JPH0625788B2 - 信号検出装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はサンプリング周波数に対し簡単な整数比となっ
ている周波数を有する信号の検出をする信号検出装置に
関する。

〔従来の技術〕

従来、この種の信号検出装置は、第７図(a)に示される
ように、所定のサンプリング周波数ｓでサンプリング
されたディジタル信号を入力し、周波数ｏの信号の抽
出処理をする帯域通過ディジタルフィルタ７と、帯域デ
ィジタルフィルタ７の出力ディジタル信号を入力し、そ
の出力ディジタル信号が予め設定された閾値V_THを超え
たとき周波数ｏの信号が検出されたと判定する振幅比
較部８とから構成されている。帯域通過ディジタルフィ
ルタ７は第７図(b)のような中心周波数ｏの帯域通過
フィルタ特性を有しており、帯域通過ディジタルフィル
タ７のディジタル出力信号は第８図で示されるように、
周波数ｏ成分の振幅情報をもったサンプル列であり、
周波数ｏ成分のレベル検出をする振幅比較部８はこの
サンプル列を予め設定された閾値V_THと順次比較した。
閾値V_TH以上の値が出現した時刻ｔ_１に「周波数ｏの
信号有」と判定する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述した従来の信号検出回路で問題になるのはサンプリ
ング周波数ｓと信号周波数ｏの関係によって閾値V
_THの設定に注意が必要となることである。例えばｏ＝
ｓ／４となっている場合を考える。この場合、信号１
周期に対して４サンプルという関係が常に成立して、第
９図(a)，(b)に示すように、信号位相とサンプリング時
刻との関係が異なれば、サンプリング点において得られ
る最大振幅値が大きく異なる。信号の振幅値の真値が１
であったとして、うまくいけば、第９図(a)のように、
振幅値１がサンプル列に出現するが、最悪では、第９図
(b)のように、振幅値 しか得られない。その差は３dBであり、振幅比較部７の
閾値V_TH設定において、３dbの不確定要素があることを
考慮しなければならないという欠点がある。

この現象は、信号周波数ｏとサンプリング周波数ｓ
が簡単な整数比になっている事実に帰因するものであ
り、両者の比を変えることによってこの欠点を避けるこ
とは可能ではある。しかし、信号周波数ｏとサンプリ
ング周波数ｓが他の事情により決定されている場合に
はこの欠点を避けることは不可能である。また、振幅そ
のものを閾値と比較するのではなく、振幅の２乗平均を
とり、信号の電力を閾値と比較する方法もあるが、この
場合には第７図(a)の構成にさらにサンプル値を２乗す
る手段とその結果を平均する（あるいは積分する）手段
が必要となる。特に、第７図(a)の帯域通過ディジタル
フィルタ７と振幅比較器８が、一般的なディジタルフィ
ルタ演算すなわち、係数とサンプル値の乗加算用のハー
ドウェアとソフトウェアで構成されていて、他のフィル
タ演算と信号検出演算が時分割に実行されている場合に
は、閾値比較のためだけにサンプル値を２乗する、すな
わちサンプル値間の乗算を実行する手段を設けることが
必要になり、系全体に対するオーバーヘッドを生ずると
いう欠点がある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の信号検出装置は、所定のサンプリング周期でサ
ンプリングされたディジタル入力信号を入力し、検出対
象である信号の周波数成分を有するサンプル列である第
１のディジタル出力信号を出力する帯域通過ディジタル
フィルタと、第１のディジタル出力信号を入力し、前記
サンプリング周期のｎ（ｎは２以上の整数）分の１を単
位遅延時間とし、検出対象となる信号の周波数成分に対
しそれぞれ単位遅延時間のｍ（ｍは１，２，〜，ｎ−
１）倍ずつ位相シフトし、第２のディジタル出力信号を
出力する、検出対象となる信号の周波数成分に対し実質
的に利得が１である位相シフトフィルタと、第１，第２
のディジタル出力信号の振幅を予め設定された閾値と比
較し、前記振幅が閾値以上になったとき、検出対象であ
る信号を検出したと判定する振幅比較部とを有する。

〔作用〕

したがって、第１のディジタル出力信号の振幅と、第１
のディジタル出力信号から位相シフトフィルタによって
発生させられた、単位遅延時間ずつ順次位相がずらされ
た第２のディジタル出力信号の振幅とを振幅比較部で閾
値と比較し、対象となる信号を検出するので、サンプリ
ング周波数と信号周波数が簡単な整数比になっている場
合でも高い検出精度で対象の信号の検出を実現できる。

〔実施例〕

次に、本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。

第１図は本発明の信号検出装置の第１の実施例を示すブ
ロック図、第２図は第１図の位相シフトフィルタ２の周
波数特性を示す特性図である。

本実施例はサンプリング周波数ｓでサンプリングされ
たディジタル入力信号４を入力してディジタル出力信号
５を出力する中心周波数ｏの帯域通過ディジタルフィ
ルタ１と、ディジタル出力信号５を入力し位相をシフト
してディジタル出力信号６を出力する位相シフトフィル
タ２と、ディジタル出力信号５，６をそれぞれ入力し、
その振幅を閾値V_THと比較し、振幅が閾値V_THを超えたか
どうか比較し、その振幅が閾値V_THを超えたとき対象と
なる周波数ｏの信号を検出したと判定する振幅比較部
３とで構成されている。

帯域通過ディジタルフィルタ１は、従来例で引用した第
７図の周波数特性のものと同等のものであり、信号周波
数ｏの成分のみを通過させる。ここで、従来例と同様
にサンプリング周波数ｓと信号周波数ｏの間にｏ
＝ｓ／４なる関係があるものとする。位相シフトフィ
ルタ２としては、式(1)で表される伝達関数のものを用
いている。

ただし、ｚ＝ｅ^{ｊ２π／ｓ}，は周波数係数 は信号周波数ｏ（＝ｓ／４）でのＨ(z)の利得が１
となるように決めてある。この伝達関数Ｈ(z)の位相周
波数特性は であり、入力するディジタル出力信号５に対して で表される固定遅延を与える。その遅延量 は、 であるから、信号周期 に対し１／８である。つまり、位相シフトフィルタ２は
信号周波数ｏ成分を有するディジタル出力信号５に対
して利得１で位相が１／８周期ずれた信号を生成する。
したがって、振幅比較部３は、ディジタル出力信号５と
位相が信号周期１／ｏの１／８だけディジタル出力信
号５より遅れたディジタル出力信号６とを入力し、ディ
ジタル出力信号５，６と閾値V_TH間の振幅比較を行いど
ちらか１つの信号の振幅が閾値V_THを超えた時に「信号
有」と判定する。

次に、１／８周期ずらしたディジタル出力信号６を用い
ることにより、従来例で生じた３dBの不確定要素がどう
なるかを説明する。

第３図(a)，(b)は、ディジタル出力信号６のサンプル列
には振幅１が出現していないがディジタル信号出力５の
にサンプル列には振幅１が出現している場合、第４図
(a)，(b)はディジタル信号出力５のサンプル列に振幅 までのものしか出現していないが、ディジタル信号出力
６には振幅１のものが出現している場合、第５図(a)，
(b)はディジタル信号５，６のいずれのサンプル列にもc
os22.5＝0.924以上のものは出現していない場合のそれ
ぞれの出力変化を示しているタイムチャートである。

位相シフトフィルタ２はディジタル出力信号５に対して
利得が１で位相が１／８周期ずれた信号を生成するの
で、第３図、第４図及び第５図に点線によってアナログ
的に示した波形図から明らかなとおり、各図(b)の波形
はいずれも(a)の波形から１／８周期位相がずれたもの
となっている。

第３図(a)，(b)、第４図(a)，(b)の場合はサンプル列に
振幅１が現われているが、第５図(a)，(b)は最悪の場合
であって、最大振幅がcos22.5°＝0.924である。真の振
幅値が１である信号を検出するために閾値を0.924に下
げて設定する必要が生じ、201og（cos22.5°）＝0.687d
Bレベルが低い信号も検出する可能性があることになる
が、位相シフトフィルタなしの時の３dBと比較すれば本
実施例の0.687dBは明らかに不確定要素を減少させてい
る。

すなわち、本実施例では、サンプリング周波数ｓに対
して１／４の周波数である信号ｏから位相が１／８周
期ずれた信号を生成しているため、入力信号をサンプリ
ング周波数ｓの２倍の周波数でサンプリングしたのと
同等な精度で振幅を判定することが可能となる。

第６図は第２の実施例を示すブロック図である。本実施
例は第１の実施例と異なって位相シフトフィルタ２０は
ｎ−１個の遅延素子２_１，２_２，〜，2_n-1と定数アンプ
３_１，３_２，〜，3_n-1を有し、サンプリング周期１／
ｓのｎ分の１を単位遅延時間Ｔとし、それぞれの遅延量
をＴ，２Ｔ，Ｔ３，…，（ｎ−１）Ｔとしたディジタル
出力信号６_１，６_２，〜，6_n-1を出力する。この位相シ
フトフィルタ２０は Ｔ(z)＝１＋ａｚ^−１…(2) ただし、ｚ＝ｅ^{ｊ２πｏ／ｓ}， ａは定数，は周波数 式(2)で表される伝達関数のフィルタをｎ−１個継続接
続した形となっており、継続接続された各フィルタの出
力がディジタル出力信号６_１，６_２，〜，6_n-1である。
また、検出対象の信号の周波数ｏにおいて単位遅延時
間ＴはＴ＝１／ｎｓでなければならないので、定数ａ
は 式(3)を満足するように設定される。

振幅比較部３０は帯域通過フィルタ１のディジタル出力
信号５と閾値V_THと、位相シフトフィルタ２０のディジ
タル信号と６_１，６_２，〜，6_n-1と位相シフトフィルタ
２０の利得を考慮した閾値V_{TH1,TH2,〜,THn-1}とをそれ
ぞれ比較し、ディジタル出力信号５，６_１，６_２，〜，
6_n-1のいずれか１つが閾値を超えたとき、検出対象の信
号を検出したと判定する。第２の実施例によれば入力信
号をサンプリング周波数ｓのｎ倍のｎｓでサンプリ
ングしたのと同等な精度で振幅を判定することが可能と
なる。この場合、第１の実施例と同様・ｏ＝ｓ／４
であっても の精度で信号検出が可能である。

叉、第１の実施例において位相シフトフィルタ２に利得
調整の係数 の乗算を含めたが、第２の実施例のように振幅比較部３
において各位相フィルタの周波数ｏでの利得を考慮し
た閾値を設定してもよいことは明らかである。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は、ディジタル入力信号をフ
ィルタ処理した帯域通過ディジタルフィルタの第１のデ
ィジタル出力信号と、第１のディジタル出力信号を位相
シフトフィルタを通して得られる第２のディジタル出力
信号とを入力しそれぞれの振幅を閾値と比較することに
より、サンプリング周波数と信号周波数が簡単な整数比
になっている場合でも高い検出精度で対象の信号の検出
を実現できるという効果があり、その実現に必要な位相
シフトフィルタは簡単なＦＩＲフィルタで十分であり、
２乗平均で電力を求める方式と比較して小さなハードウ
ェア・ソフトウェア量で実現できる効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の信号検出装置の一実施例を示すブロッ
ク図、第２図は第１図の位相シフトフィルタ２の周波数
特性を示す特性図、第３図(a)，(b)、第４図(a)，(b)、
第５図(a)，(b)は第１図のディジタル出力信号５，６の
変化を示すタイムチャート、第６図は第２の実施例を示
すブロック図、第７図(a)は従来例のブロック図、第７
図(b)は第７図(a)の帯域通過ディジタルフィルタ７の周
波数特性を示す特性図、第８図は従来例の出力変化を示
すタイムチャート、第９図(a)，(b)はそれぞれ位相の異
なる信号のサンプル値と閾値との関係を示す図である。 １…帯域通過ディジタルフィルタ、 る…位相シフトフィルタ、 ３…振幅比較部、 ４…ディジタル入力信号、 ５，６…ディジタル出力信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定のサンプリング周期でサンプリングさ
   れたディジタル入力信号を入力し、検出対象である信号
   の周波数成分を有するサンプル列である第１のディジタ
   ル出力信号を出力する帯域通過ディジタルフィルタと、 第１のディジタル出力信号を入力し、前記サンプリング
   周期のｎ（ｎは２以上の整数）分の１を単位遅延時間と
   し、検出対象となる信号の周波数成分に対しそれぞれ単
   位遅延時間のｍ（ｍは１，２，〜，ｎ−１）倍ずつ位相
   シフトし、第２のディジタル出力信号を出力する、検出
   対象となる信号の周波数成分に対し実質的に利得が１で
   ある位相シフトフィルタと、 第１，第２のディジタル出力信号の振幅を予め設定され
   た閾値と比較し、前記振幅が閾値以上になったとき、検
   出対象である信号を検出したと判定する振幅比較部とを
   有する信号検出装置。