出方法に一層近い誤り率で原ディジ
タル情報を検出できる。また、上記２つの実施例では信
号２１をパーシャルレスポンス等化回路２に入力してそ
の出力信号を標本化器１０で標本化する構成であった
が、信号２１を標本化し、標本化された信号をパーシャ
ルレスポンス等化するようにしてもよい。
【００５５】
【発明の効果】本発明は以上のように、従来のＰＲＭＬ
方式と同等の回路規模で実現できるビタビ復号器を用い
て、白色化整合フィルタによる検出方法に近い低い誤り
率で原ディジタル情報を検出できる。また、パーシャル
レスポンス等化しても、ＰＣＭ信号のシンボル周期に同
期したクロックを再生が容易に行える。さらに、本発明
の磁気再生装置では、記録された情報を従来方式に比べ
て極めて低い誤り率で検出できる。
方式と同等の回路規模で実現できるビタビ復号器を用い
て、白色化整合フィルタによる検出方法に近い低い誤り
率で原ディジタル情報を検出できる。また、パーシャル
レスポンス等化しても、ＰＣＭ信号のシンボル周期に同
期したクロックを再生が容易に行える。さらに、本発明
の磁気再生装置では、記録された情報を従来方式に比べ
て極めて低い誤り率で検出できる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す構成図
【図２】第１の実施例を説明するモデル図
【図３】本発明の第２の実施例を示す構成図
１ 等化回路 ２ パーシャルレスポンス等化回路 ９ クロック再生回路 １０ 標本化器 １１ ビタビ復号器 １５ 量子化帰還等化器 １９ 等化回路
Claims (4)
- 【請求項１】伝送ないし再生されたＰＣＭ信号に対する
シンボル周期Ｔごとのインパルス応答が｛ｒ1，ｒ2，・
・・，ｒM｝（Ｍは２以上の整数）となるよう等化およ
び標本化する信号処理手段と、前記信号処理手段の出力
信号から前記インパルス応答によって定まる可能な状態
推移のうちで最も確からしい状態推移を選択して出力す
るビタビ復号手段とを備え、前記信号処理手段の出力に
含まれる雑音の電力密度スペクトルをＮ（ｆ）としたと
き、以下の（数１）を最小にするよう前記インパルス応
答｛ｒ1，ｒ2，・・・，ｒM｝が設定されたことを特徴
とする信号検出装置。 【数１】 - 【請求項２】信号処理手段は、符号間干渉を抑圧するよ
う等化する第１の等化手段と、第１の等化手段の出力を
入力としインパルス応答が｛ｒ1，ｒ2，・・・，ｒM｝
である第２の等化手段と、前記第１の等化手段の出力か
ら周期がシンボル周期Ｔに等しいクロック信号を発生す
るクロック発生手段と、前記クロック信号で前記第２の
等化手段の出力を標本化する標本化手段とを備えたこと
を特徴とする請求項１記載の信号検出装置。 - 【請求項３】磁気記録媒体から再生されたＰＣＭ信号に
対するシンボル周期Ｔごとのインパルス応答が｛ｒ1，
ｒ2，・・・，ｒM｝（Ｍは２以上の整数）となるよう等
化および標本化する信号処理手段と、前記信号処理手段
の出力信号から前記インパルス応答によって定まる可能
な状態推移のうちで最も確からしい状態推移を選択して
出力するビタビ復号手段とを備え、前記信号処理手段の
出力に含まれる雑音の電力密度スペクトルをＮ（ｆ）と
したとき、（数１）を最小にするよう前記インパルス応
答｛ｒ1，ｒ2，・・・，ｒM｝が設定されたことを特徴
とする磁気再生装置。 - 【請求項４】信号処理手段は、符号間干渉を抑圧するよ
う等化する特性から直流近傍の信号を除去する特性を備
えた第１の等化手段と、直流近傍の信号を再生する量子
化帰還等化手段と、前記量子化帰還等化手段の出力を入
力としインパルス応答が｛ｒ1，ｒ2，・・・，ｒM｝で
ある第２の等化手段とを備えたことを特徴とする請求項
３記載の磁気再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14172393A JPH06350485A (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | 信号検出装置及び磁気再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14172393A JPH06350485A (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | 信号検出装置及び磁気再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06350485A true JPH06350485A (ja) | 1994-12-22 |
Family
ID=15298711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14172393A Pending JPH06350485A (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | 信号検出装置及び磁気再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06350485A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2007091363A1 (ja) * | 2006-02-07 | 2009-07-02 | パイオニア株式会社 | 適応ディジタルフィルタ及び受信装置 |
-
1993
- 1993-06-14 JP JP14172393A patent/JPH06350485A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2007091363A1 (ja) * | 2006-02-07 | 2009-07-02 | パイオニア株式会社 | 適応ディジタルフィルタ及び受信装置 |
| JP4532568B2 (ja) * | 2006-02-07 | 2010-08-25 | パイオニア株式会社 | 適応ディジタルフィルタ及び受信装置 |
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