JPH0628008B2

JPH0628008B2 - 定電流電源回路

Info

Publication number: JPH0628008B2
Application number: JP8514284A
Authority: JP
Inventors: 徹小屋敷; 努屋形; 和也鈴木
Original assignee: ORIJIN DENKI KK; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: ORIJIN DENKI KK; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1984-04-28
Filing date: 1984-04-28
Publication date: 1994-04-13
Anticipated expiration: 2009-04-13
Also published as: JPS60230220A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の属する技術分野〕本発明は定電流電源回路に関するものである。

〔従来技術とその問題点〕

第１図は、従来の定電流電源回路として、フライバック
形定電流コンバータを示す回路図である。同図におい
て、１，１′は入力電源につながる入力端子、２はフラ
イバック形定電流コンバータの主回路、３は出力電流検
出用抵抗、４は負荷、５は検出用抵抗３の両端間に発生
する電圧信号を基準電圧１７と比較し、その差である誤
差電圧を増幅して出力する比較増幅回路、６は比較増幅
回路５の出力信号を主回路２における駆動回路３０に伝
達するためのフオトカップラ、７は比較増幅回路５にそ
の駆動用電源を供給するため主回路２のトランス１３に
設けた補助巻線、８は補助巻線７に発生する電圧を整流
するダイオード、９はダイオード８に流れる電流制限用
の抵抗、１０は比較増幅回路５の駆動用電源の出力平滑
用コンデンサ、１１は同出力安定化用ツエナーダイオー
ド、１７は基準電圧である。

また、フライバック形コンバータ主回路２は、スイッチ
ングトランジスタ１２、該トランジスタ１２の駆動回路
３０、トランス１３、トランス巻線１３ａ，１３ｂ、整
流ダイオード１４、平滑コンデンサ１５から成ってお
り、スイッチングトランジスタ１２がオンの時、整流ダ
イオード１４はオフとなるようトランス巻線１３ａ，１
３ｂは極性付けられており、このトランジスタ１２がオ
ンでダイオード１４がオフである期間にトランス１３に
励磁エネルギーを蓄積する。次に駆動回路３０の働きに
よりスイッチングトランジスタ１２がオフとなると、整
流ダイオード１４はオンとなり、トランス１３に蓄積さ
れていた励磁エネルギーが出力（負荷側）へ供給され
る。コンバータ出力電流（主回路２の出力電流）は、平
滑コンデンサ１５により平滑されるので、直流電流とな
る。

第１図に示した回路構成において、フライバックコンバ
ータ主回路２の出力電流は抵抗３を介して負荷４に供給
され、このとき抵抗３に生ずる電圧降下を検出し、比較
増幅回路５で基準電圧１７と比較し、その差である誤差
電圧を増幅して制御信号として出力させる。この制御信
号をフオトカップラ６を介して、フライバックコンバー
タ主回路における駆動回路３０に帰還してトランジスタ
１２のオン，オフ周期を制御することにより、抵抗３に
生ずる電圧降下を一定に保ち、出力電流（負荷電流）を
定電流化する動作を行う。

以上説明した如き、従来の定電流電源回路（定電流コン
バータ）の場合、負荷４が短絡状態となると、その場合
でも抵抗３に一定電流を流そうとするので、トランジス
タ１２がオフのときトランス巻線１３ｂに発生する電圧
は非常に小さくて良いことになり、比較増幅回路５の駆
動用電源を、かかるトランス巻線１３ｂから得ることと
した場合、電源不足となって比較増幅回路５は機能しな
くなる。

そこで比較増幅回路５の駆動用電源は、巻線１３ｂとは
逆極性になるように極性づけた他の巻線７から得ること
とし、つまりトランジスタ１２のオン期間にトランス１
３を介して取り出せるエネルギーを用いて比較増幅回路
５の駆動用電源を供給するよう配慮している。これによ
り、負荷４が短絡となった場合でも、安定に比較増幅回
路５の駆動用電源を確保できる。また、同時にトランス
を介して一次側と駆動用電源との絶縁も保つことができ
る。

しかし、逆に、トランス１次側入力電圧が上昇した場
合、もしくは負荷４が開放となった場合（この場合で
も、抵抗３に一定電流を流そうとしてトランス巻線１３
ｂに発生する電圧は非常に大きくなる）など、トランジ
スタ１２のオン期間が短くなるような制御条件の下で
は、今度は巻線７から比較増幅回路５に供給可能な電力
量が少なくなり、やはり電源不足を招来するという欠点
がある。

また、比較増幅回路５用の駆動用電源を構成するため、
図示の如くトランス巻線７、ダイオード８、抵抗９、コ
ンデンサ１０、ツエナーダイオード１１など、多くの部
品を必要とし、コストも高くなるという欠点も従来の定
電流電源回路は含んでいた。

〔発明の目的〕

本発明は、上述の如き従来技術の欠点を克服するために
なされたものであり、従って本発明の目的は、負荷が短
絡状態になったり、過大になったりする場合でも、比較
増幅回路に対して安定的に駆動用電源を供給することが
出来、しかも該駆動用電源を構成するのに要する部品点
数も少なくてすみ、従ってコストも低廉である如き定電
流電源回路を提供することにある。

〔発明の要点〕

本発明の要点は、直流電力を出力する電源回路と、該電
源回路の出力側に直列接続されたインピーダンス回路
と、該インピーダンス回路の両端間に発生する電圧を検
出し、これを基準電圧と比較し、その差である誤差電圧
を作成し増幅して出力する比較増幅回路と、該比較増幅
回路の出力である誤差電圧に基づき前記電源回路を制御
してその出力電流を一定ならしめる制御回路とから成る
定電流電源回路において、前記比較増幅回路の駆動用電
源を前記インピーダンス回路の両端間に発生する電圧か
ら得るようにした点にある。

〔発明の実施例〕

次に図を参照して本発明の実施例を説明する。第２図は
本発明の一実施例を示す回路図である。同図において、
フライバック形定電流コンバータ主回路２Ａは、第１図
における主回路２からトランス巻線７を除去した残りの
回路に相当するものである。また１６はフライバック形
定電流コンバータ主回路２Ａと負荷４との間に接続され
たインピーダンス回路、１８，１９は駆動用電源供給端
子、である。

第２図において、出力電流が負荷４に供給されると、出
力電流（負荷電流）に比例した電圧がインピーダンス回
路１６の両端間に発生する。この電圧を検出し、比較増
幅回路５において基準電圧１７と比較し、その差である
誤差電圧を増幅して定電流制御信号として発生させる。
この信号をフオトカップラ６を介して定電流コンバータ
主回路２Ａに帰還し、定電流制御を行う。

一方、比較増幅回路５の駆動用電源は、インピーダンス
回路１６の両端間に発生する電圧を比較増幅器の端子１
８−１９間に供給することにより得ている。すなわち、
比較増幅回路５の駆動用電源は、安定な直流定電流（出
力電流）に比例した電圧を受けることにより得ているた
め、従来のように入力電圧の大小や、負荷の短絡等に影
響されることなく、極めて安定に比較増幅回路５を動作
させることが可能となる。

また、該駆動用電源を、トランスの二次側から得ている
ため、トランス一次側との絶縁についても問題はない。

さらに、本発明によれば、駆動用電源を得るため、特に
部品を付加するなどの必要はなく極めて簡易に駆動用電
源を構成できるという特徴がある。

第３図は本発明の他の実施例を示す回路図である。同図
において、２０はトランジスタ、２１，２２，２３はそ
れぞれ抵抗である。

第３図において、出力電流検出用インピーダンス回路１
６としては抵抗２１から成る回路を用いて構成し、比較
増幅回路５は、トランジスタ２０を用い基準電圧として
トランジスタ２０のベース・エミッタ間閾電圧を用いて
構成している（つまりトランジスタ２０の特性によりき
まるそのベース・エミッタ間閾電圧を、抵抗２３の両端
間電圧が越えると、トランジスタ２０がオンするように
なっている。）第３図の回路動作を説明する。抵抗２１で、出力電流に
比例する電圧を発生させ、この電圧を抵抗２２及び２３
で分割し、抵抗２３の両端間の電圧がトランジスタ２０
のベース・エミッタ間閾電圧Ｖ_BESと比較される。出力
電流が定格時のとき、抵抗２３の両端間に発生する電圧
が前記閾電圧Ｖ_BESを越えてトランジスタ２０がオンす
るように回路定数を定めておく。このとき、オン状態に
あるトランジスタ２０のコレクタ電流は、抵抗２１の両
端間に発生する電圧によって、フオトカップラ６を介し
て供給される。

この回路は、出力電流が増加しようとすると抵抗２３の
両端間の電圧が上昇してトランジスタ２０のコレクタ電
流が増加し、これによりフオトカップラ６からの帰還電
流が増加し、逆に出力電流が低下しようとするフオトカ
ップラ６からの帰還電流が減少する。このフオトカップ
ラ６からの出力信号により、定電流コンバータ主回路２
Ａを制御して、出力電流（負荷電流）を安定化させる。

ここで第３Ａ図により、第３図の回路を更に詳しく説明
する。第３Ａ図は、第３図の回路の各部における電流、
電圧、抵抗などを記号を用いて図示することにより、そ
の定量的動作説明を可能にした回路図である。

第３Ａ図において、抵抗２１，２２，２３の抵抗値をそ
れぞれＲ₂₁，Ｒ₂₂，Ｒ₂₃、同じく抵抗２１，２２，２３
を流れる電流をそれぞれＩ₂₁，Ｉ₂₂，Ｉ₂₃とし、抵抗２
１の両端間電圧をＶ₂₁とする。

またフォトカップラ６の発光ダイオード側の順電圧をＶ
_PD、順方向の動作電流をＩ_PD、トランジスタ２０のコレ
クタ・エミッタ間電圧をＶ_CE、コレクタ電流をＩ_C、ベ
ース・エミッタ間閾電圧をＶ_BES、ベース電流をＩ_Bとす
る。定電流コンバータ主回路２Ａの出力電圧をＶ₀、出
力電流をＩ₀、負荷４の負荷電圧をＶ_L、負荷電流を
Ｉ_L、とすると、Ｉ₀＝Ｉ_Lである。

そこで電話局から電話回路を通して加入者宅の電話機に
定電流供給する場合の一例として、負荷４の直流抵抗値
は０〜３ｋΩで、その際の定電流供給値Ｉ_Lは２０ｍＡ
の場合を考える。負荷の抵抗値が変化するのは、電話局
から加入者宅までの電話回線の距離によるので、この場
合Ｖ_Lは０〜６０Ｖ変化することになる。

フォトカップラ６（例えば東芝製品名ＴＬＰ５０１）の
Ｉ_PD＝１ｍＡとすると、Ｖ_PD＝０．９Ｖ程度となり、ト
ランジスタ２０（例えば日電製品名２ＳＣ１２１６）の
Ｉ_C＝Ｉ_PD＝１ｍＡで、Ｖ_CE＝０．３Ｖ前後となる。

従って抵抗２１の両端間電圧Ｖ₂₁＝Ｖ_CE＋Ｖ_PD＝１．２
Ｖとなる。トランジスタ２０の電流増幅率ｈ_FE（＝Ｉ_C
／Ｉ_B）を１００とすると、Ｉ_B＝Ｉ_C／ｈ_FE＝０．０１
ｍＡとなる。またＶ_BES＝０．７Ｖ程度であるから、Ｉ
₂₃＝０．０９ｍＡにとると、Ｒ₂₃＝Ｖ_BES／Ｉ₂₃＝７．
８ｋΩとなり、Ｉ₂₂＝Ｉ_B＋Ｉ₂₃＝０．１ｍＡ、抵抗２
２の両端間電圧はＶ₂₁−Ｖ_BESであるため、Ｒ₂₂＝（Ｖ
₂₁−Ｖ_BES）／Ｉ₂₂＝５ｋΩとなる。

Ｉ₂₁＝Ｉ_L−Ｉ_PD−Ｉ₂₃＝１９ｍＡとなり、Ｒ₂₁／Ｉ₂₁
＝６３Ωとなる。また定電流コンバータ主回路２ＡのＶ
₀＝Ｖ_L＋Ｖ₂₁で、Ｖ_Lが０〜６０Ｖ変化するためＶ₀は
１．２〜６１．２Ｖ変化することになる。

実際に定電流電源回路を製作する場合は、トランジスタ
２０やフォトカップラ６の特性値にバラツキがあるた
め、抵抗値を微調整する必要があるが、以上述べた数値
はいずれも実現可能な値である。

なお第１図に示す従来の回路において、出力電流検出用
抵抗３の両端間電圧は、例えば、５０ｍＶ程度である。
また比較増幅回路５の駆動電圧は、比較増幅回路に用い
る半導体部品によって変化するが、３〜１２Ｖ程度が普
通に採用される値である。

従って従来の回路では、抵抗３の両端間電圧は比較増幅
回路５の駆動用電源にならない。云うまでもないことで
あるが、比較増幅回路５の駆動用電源を上記第３Ａ図の
Ｖ_Lから供給するように考えても定電流電源回路の場合
は、このＶ_Lが負荷抵抗４によって大きく変動するた
め、直接には駆動用電源とはなり得ないし、また安定化
回路等を経由して間接的に駆動用電源とすることも不可
能ではないが、これでは第１図の従来の回路よりもかえ
って劣ってしまうことになる。

このように、第３図の実施例は、比較増幅回路５をＮＰ
Ｎトランジスタ１個と抵抗２個で構成するものであり、
所要部品点数の画期的な低減が可能となっている。

第４図は本発明の更に他の実施例を示す回路図である。
同図において、２４および２５はダイオードである。

第４図において、出力電流検出用インピーダンス回路１
６は、抵抗２１とダイオード２４から成る回路である。
出力電流が流れるとダイオード２４には、順電圧が発生
し、この順電圧と抵抗２１の両端間の電圧との和の電圧
が、フォトカップラ６およびトランジスタ２０に加わ
る。したがって、出力電流の設定を抵抗２１の抵抗値で
調整する場合など、この設定によって仮りに抵抗２１の
両端間の電圧が変化しても、ダイオード２４の順電圧と
してはほとんど一定の電圧値が得られるため、抵抗２１
の両端間電圧の変動分は全体に対する割合で見た場合、
僅小になるのでフオトカップラ６およびトランジスタ２
０に対して供給する電圧はこれを確保することができ
る。

さらに第４図には、トランジスタ２０のベースにダイオ
ード２５を接続している。この構成と効果を説明する。
トランジスタ２０のベース・エミッタ間閾電圧Ｖ
_BESは、周囲温度によって変動するため、出力電流の高
精度化をはかるには、これを補償する必要がある。この
ため、第４図に示すようにトランジスタ２０の閾電圧Ｖ
_BESよりも低い順電圧を有するダイオード、例えばショ
ットキーダイオードをダイオード２５として用い、トラ
ンジスタ２０が導通状態にあるときは常にダイオード２
５がオンし、ダイオード２５の両端間に順電圧が発生す
るよう構成する。

ここで、トランジスタ２０の閾電圧Ｖ_BESとダイオード
２５の順電圧とが同様な温度特性をもつよう両素子を選
定すると、仮に、閾電圧Ｖ_BESが上昇しようとすると順
電圧も同様に上昇することから、温度変化に対して、ト
ランジスタ２０のベース電流を常に一定とすることがで
きる。

このように、第４図の構成を用いることにより、電流検
出抵抗の調整による出力電流設定可変範囲を広くできる
効果（ダイオード２４の効果）と、温度変動に対する出
力電流安定度の向上の効果（ダイオード２５の効果）が
得られる。

なお、第４図では、出力電流によりインピーダンスが変
化するインピーダンス回路素子としてダイオード２４を
用いて説明したが、ダイオードの他、トランジスタを用
い、そのコレクタ・エミッタ間飽和電圧を用いるなど、
他の手段を用いることも可能である。また、電流検出用
抵抗２１を可変抵抗を用いて構成することも可能であ
り、このような構成を用いることによっても、先に述べ
た効果とまったく同様な効果が得られる。

第５図は、本発明の更に別の実施例を示す回路図であ
る。同図においては、比較増幅回路５におけるトランジ
スタ２０ａは、ＰＮＰ形トランジスタ、２６はデイプリ
ーション形ＦＥＴである。デイプリーション形ＦＥＴ
は、第５図に示す如き回路構成において用いると、ある
電流値以上でドレイン電流Ｉｄが一定となるいわゆる限
流特性を示すことが知られている。

第５図において、出力電流が負荷急変等により過渡的に
過大になろうとするとき、ＦＥＴ２６は限流特性を示す
ため、出力電流の過渡的な増大を防ぐことができるとい
う効果がある。

以上の説明は、定電流コンバータ主回路２Ａがフライバ
ック形コンバータ形式を採るものとして行ったが、本発
明は、定電流コンバータ主回路構成が例えば、フオワー
ド形，プッシュプル形あるいはブリッジ形式など他の形
式を採る場合であっても、同様に適用可能であり、その
効果は何ら変わらない。

本発明は、出力電流が比較的小さく、出力電圧が比較的
高い場合に好適な定電流電源回路を提供するもので、定
電流電源回路の構成を画期的に簡易化できるという効果
があり、回路の低コスト化が可能で、かつ、負荷の状態
の如何にかかわらず、安定な定電流特性をもった出力を
供給できることから、例えば電話局から電話回線を通し
て加入者宅に定電流を供給する遠方給電回路等に適用す
ることができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、特に新たな部品
を付加することなく、比較増幅回路の駆動用電源を得る
ことができ、結果として定電流電源回路の構成を簡易化
できるため、同回路の低コスト化に有利となるという利
点がある。さらに、この駆動用電源の電圧は、定電流回
路の出力に比例したものが得られるため、極めて安定な
駆動用電源を構成できるという利点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の定電流電源回路を示す回路図、第２図及
び第３図はそれぞれ本発明の一実施例を示す回路図、第
３Ａ図は、第３図の回路の各部における電流、電圧、抵
抗などを記号を用いて図示することにより、その定量的
動作説明を可能にした回路図、第４図及び第５図はそれ
ぞれ本発明の一実施例を示す回路図、である。符号説明１，１′…入力端子、２，２Ａ…定電流コンバータ主回
路、３，９，２１，２２，２３…抵抗、４…負荷、５…
比較増幅回路、６…フオトカップラ、７…補助巻線、
８，１４…ダイオード、１０，１５…コンデンサ、１１
…ツエナーダイオード、１２，２０，２０ａ…トランジ
スタ、１３…トランス、１３ａ，１３ｂ…トランス巻
線、１６…インピーダンス回路、１７…基準電圧、１
８，１９…端子、２４，２５…ダイオード、２６…ＦＥ
Ｔ、３０…駆動回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電力を出力する定電流コンバータ主回
路と、該定電流コンバータ主回路の出力側に直列接続さ
れたインピーダンス回路と、該インピーダンス回路の両
端間に発生する電圧を検出し、これを基準電圧と比較
し、その差である誤差電圧を作成し増幅して出力する比
較増幅回路と、該比較増幅回路の出力である誤差電圧に
基づき前記定電流コンバータ主回路を制御してその出力
電流を一定ならしめる制御回路とから成る定電流電源回
路において、前記インピーダンス回路が抵抗から成り、
前記インピーダンス回路の両端と前記比較増幅回路の駆
動用電源端子とを接続し、定電流動作領域における出力
電流と前記インピーダンス回路の抵抗値との積が前記比
較増幅回路の駆動電圧に等しくなるよう定めたことを特
徴とする定電流電源回路。
【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の定電流電源
回路において、前記比較増幅回路がトランジスタと抵抗
から成り、該トランジスタのベース・エミッタ間順方向
閾電圧が前記基準電圧として用いられるようにしたこと
を特徴とする定電流電源回路。
【請求項３】特許請求の範囲第１項に記載の定電流電源
回路において、前記インピーダンス回路が抵抗とダイオ
ードとから成る回路であることを特徴とする定電流電源
回路。
【請求項４】特許請求の範囲第１項に記載の定電流電源
回路において、前記比較増幅回路がトランジスタを含
み、前記基準電圧として該トランジスタのベース・エミ
ッタ間順方向閾電圧を用いるとともに、前記インピーダ
ンス回路を出力電流に対し順方向に極性付けた第一のダ
イオードと抵抗にて構成し、該ベース・エミッタ間順方
向閾電圧の温度補償用として該ベース・エミッタ間順方
向閾電圧よりも低い順電圧を有する第二のダイオードを
前記トランジスタのベースと、前記第一のダイオードと
前記抵抗との間にベース電流を分流するような極性で接
続し、前記トランジスタのエミッタを前記抵抗の他の一
端に接続したことを特徴とする定電流電源回路。
【請求項５】特許請求の範囲第２項に記載の定電流電源
回路において、前記比較増幅回路の前記トランジスタの
コレクタ電流を制限する電流制限用素子を含むことを特
徴とする定電流電源回路。