JPH06350484A - デュアルモード増幅器ネットワーク - Google Patents
デュアルモード増幅器ネットワークInfo
- Publication number
- JPH06350484A JPH06350484A JP6117710A JP11771094A JPH06350484A JP H06350484 A JPH06350484 A JP H06350484A JP 6117710 A JP6117710 A JP 6117710A JP 11771094 A JP11771094 A JP 11771094A JP H06350484 A JPH06350484 A JP H06350484A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- mode
- network
- switch
- path
- coupled
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 デジタルおよびアナログ変調システムの双方
において効率的に動作するデュアルモード電力増幅ネッ
トワークを実現する。 【構成】 本発明のデュアルモード増幅ネットワークは
例えばＵＳデジタルセルラモードおよびＦＭアナログセ
ルラモードの双方において効率的に動作する。複数の切
換え可能な分岐（１１０および１２０）によって前記Ｕ
Ｓデジタルセルラモードにおいてはアイソレータ（１０
３）を備えた１つの分岐（１１０）が使用でき、一方他
方の分岐（１２０）は切り離される。アナログモードに
おいては、送信フィルタ分岐（１２０）が使用され、一
方前記アイソレータ分岐（１１０）は切り離される。
において効率的に動作するデュアルモード電力増幅ネッ
トワークを実現する。 【構成】 本発明のデュアルモード増幅ネットワークは
例えばＵＳデジタルセルラモードおよびＦＭアナログセ
ルラモードの双方において効率的に動作する。複数の切
換え可能な分岐（１１０および１２０）によって前記Ｕ
Ｓデジタルセルラモードにおいてはアイソレータ（１０
３）を備えた１つの分岐（１１０）が使用でき、一方他
方の分岐（１２０）は切り離される。アナログモードに
おいては、送信フィルタ分岐（１２０）が使用され、一
方前記アイソレータ分岐（１１０）は切り離される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には増幅器の分
野に関し、かつより特定的には増幅器の回路の切換えに
関する。
野に関し、かつより特定的には増幅器の回路の切換えに
関する。
【０００２】
【従来の技術】付加的なサービスを提供する要望ととも
にセルラ無線電話の数の急激な増大に応じて、改善され
た通信技術、すなわち時分割マルチアクセス（ＴＤＭ
Ａ）の使用が促進されている。ＴＤＭＡはデジタル変調
および音声符号化技術の使用により現行のアナログシス
テムに対しシステムの能力を増大させる。ＴＤＭＡ通信
チャネルは数多くのタイムスロットからなるが、ＴＤＭ
Ａシステムにおいて作動する無線電話は３つごとの（ｅ
ｖｅｒｙ ｔｈｉｒｄ）タイムスロットを使用するに過
ぎない。
にセルラ無線電話の数の急激な増大に応じて、改善され
た通信技術、すなわち時分割マルチアクセス（ＴＤＭ
Ａ）の使用が促進されている。ＴＤＭＡはデジタル変調
および音声符号化技術の使用により現行のアナログシス
テムに対しシステムの能力を増大させる。ＴＤＭＡ通信
チャネルは数多くのタイムスロットからなるが、ＴＤＭ
Ａシステムにおいて作動する無線電話は３つごとの（ｅ
ｖｅｒｙ ｔｈｉｒｄ）タイムスロットを使用するに過
ぎない。
【０００３】リニア変調技術、すなわちπ／４シフト差
分４相位相シフトキーイング（π／４ ＤＱＰＳＫ）、
は前記チャネルによってデジタル情報を送信するために
使用されている。合衆国デジタルセルラ（ＵＳＤＣ）シ
ステムにおいてリニア変調を使用することにより４８．
６ｋｂｐｓのチャネルデータレートの使用を可能にする
スペクトル効率が得られる。π／４ ＤＱＰＳＫはデー
タ情報を、一般にシンボル（ｓｙｍｂｏｌｓ）として知
られた、連続する対のビットをグレイ符号化（ｇｒａｙ
ｅｎｃｏｄｉｎｇ）に基づき４つの位相角（±π／
４，±３π／４）の内の１つに符号化することにより送
信する。これらの角度は次に差分的に（ｄｉｆｆｅｒｅ
ｎｔｉａｌｌｙ）符号化されて８ポイントの符号集団
（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を生成する。
分４相位相シフトキーイング（π／４ ＤＱＰＳＫ）、
は前記チャネルによってデジタル情報を送信するために
使用されている。合衆国デジタルセルラ（ＵＳＤＣ）シ
ステムにおいてリニア変調を使用することにより４８．
６ｋｂｐｓのチャネルデータレートの使用を可能にする
スペクトル効率が得られる。π／４ ＤＱＰＳＫはデー
タ情報を、一般にシンボル（ｓｙｍｂｏｌｓ）として知
られた、連続する対のビットをグレイ符号化（ｇｒａｙ
ｅｎｃｏｄｉｎｇ）に基づき４つの位相角（±π／
４，±３π／４）の内の１つに符号化することにより送
信する。これらの角度は次に差分的に（ｄｉｆｆｅｒｅ
ｎｔｉａｌｌｙ）符号化されて８ポイントの符号集団
（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を生成する。
【０００４】合衆国デジタルセルラシステムにおいて使
用するために設計された無線電話はアナログモードおよ
びデジタルモードの双方で動作することが要求される。
デジタルモードはπ／４ ＤＱＰＳＫ変調を使用し、か
つリニア送信機を使用して実施できる。アナログモード
は伝統的な周波数変調を使用しかつより効率の高いノン
リニア送信機を使用可能にする。
用するために設計された無線電話はアナログモードおよ
びデジタルモードの双方で動作することが要求される。
デジタルモードはπ／４ ＤＱＰＳＫ変調を使用し、か
つリニア送信機を使用して実施できる。アナログモード
は伝統的な周波数変調を使用しかつより効率の高いノン
リニア送信機を使用可能にする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】前記リニア送信機はノ
ンリニア送信機のようにその平均電力出力において効率
的ではない。しかしながら、ＤＱＰＳＫ変調が使用され
る場合はこのことは問題ではなく、それはこのモードで
動作する送信機は１／３のデューティサイクルでスイッ
チングされるからである。このデューティサイクルは各
々の３つの内の１つのタイムスロットの間のみ前記送信
機が動作しているに過ぎないことの結果である。前記送
信機は１／３の時間のみオンとなるから、前記送信機に
おける電流ドレインは実際に現存のＦＭ製品における送
信機のものより小さい。
ンリニア送信機のようにその平均電力出力において効率
的ではない。しかしながら、ＤＱＰＳＫ変調が使用され
る場合はこのことは問題ではなく、それはこのモードで
動作する送信機は１／３のデューティサイクルでスイッ
チングされるからである。このデューティサイクルは各
々の３つの内の１つのタイムスロットの間のみ前記送信
機が動作しているに過ぎないことの結果である。前記送
信機は１／３の時間のみオンとなるから、前記送信機に
おける電流ドレインは実際に現存のＦＭ製品における送
信機のものより小さい。
【０００６】しかしながら、リニア送信機が連続的なＦ
Ｍと共に同じ平均電力レベルで使用される場合に問題が
生じる。この送信機は効率が低くかつ伝統的なＦＭ送信
機よりも多くの電流を消費する。
Ｍと共に同じ平均電力レベルで使用される場合に問題が
生じる。この送信機は効率が低くかつ伝統的なＦＭ送信
機よりも多くの電流を消費する。
【０００７】したがって、本発明の目的はデジタル変調
システムおよびアナログ変調システムの双方において効
率的に動作するデュアルモード電力増幅器ネットワーク
を提供することにある。
システムおよびアナログ変調システムの双方において効
率的に動作するデュアルモード電力増幅器ネットワーク
を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段および作用】本発明は２つ
の経路を有するデュアルモードのネットワークを含む。
第１の経路は前記ネットワークの入力にかつアイソレー
ション手段に結合された第１のスイッチング手段を有す
る。第２のスイッチング手段は前記アイソレーション手
段をネットワーク出力に結合する。第３のスイッチング
手段は、前記第２の経路において、ネットワーク入力を
ろ波手段に結合する。第４のスイッチング手段は前記ろ
波手段を前記ネットワーク出力に結合する。
の経路を有するデュアルモードのネットワークを含む。
第１の経路は前記ネットワークの入力にかつアイソレー
ション手段に結合された第１のスイッチング手段を有す
る。第２のスイッチング手段は前記アイソレーション手
段をネットワーク出力に結合する。第３のスイッチング
手段は、前記第２の経路において、ネットワーク入力を
ろ波手段に結合する。第４のスイッチング手段は前記ろ
波手段を前記ネットワーク出力に結合する。
【０００９】上記構成においては、電力増幅器が前記ア
イソレーション手段を有する経路をドライブしている間
に、前記第３および第４のスイッチング手段がオープン
になり、前記ろ波手段が電力増幅器の負荷となることを
防止する。これに対し、上記ネットワークが例えばアナ
ログセルラモードの無線電話に使用される場合は、前記
第１および第２のスイッチング手段はオープンにされ、
第３および第４のスイッチング手段が閉じられる。これ
らよって前記アイソレーション手段を含む経路が電力増
幅器の負荷となることが防止される。これらの動作によ
って前記アイソレーション手段により電力増幅器に与え
られる出力インピーダンスが予測可能となり、送信機の
リニアリティ要求が緩和される。また、電力増幅器の損
失が少なくなりより低い平均電力レベルで動作可能にな
る。
イソレーション手段を有する経路をドライブしている間
に、前記第３および第４のスイッチング手段がオープン
になり、前記ろ波手段が電力増幅器の負荷となることを
防止する。これに対し、上記ネットワークが例えばアナ
ログセルラモードの無線電話に使用される場合は、前記
第１および第２のスイッチング手段はオープンにされ、
第３および第４のスイッチング手段が閉じられる。これ
らよって前記アイソレーション手段を含む経路が電力増
幅器の負荷となることが防止される。これらの動作によ
って前記アイソレーション手段により電力増幅器に与え
られる出力インピーダンスが予測可能となり、送信機の
リニアリティ要求が緩和される。また、電力増幅器の損
失が少なくなりより低い平均電力レベルで動作可能にな
る。
【００１０】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につき
説明する。図１には、本発明の一実施例に係わるデュア
ルモードネットワークが示されている。このネットワー
ク（１００）は前記π／４ ＤＱＰＳＫ変調モードおよ
び前記ＦＭモードの双方において同じ送信機から高い効
率および良好なリニアリティを提供する。
説明する。図１には、本発明の一実施例に係わるデュア
ルモードネットワークが示されている。このネットワー
ク（１００）は前記π／４ ＤＱＰＳＫ変調モードおよ
び前記ＦＭモードの双方において同じ送信機から高い効
率および良好なリニアリティを提供する。
【００１１】図１を参照すると、ネットワーク（１０
０）はバンドパスフィルタ（１０１）と２つの分岐経路
またはブランチ（１１０および１２０）に結合された電
力増幅器（１０２）を具備する。前記バンドパスフィル
タ（１０１）は、前記電力増幅器（１０２）の出力にお
いて、８６９〜８９４ＭＨｚの周波数範囲において、送
信されるべき信号におけるノイズを−８０ｄＢｍより低
く保つ。
０）はバンドパスフィルタ（１０１）と２つの分岐経路
またはブランチ（１１０および１２０）に結合された電
力増幅器（１０２）を具備する。前記バンドパスフィル
タ（１０１）は、前記電力増幅器（１０２）の出力にお
いて、８６９〜８９４ＭＨｚの周波数範囲において、送
信されるべき信号におけるノイズを−８０ｄＢｍより低
く保つ。
【００１２】好ましい本実施例における、前記電力増幅
器（１０２）は３段ＧａＡｓＦＥＴのものであり、典型
的な例は富士通製のＦＭＣ０８０８０２型である。この
電力増幅器（１０２）はその入力に印加される信号の増
幅という仕事を行なう。
器（１０２）は３段ＧａＡｓＦＥＴのものであり、典型
的な例は富士通製のＦＭＣ０８０８０２型である。この
電力増幅器（１０２）はその入力に印加される信号の増
幅という仕事を行なう。
【００１３】π／４ ＤＱＰＳＫモードにおいて使用さ
れるネットワーク（１００）の前記ブランチ（１１０）
はアイソレータ（１０３）を含んでおり、該アイソレー
タ（１０３）はスイッチ（１０６）を介して電力増幅器
（１０２）の出力に結合されている。アイソレータ（１
０３）の出力は他のスイッチ（１０７）を介してアンテ
ナ（１０５）に結合されている。好ましい本実施例にお
いては、前記アイソレータ（１０３）は７７９ＭＨｚ〜
８９４ＭＨｚの周波数範囲で動作する広帯域アイソレー
タである。そのようなアイソレータの典型的な例はＴＤ
Ｋ製のＣＵ４１Ｋ２型である。前記アイソレータ（１０
３）は外部信号が電力増幅器において混合しスプリアス
放射を生じることを防止する責務を有する。
れるネットワーク（１００）の前記ブランチ（１１０）
はアイソレータ（１０３）を含んでおり、該アイソレー
タ（１０３）はスイッチ（１０６）を介して電力増幅器
（１０２）の出力に結合されている。アイソレータ（１
０３）の出力は他のスイッチ（１０７）を介してアンテ
ナ（１０５）に結合されている。好ましい本実施例にお
いては、前記アイソレータ（１０３）は７７９ＭＨｚ〜
８９４ＭＨｚの周波数範囲で動作する広帯域アイソレー
タである。そのようなアイソレータの典型的な例はＴＤ
Ｋ製のＣＵ４１Ｋ２型である。前記アイソレータ（１０
３）は外部信号が電力増幅器において混合しスプリアス
放射を生じることを防止する責務を有する。
【００１４】前記ＦＭモードにおいて使用されるネット
ワーク（１００）のブランチ（１０２）はスイッチ（１
０８）を介して電力増幅器（１０２）の出力に結合され
かつまた他のスイッチ（１０９）を介してアンテナ（１
０５）に結合されたバンドパス送信フィルタ（１０４）
を含む。この送信フィルタ（１０４）は８２４．００Ｍ
Ｈｚ〜８４９．００ＭＨｚの範囲の通過帯域を有する。
ワーク（１００）のブランチ（１０２）はスイッチ（１
０８）を介して電力増幅器（１０２）の出力に結合され
かつまた他のスイッチ（１０９）を介してアンテナ（１
０５）に結合されたバンドパス送信フィルタ（１０４）
を含む。この送信フィルタ（１０４）は８２４．００Ｍ
Ｈｚ〜８４９．００ＭＨｚの範囲の通過帯域を有する。
【００１５】各々のブランチ（１１０および１２０）に
おけるスイッチ（１０６〜１０９）はマイクロプロセッ
サ（１３０）によって制御される。これらのスイッチ
（１０６〜１０９）は、好ましい本実施例においては、
ピンダイオードＲＦスイッチである。他の実施例ではＦ
ＥＴ ＲＦスイッチのような他の形式の制御可能なスイ
ッチを使用することができ、あるいは電力増幅器（１０
２）から各ブランチを適切な時間に分離する他の方法を
使用することもできる。
おけるスイッチ（１０６〜１０９）はマイクロプロセッ
サ（１３０）によって制御される。これらのスイッチ
（１０６〜１０９）は、好ましい本実施例においては、
ピンダイオードＲＦスイッチである。他の実施例ではＦ
ＥＴ ＲＦスイッチのような他の形式の制御可能なスイ
ッチを使用することができ、あるいは電力増幅器（１０
２）から各ブランチを適切な時間に分離する他の方法を
使用することもできる。
【００１６】動作においては、本発明のネットワークが
デジタルセルラシステムにおいて動作する無線電話に使
用された場合、アイソレータを備えた分岐経路またはブ
ランチ（ｂｒａｎｃｈ）が使用される。この場合、マイ
クロプロセッサ（１３０）はＦＭモードのブランチ（１
２０）において２つのスイッチ（１０８および１０９）
を開き電力増幅器（１０２）がアイソレータのブランチ
（１１０）をドライブしている間にこのブランチが電力
増幅器（１０２）の負荷となることを防止する。π／４
ＤＱＰＳＫモードのブランチ（１１０）におけるスイ
ッチ（１０６および１０７）は閉じられ、電力増幅器
（１０２）をアイソレータ（１０３）を介してアンテナ
（１０５）に接続する。
デジタルセルラシステムにおいて動作する無線電話に使
用された場合、アイソレータを備えた分岐経路またはブ
ランチ（ｂｒａｎｃｈ）が使用される。この場合、マイ
クロプロセッサ（１３０）はＦＭモードのブランチ（１
２０）において２つのスイッチ（１０８および１０９）
を開き電力増幅器（１０２）がアイソレータのブランチ
（１１０）をドライブしている間にこのブランチが電力
増幅器（１０２）の負荷となることを防止する。π／４
ＤＱＰＳＫモードのブランチ（１１０）におけるスイ
ッチ（１０６および１０７）は閉じられ、電力増幅器
（１０２）をアイソレータ（１０３）を介してアンテナ
（１０５）に接続する。
【００１７】本発明のネットワーク（１００）がアナロ
グセルラモードにおける無線電話で使用された場合、送
信フィルタ（１０４）を備えたＦＭモードのブランチ
（１２０）が使用される。この場合、π／４ ＤＱＰＳ
Ｋモードのブランチ（１１０）における２つのスイッチ
（１０６および１０７）が開かれてこのブランチが前記
電力増幅器（１０２）がバンドパスフィルタのブランチ
（１２０）をドライブしている間に該電力増幅器（１０
２）の負荷となることを防止する。ＦＭモードのブラン
チ（１２０）におけるスイッチ（１０８および１０９）
は閉じられ、前記電力増幅器（１０２）を送信フィルタ
（１０４）を介してアンテナ（１０５）に接続する。
グセルラモードにおける無線電話で使用された場合、送
信フィルタ（１０４）を備えたＦＭモードのブランチ
（１２０）が使用される。この場合、π／４ ＤＱＰＳ
Ｋモードのブランチ（１１０）における２つのスイッチ
（１０６および１０７）が開かれてこのブランチが前記
電力増幅器（１０２）がバンドパスフィルタのブランチ
（１２０）をドライブしている間に該電力増幅器（１０
２）の負荷となることを防止する。ＦＭモードのブラン
チ（１２０）におけるスイッチ（１０８および１０９）
は閉じられ、前記電力増幅器（１０２）を送信フィルタ
（１０４）を介してアンテナ（１０５）に接続する。
【００１８】本発明のネットワーク（１００）は従来技
術に対して少なくとも２つの利点を提供する。第１の利
点はアイソレータによって電力増幅器に与えられる予測
可能な出力インピーダンスである。これは送信機のリニ
アリティ要求を緩和することができるが、それは電力増
幅器は全ての条件にわたり低い電圧定在波比（ＶＳＷ
Ｒ）を保証されるからである。電力増幅器が送信フィル
タブロックおよびアンテナへと直接作用するよう設計さ
れたとき、そのリニアリティ仕様は非常に厳格なもので
ある。これは電力増幅器が極端な条件の下で高いＶＳＷ
Ｒを持ち得る負荷への占有帯域幅要求に合致することを
保証する。送信機に対するリニアリティ要求を低減する
ことにより、より効率の良い電力増幅器を使用すること
が可能になる。
術に対して少なくとも２つの利点を提供する。第１の利
点はアイソレータによって電力増幅器に与えられる予測
可能な出力インピーダンスである。これは送信機のリニ
アリティ要求を緩和することができるが、それは電力増
幅器は全ての条件にわたり低い電圧定在波比（ＶＳＷ
Ｒ）を保証されるからである。電力増幅器が送信フィル
タブロックおよびアンテナへと直接作用するよう設計さ
れたとき、そのリニアリティ仕様は非常に厳格なもので
ある。これは電力増幅器が極端な条件の下で高いＶＳＷ
Ｒを持ち得る負荷への占有帯域幅要求に合致することを
保証する。送信機に対するリニアリティ要求を低減する
ことにより、より効率の良い電力増幅器を使用すること
が可能になる。
【００１９】第２の利点は電力増幅器がいまやそれ自身
とアンテナとの間に見る経路損失の低減から生じる。ア
イソレータは典型的にはＦＭモードの要件に合致する入
手可能な送信フィルタブロックよりもかなり低い挿入損
失を有する。出力経路における損失の低減により、電力
増幅器はより低い平均電力出力で動作することができか
つそれでも無線出力電力仕様に合致する。電力増幅器の
出力電力はより低くなるから、そのピーク電流処理要件
もまた低下する。これはより小型の電力増幅装置の使用
を可能にする。
とアンテナとの間に見る経路損失の低減から生じる。ア
イソレータは典型的にはＦＭモードの要件に合致する入
手可能な送信フィルタブロックよりもかなり低い挿入損
失を有する。出力経路における損失の低減により、電力
増幅器はより低い平均電力出力で動作することができか
つそれでも無線出力電力仕様に合致する。電力増幅器の
出力電力はより低くなるから、そのピーク電流処理要件
もまた低下する。これはより小型の電力増幅装置の使用
を可能にする。
【００２０】上に述べた２つの主な利点に加えて、アイ
ソレータはまた強力な到来信号からの分離を可能にす
る。適切な量のアイソレーションにより、信号が送信機
へ戻されることが防止される。もしこれらの信号が送信
機に戻れば、それらは送信信号と混合しかつ前記スプリ
アス放射の仕様内に入らないレベルで無線機の外部に送
信される。
ソレータはまた強力な到来信号からの分離を可能にす
る。適切な量のアイソレーションにより、信号が送信機
へ戻されることが防止される。もしこれらの信号が送信
機に戻れば、それらは送信信号と混合しかつ前記スプリ
アス放射の仕様内に入らないレベルで無線機の外部に送
信される。
【００２１】リニアリティ要求が緩和されかつ電力増幅
装置の大きさが低減されることにより、ＵＳＤＣデュア
ルモード無線機において標準の高い効率の送信機を使用
することが可能になる。これは従来技術の負荷スイッチ
に対する利点である。前記負荷スイッチにより、最高電
力段階で電力増幅器を介して流れる大きなピーク電流を
取り扱うことができる装置を使用する必要がある。前記
負荷スイッチにより電流はより高くなり、それは出力経
路において損失がより大きくなるからである。これは装
置をより高い平均電力出力レベルで動作させる。
装置の大きさが低減されることにより、ＵＳＤＣデュア
ルモード無線機において標準の高い効率の送信機を使用
することが可能になる。これは従来技術の負荷スイッチ
に対する利点である。前記負荷スイッチにより、最高電
力段階で電力増幅器を介して流れる大きなピーク電流を
取り扱うことができる装置を使用する必要がある。前記
負荷スイッチにより電流はより高くなり、それは出力経
路において損失がより大きくなるからである。これは装
置をより高い平均電力出力レベルで動作させる。
【００２２】一般に使用される従来技術の送信フィルタ
ブロックによれば、それらの仕様は電力増幅器がπ／４
ＤＱＰＳＫモードにおいて少なくとも３１．２ｄＢｍ
の平均電力出力で動作することを要求する。実験データ
により３２ｄＢｍで飽和するよう設計された、入手可能
な高い効率の電力増幅器はいずれの負荷状態の下でも３
４ｄＢｍのピーク電力出力でのリニアリティ要求に合致
しない。現在、これらの電力および高い電流を取り扱う
ことができる入手可能な装置はバイポーラ装置のみであ
る。バイポーラ装置はそれらの効率能力で制限される。
本発明のデュアルモード増幅ネットワークにより、高い
効率のＧａＡｓＦＥＴを使用することが可能になる。
ブロックによれば、それらの仕様は電力増幅器がπ／４
ＤＱＰＳＫモードにおいて少なくとも３１．２ｄＢｍ
の平均電力出力で動作することを要求する。実験データ
により３２ｄＢｍで飽和するよう設計された、入手可能
な高い効率の電力増幅器はいずれの負荷状態の下でも３
４ｄＢｍのピーク電力出力でのリニアリティ要求に合致
しない。現在、これらの電力および高い電流を取り扱う
ことができる入手可能な装置はバイポーラ装置のみであ
る。バイポーラ装置はそれらの効率能力で制限される。
本発明のデュアルモード増幅ネットワークにより、高い
効率のＧａＡｓＦＥＴを使用することが可能になる。
【００２３】最適化が制約されている富士通社製のＦＭ
Ｃ０８０８０２型３段ＧａＡｓＦＥＴモジュールを使用
する、好ましい本実施例では、前記回路は定められた無
線出力電力においてπ／４ ＤＱＰＳＫモードにおいて
相互変調ひずみ（ＩＭＤ）要求に合致する。ＦＭモード
においては、本発明のネットワークは負荷スイッチング
を備えた従来技術のＵＳＤＣデュアルモード携帯用電力
増幅器よりも低い電力増幅器電流ドレインを可能にして
いる。もし前記回路のＦＭモードが最適化されれば、電
流ドレインはさらに４０ｍＡ改善できる。
Ｃ０８０８０２型３段ＧａＡｓＦＥＴモジュールを使用
する、好ましい本実施例では、前記回路は定められた無
線出力電力においてπ／４ ＤＱＰＳＫモードにおいて
相互変調ひずみ（ＩＭＤ）要求に合致する。ＦＭモード
においては、本発明のネットワークは負荷スイッチング
を備えた従来技術のＵＳＤＣデュアルモード携帯用電力
増幅器よりも低い電力増幅器電流ドレインを可能にして
いる。もし前記回路のＦＭモードが最適化されれば、電
流ドレインはさらに４０ｍＡ改善できる。
【００２４】図２は、本発明のネットワーク（１００）
が典型的な無線電話においてどのように使用されるかを
示すブロック図である。マイクロホン（５４）は音声信
号を情報信号に変換する。該情報信号はライン（５６）
に供給されて、従来のセルラ無線電話通信と同様に、周
波数変調情報信号が無線電話によって発生されるべき場
合に使用される。ライン（５８）に供給された前記情報
信号は複合変調情報信号を形成するために変調された離
散的な符号化信号が無線電話によって発生されるべき場
合に使用される。
が典型的な無線電話においてどのように使用されるかを
示すブロック図である。マイクロホン（５４）は音声信
号を情報信号に変換する。該情報信号はライン（５６）
に供給されて、従来のセルラ無線電話通信と同様に、周
波数変調情報信号が無線電話によって発生されるべき場
合に使用される。ライン（５８）に供給された前記情報
信号は複合変調情報信号を形成するために変調された離
散的な符号化信号が無線電話によって発生されるべき場
合に使用される。
【００２５】ライン（５６）上に発生された前記情報信
号は電圧制御発振器（６０）に供給され、そこで前記情
報信号はある周波数の発振信号と結合される。周波数変
調された情報信号（６２）は前記電圧制御発振器（６
０）によって発生されて変調器（６４）に与えられる。
無線電話が周波数変調された情報信号を送信すべき場合
は、前記変調器（６４）は前記周波数変調された情報信
号（６２）を変更せず、むしろ前記周波数変調された情
報信号を「通過（ｐａｓｓｅｓ−ｔｈｒｏｇｈ）」させ
る。前記発振器（６０）および変調器（６４）は一緒に
なってハイブリッド変調装置（６８）を構成することが
できる。
号は電圧制御発振器（６０）に供給され、そこで前記情
報信号はある周波数の発振信号と結合される。周波数変
調された情報信号（６２）は前記電圧制御発振器（６
０）によって発生されて変調器（６４）に与えられる。
無線電話が周波数変調された情報信号を送信すべき場合
は、前記変調器（６４）は前記周波数変調された情報信
号（６２）を変更せず、むしろ前記周波数変調された情
報信号を「通過（ｐａｓｓｅｓ−ｔｈｒｏｇｈ）」させ
る。前記発振器（６０）および変調器（６４）は一緒に
なってハイブリッド変調装置（６８）を構成することが
できる。
【００２６】前記情報信号（５８）はボコーダ（７２）
に供給され、そこで前記アナログ情報信号がデジタル化
されかつ符号化機構にしたがって符号化され、かつ変調
器（６４）に供給される離散的な、符号化信号（７６）
を発生する。前記変調器（６４）は前記離散的な符号化
信号（７６）を変調して所定の周波数の複合変調情報信
号を形成する。
に供給され、そこで前記アナログ情報信号がデジタル化
されかつ符号化機構にしたがって符号化され、かつ変調
器（６４）に供給される離散的な、符号化信号（７６）
を発生する。前記変調器（６４）は前記離散的な符号化
信号（７６）を変調して所定の周波数の複合変調情報信
号を形成する。
【００２７】周波数変調技術または複合変調技術によっ
て変調された、前記変調情報信号はミキサ（８０）に供
給される。該ミキサ（８０）はこの信号をシンセサイザ
（９０）によって発生されかつ該ミキサ（８０）に供給
されるオフセット送信周波数搬送波と混合する。前記ミ
キサ（８０）は前記変調された情報信号を前記搬送波
（９２）と混合する。前記ミキサ（８０）は次にシンセ
サイザ（９０および６０）の発振周波数によって決定さ
れるキャリヤ周波数の搬送波によって変調された情報信
号（９６）を発生する。
て変調された、前記変調情報信号はミキサ（８０）に供
給される。該ミキサ（８０）はこの信号をシンセサイザ
（９０）によって発生されかつ該ミキサ（８０）に供給
されるオフセット送信周波数搬送波と混合する。前記ミ
キサ（８０）は前記変調された情報信号を前記搬送波
（９２）と混合する。前記ミキサ（８０）は次にシンセ
サイザ（９０および６０）の発振周波数によって決定さ
れるキャリヤ周波数の搬送波によって変調された情報信
号（９６）を発生する。
【００２８】前記変調された情報信号（９６）は本発明
のデュアルモードネットワークに結合される。プロセッ
サ（１０）は本発明の動作並びに発振器（６０）、ボコ
ーダ（７２）、変調器（６４）、およびシンセサイザ
（９０）をそれぞれ制御するための、そしてマイクロホ
ン（５４）によって発生される情報信号の変調を制御す
るための各制御信号を提供する。
のデュアルモードネットワークに結合される。プロセッ
サ（１０）は本発明の動作並びに発振器（６０）、ボコ
ーダ（７２）、変調器（６４）、およびシンセサイザ
（９０）をそれぞれ制御するための、そしてマイクロホ
ン（５４）によって発生される情報信号の変調を制御す
るための各制御信号を提供する。
【００２９】前記プロセッサ（１０）はマイクロホン
（５４）によって発生された情報信号が発振器（６０）
によって変調されるかあるいは複合変調情報信号を形成
するためにボコーダ（７２）によって符号化されるかを
制御する。
（５４）によって発生された情報信号が発振器（６０）
によって変調されるかあるいは複合変調情報信号を形成
するためにボコーダ（７２）によって符号化されるかを
制御する。
【００３０】図２はさらにアンテナ（１０５）に送信さ
れる信号のための無線電話受信回路を示している。アン
テナ（１０５）に送信される信号は所望の周波数をミキ
サ（１８）に通過させるフィルタ（１７）に供給され
る。前記ミキサ（１８）はシンセサイザ（９０）から発
振信号を受信しかつ復調器（２０）に供給される混合さ
れた信号を発生する。復調器（２０）は復調された電気
的情報信号をスピーカ（２１）に供給する。プロセッサ
（１０）は信号を復調器（２０）に供給してその動作を
制御する。スピーカ（２１）は前記電気的情報信号を可
聴信号に変換する。
れる信号のための無線電話受信回路を示している。アン
テナ（１０５）に送信される信号は所望の周波数をミキ
サ（１８）に通過させるフィルタ（１７）に供給され
る。前記ミキサ（１８）はシンセサイザ（９０）から発
振信号を受信しかつ復調器（２０）に供給される混合さ
れた信号を発生する。復調器（２０）は復調された電気
的情報信号をスピーカ（２１）に供給する。プロセッサ
（１０）は信号を復調器（２０）に供給してその動作を
制御する。スピーカ（２１）は前記電気的情報信号を可
聴信号に変換する。
【００３１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、デジタ
ル変調システムおよびアナログ変調システムの双方にお
いて効率的に動作するデュアルモード電力増幅ネットワ
ークが容易に実現できる。
ル変調システムおよびアナログ変調システムの双方にお
いて効率的に動作するデュアルモード電力増幅ネットワ
ークが容易に実現できる。
【図１】本発明に係わるデュアルモードネットワークの
概略の構成を示すブロック図である。
概略の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示されるデュアルモードネットワークを
使用した典型的な無線電話装置の構成を示すブロック図
である。
使用した典型的な無線電話装置の構成を示すブロック図
である。
１００ デュアルモードネットワーク １０１ バンドパスフィルタ １０２ 電力増幅器 １０３ アイソレータ １０４ バンドパス送信フィルタ １０５ アンテナ １０６，１０７，１０８，１０９ スイッチ １１０ π／４ ＤＱＰＳＫモード分岐経路 １２０ ＦＭモード分岐経路 １３０ マイクロプロセッサ １０ プロセッサ １７ フィルタ １８ ミキサ ２０ 復調器 ２１ スピーカ ５４ マイクロホン ６０ 発振器 ６４ 変調器 ６８ ハイブリッド変調装置 ７２ 音声コーダ ８０ ミキサ ９０ シンセサイザ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/20 Ｚ 9297−5Ｋ (72)発明者 デイル・ジー・シュウェント アメリカ合衆国イリノイ州60195、ホッフ マン・エステイツ、ジェファーソン・ロー ド 1425 (72)発明者 ドナルド・エム・ヨケム アメリカ合衆国イリノイ州60046、レイ ク・ビラ、ウエスト・ベローン・アベニュ ー 20994
Claims (6)
- 【請求項１】 第１のモードで信号を導通させるための
第１の経路および第２のモードで信号を導通させるため
の第２の経路を有するデュアルモード増幅器ネットワー
クであって、該ネットワークは入力および出力を有し、
該ネットワークは、 前記ネットワークの入力に結合された、前記第１の経路
における、第１のスイッチ、 前記第１のスイッチに結合された、前記第１の経路にお
ける、アイソレーション装置、 前記アイソレーション装置および前記ネットワークの出
力に結合された、前記第１の経路における、第２のスイ
ッチ、 前記ネットワークの入力に結合された、前記第２の経路
における、第３のスイッチ、 前記第３のスイッチに結合された、前記第２の経路にお
ける、フィルタ、 前記フィルタおよび前記ネットワークの出力に結合され
た、前記第２の経路における、第４のスイッチ、そして
前記第１のモードにおいて前記第１および第２のスイッ
チを閉じかつ前記第３および第４のスイッチを開き、か
つ前記第２のモードにおいて前記第１および第２のスイ
ッチを開きかつ前記第３および第４のスイッチを閉じる
ためのコントローラ、 を具備することを特徴とするデュアルモード増幅器ネッ
トワーク。 - 【請求項２】 さらに前記ネットワークの出力に結合さ
れたアンテナを含むことを特徴とする請求項１に記載の
ネットワーク。 - 【請求項３】 さらに、前記ネットワークの入力に結合
された電力増幅器を含むことを特徴とする請求項１に記
載のネットワーク。 - 【請求項４】 前記第１のモードはπ／４差分４相位相
シフトキーイングモードであることを特徴とする請求項
１に記載のネットワーク。 - 【請求項５】 前記第２のモードは周波数変調モードで
あることを特徴とする請求項１に記載のネットワーク。 - 【請求項６】 無線電話装置であって、 無線電話信号を復調するための復調器、 無線電話信号を変調するための変調器、 前記無線電話装置を制御するためのコントローラ、 前記変調手段に結合され、前記変調された無線電話信号
を増幅するための電力増幅器、そして第１のモードの間
に前記変調され増幅された無線電話信号を導通させる第
１の経路および第２のモードの間に前記変調され増幅さ
れた無線電話信号を導通させるための第２の経路を有す
るデュアルモードネットワークであって、該ネットワー
クは入力および出力を有し、該ネットワークは、 前記ネットワークの入力に結合された、前記第１の経路
における第１のスイッチであって、該第１のスイッチは
前記第１のモードの間に前記コントローラによって閉じ
られかつ前記第２のモードの間に前記コントローラによ
って開かれるもの、 前記第１のスイッチに結合された、前記第１の経路にお
ける、アイソレーション装置、 前記アイソレーション装置および前記ネットワークの出
力に結合され、前記第１の経路における、第２のスイッ
チであって、該第２のスイッチは第１のモードの間に前
記コントローラによって閉じられかつ第２のモードの間
は前記コントローラによって開かれるもの、 前記ネットワークの入力に結合された、前記第２の経路
における、第３のスイッチであって、該第３のスイッチ
は第１のモードの間は前記コントロールによって開かれ
かつ第２のモードの間は前記コントローラによって閉じ
られるもの、 前記第３のスイッチに結合された、前記第２の経路にお
ける、フィルタ、および前記フィルタおよび前記ネット
ワークの出力に結合された、前記第２の経路における、
第４のスイッチであって、該第４のスイッチは第１のモ
ードの間は前記コントローラによって開かれかつ第２の
モードの間は前記コントローラによって閉じられるも
の、 を具備する前記デュアルモードネットワーク、 を具備することを特徴とする無線電話装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US5884893A | 1993-05-10 | 1993-05-10 | |
| US058,848 | 1993-05-10 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06350484A true JPH06350484A (ja) | 1994-12-22 |
Family
ID=22019273
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6117710A Pending JPH06350484A (ja) | 1993-05-10 | 1994-05-06 | デュアルモード増幅器ネットワーク |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5673287A (ja) |
| JP (1) | JPH06350484A (ja) |
| CA (1) | CA2120679C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997013320A1 (fr) * | 1995-09-29 | 1997-04-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Amplificateur de puissance et dispositif de telecommunications |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6188877B1 (en) | 1997-07-03 | 2001-02-13 | Ericsson Inc. | Dual-band, dual-mode power amplifier with reduced power loss |
| US6091966A (en) * | 1997-09-29 | 2000-07-18 | Ericsson, Inc. | Dual-band, dual-mode power amplifier |
| US6298244B1 (en) | 1997-07-03 | 2001-10-02 | Ericsson Inc. | Dual-band, dual-mode power amplifier |
| US6281748B1 (en) * | 2000-01-14 | 2001-08-28 | Motorola, Inc. | Method of and apparatus for modulation dependent signal amplification |
| US6567653B1 (en) * | 2000-04-12 | 2003-05-20 | Ericsson Inc. | Dual-mode communications transmitter |
| US6658265B1 (en) | 2000-04-25 | 2003-12-02 | Rf Micro Devices, Inc. | Matching network for a dual mode RF amplifier |
| US6711392B1 (en) * | 2000-06-30 | 2004-03-23 | International Business Machines Corporation | Balanced power amplifier for low power radio communications |
| US6819941B2 (en) * | 2001-10-11 | 2004-11-16 | Rf Micro Devices, Inc. | Single output stage power amplification for multimode applications |
| US7343138B2 (en) * | 2003-12-08 | 2008-03-11 | M/A-Com, Inc. | Compensating for load pull in electromagentic signal propagation using adaptive impedance matching |
| US7440729B2 (en) * | 2004-04-16 | 2008-10-21 | M/A-Com Eurotec B.V. | Apparatus, methods and articles of manufacture for output impedance matching using multi-band signal processing |
| US20060280261A1 (en) * | 2005-06-10 | 2006-12-14 | M/A-Com Eurotec Bv. | System and method for controlling power output from a power amplifier |
| DE102006046190B4 (de) * | 2006-09-29 | 2016-09-01 | Intel Deutschland Gmbh | Schaltungsanordnung, Verfahren zum Betreiben einer Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben eines Dual-Mode-UMTS/GSM-Mobiltelefons |
| US9143172B2 (en) * | 2009-06-03 | 2015-09-22 | Qualcomm Incorporated | Tunable matching circuits for power amplifiers |
| US8963611B2 (en) * | 2009-06-19 | 2015-02-24 | Qualcomm Incorporated | Power and impedance measurement circuits for a wireless communication device |
| US8750810B2 (en) * | 2009-07-24 | 2014-06-10 | Qualcomm Incorporated | Power amplifier with switched output matching for multi-mode operation |
| US8072272B2 (en) | 2009-08-19 | 2011-12-06 | Qualcomm, Incorporated | Digital tunable inter-stage matching circuit |
| US9559639B2 (en) * | 2009-08-19 | 2017-01-31 | Qualcomm Incorporated | Protection circuit for power amplifier |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5060294A (en) * | 1990-07-05 | 1991-10-22 | Motorola, Inc. | Dual mode power amplifier for radiotelephone |
| US5276914A (en) * | 1990-10-18 | 1994-01-04 | Sony Corporation | Dual-mode transceiver that switches out a large insertion loss filter during transmission |
| US5175871A (en) * | 1991-08-08 | 1992-12-29 | Ericsson/Ge Mobile Communication Holding Inc. | Power amplifier for a cellular telephone |
| US5251331A (en) * | 1992-03-13 | 1993-10-05 | Motorola, Inc. | High efficiency dual mode power amplifier apparatus |
| JPH05268138A (ja) * | 1992-03-19 | 1993-10-15 | Nec Corp | 携帯電話機 |
| US5333176A (en) * | 1992-04-30 | 1994-07-26 | Murata Machinery, Ltd. | Cellular hand held portable speakerphone system having an interface adapter |
-
1994
- 1994-04-06 CA CA002120679A patent/CA2120679C/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-05-06 JP JP6117710A patent/JPH06350484A/ja active Pending
-
1996
- 1996-12-16 US US08/767,151 patent/US5673287A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997013320A1 (fr) * | 1995-09-29 | 1997-04-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Amplificateur de puissance et dispositif de telecommunications |
| US6111459A (en) * | 1995-09-29 | 2000-08-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multi mode power amplifier and communication unit |
| US6313700B1 (en) | 1995-09-29 | 2001-11-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power amplifier and communication unit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2120679A1 (en) | 1994-11-11 |
| CA2120679C (en) | 1998-09-22 |
| US5673287A (en) | 1997-09-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5251331A (en) | High efficiency dual mode power amplifier apparatus | |
| RU2144260C1 (ru) | Сеть, объединяющая усилители мощности сигналов высокой частоты и двухрежимное устройство связи | |
| JPH06350484A (ja) | デュアルモード増幅器ネットワーク | |
| US6125266A (en) | Dual band architectures for mobile stations having transmitter linearization feedback | |
| EP1010243B1 (en) | A dual-band, dual-mode power amplifier | |
| US5974305A (en) | Dual band architectures for mobile stations | |
| EP1590898B1 (en) | Software defined multiple transmit architecture | |
| US6091939A (en) | Mobile radio transmitter with normal and talk-around frequency bands | |
| JPH08330996A (ja) | アンテナ共用器 | |
| JP3816356B2 (ja) | 無線送信機 | |
| US5307378A (en) | Digital radio communication apparatus | |
| US6711392B1 (en) | Balanced power amplifier for low power radio communications | |
| JPH1093475A (ja) | 複合システム共用端末 | |
| KR20000069896A (ko) | 트랜시버 및 트랜시버를 구비하는 통신 시스템 | |
| JPH08191224A (ja) | 移動通信装置 | |
| JP2003152587A (ja) | 複合システム共用端末 | |
| JPH04373317A (ja) | デジタル携帯電話器 | |
| EP1054507A2 (en) | Mobile station employing single ended use of a differential power amplifier for reduced output power | |
| JPH05136709A (ja) | 送受信機 | |
| JPH06216803A (ja) | 無線装置 | |
| US20040027197A1 (en) | Power amplifier arrangement | |
| JPH07297750A (ja) | 送受信ミキサ回路 | |
| JP3327115B2 (ja) | 高周波送受信装置 | |
| JP2003158469A (ja) | 無線送受信機 | |
| JPH08125450A (ja) | 無線送受信機 |