JPH06241828A - 誘導式位置センサ用評価回路 - Google Patents
誘導式位置センサ用評価回路Info
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- JPH06241828A JPH06241828A JP28097793A JP28097793A JPH06241828A JP H06241828 A JPH06241828 A JP H06241828A JP 28097793 A JP28097793 A JP 28097793A JP 28097793 A JP28097793 A JP 28097793A JP H06241828 A JPH06241828 A JP H06241828A
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- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
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- G01D5/2208—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature differentially influencing two coils by influencing the self-induction of the coils
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- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
- G01D5/248—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains by varying pulse repetition frequency
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 低い感度しか有しておらず非線形である公知
の装置の欠点を解消し、出力信号がそのままディジタル
形式で送出される誘導センサ用評価回路を提供する。 【構成】 検出すべき位置に依存してインダクタンスの
変化する２つのコイルと、アナログスイッチ１４により
両方のインダクタンスの一方と交互に接続される発振器
１５が設けられている。発振器１５の出力信号は分周器
１６へ供給され、分周器１６はフリップフロップ１７お
よびカウンタ１８を制御する。カウンタ１８は別の発振
器１９の高い周波数のパルスを計数する。検出された計
数状態は論理演算ユニット２４において処理され、ディ
ジタル出力信号を発生する。
の装置の欠点を解消し、出力信号がそのままディジタル
形式で送出される誘導センサ用評価回路を提供する。 【構成】 検出すべき位置に依存してインダクタンスの
変化する２つのコイルと、アナログスイッチ１４により
両方のインダクタンスの一方と交互に接続される発振器
１５が設けられている。発振器１５の出力信号は分周器
１６へ供給され、分周器１６はフリップフロップ１７お
よびカウンタ１８を制御する。カウンタ１８は別の発振
器１９の高い周波数のパルスを計数する。検出された計
数状態は論理演算ユニット２４において処理され、ディ
ジタル出力信号を発生する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、検出すべき位置に依存
してインダクタンスが互いに逆方向に変化する少なくと
も２つのコイルと、スイッチング手段を介して交互に１
つのインダクタンスと接続される発振器とを備えた誘導
式位置センサ用評価回路、たとえばうず電流センサ用評
価回路、に関する。
してインダクタンスが互いに逆方向に変化する少なくと
も２つのコイルと、スイッチング手段を介して交互に１
つのインダクタンスと接続される発振器とを備えた誘導
式位置センサ用評価回路、たとえばうず電流センサ用評
価回路、に関する。
【０００２】に関する。
【０００３】
【従来の技術】たとえば調整装置における調整素子の１
つの部分の位置を検出するために誘導式位置発信器を用
いることが知られている。この誘導式位置発信器の場
合、位置に依存して有利には２つのコイルの少なくとも
一方のインダクタンスの変化が生じる。したがって、そ
のつど生じるインダクタンス値は位置に対する尺度であ
る。通常、この種の回路装置は発振器回路ならびに切換
可能な振動回路分岐を備えている。この種の誘導センサ
ないし所属の評価回路は、たとえばアメリカ合衆国特許
第４６４４５７０号により公知である。この公知の装置
の場合、位置検出素子は差動センサとして構成されてお
り、このことは、両方のインダクタンスが検出された位
置に依存して互いに逆方向に変化することを意味する。
両方のコイルは、うず電流の原理にしたがって同一のコ
アと共働し、このコアは位置に応じて一方のコイルに相
応に近づくのに対し他方のコイルからは離れ、これら両
方のコイルは、交互に１つのコンデンサと接続される。
その結果、一方の位置において第１の振動回路分岐が生
じ、他方の位置において第２の振動回路分岐が生じる。
両方の振動回路分岐は順次連続して１つの同一の発振器
回路の発振器により作動され、その際、位置に依存する
インダクタンス値に基づいて所属の固有周波数が生じ
る。そしてこれらの固有周波数を評価することにより位
置を決定できる。
つの部分の位置を検出するために誘導式位置発信器を用
いることが知られている。この誘導式位置発信器の場
合、位置に依存して有利には２つのコイルの少なくとも
一方のインダクタンスの変化が生じる。したがって、そ
のつど生じるインダクタンス値は位置に対する尺度であ
る。通常、この種の回路装置は発振器回路ならびに切換
可能な振動回路分岐を備えている。この種の誘導センサ
ないし所属の評価回路は、たとえばアメリカ合衆国特許
第４６４４５７０号により公知である。この公知の装置
の場合、位置検出素子は差動センサとして構成されてお
り、このことは、両方のインダクタンスが検出された位
置に依存して互いに逆方向に変化することを意味する。
両方のコイルは、うず電流の原理にしたがって同一のコ
アと共働し、このコアは位置に応じて一方のコイルに相
応に近づくのに対し他方のコイルからは離れ、これら両
方のコイルは、交互に１つのコンデンサと接続される。
その結果、一方の位置において第１の振動回路分岐が生
じ、他方の位置において第２の振動回路分岐が生じる。
両方の振動回路分岐は順次連続して１つの同一の発振器
回路の発振器により作動され、その際、位置に依存する
インダクタンス値に基づいて所属の固有周波数が生じ
る。そしてこれらの固有周波数を評価することにより位
置を決定できる。
【０００４】公知の誘導センサないし所属の評価回路の
欠点は、これらが著しく低い感度しか有しておらず、し
かも非線形である点にある。しかも振動回路の切り換え
により、測定結果を誤らせる振動立上り過程の生じるお
それがある。さらに別の欠点は、出力信号がアナログ形
式であるかパルス幅変調されたものであるため、ディジ
タル形式の後続処理の前にアナログ／ディジタル変換器
が必要になる点にある。
欠点は、これらが著しく低い感度しか有しておらず、し
かも非線形である点にある。しかも振動回路の切り換え
により、測定結果を誤らせる振動立上り過程の生じるお
それがある。さらに別の欠点は、出力信号がアナログ形
式であるかパルス幅変調されたものであるため、ディジ
タル形式の後続処理の前にアナログ／ディジタル変換器
が必要になる点にある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の課
題は、公知の装置の欠点の解消された誘導センサ用評価
回路を提供することにある。
題は、公知の装置の欠点の解消された誘導センサ用評価
回路を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によればこの課題
は、発振器の出力信号は分周器へ供給され、該分周器は
フリップフロップとカウンタを制御し、前記カウンタは
別の発振器のパルスを計数し、計数値は記憶され、ディ
ジタル出力信号を発生する論理演算ユニットにおいて処
理されることにより解決される。
は、発振器の出力信号は分周器へ供給され、該分周器は
フリップフロップとカウンタを制御し、前記カウンタは
別の発振器のパルスを計数し、計数値は記憶され、ディ
ジタル出力信号を発生する論理演算ユニットにおいて処
理されることにより解決される。
【０００７】
【発明の利点】誘導センサのための本発明による評価回
路は、出力信号がそのままディジタル形式で送出される
利点を有する。このことが可能であるのは、本発明によ
る評価回路の出力側の部分もディジタル形式で動作する
からである。センサ信号の評価が均等な時間間隔で行わ
れるので、完全にディジタル形式の後続処理のための前
提条件が与えられる。
路は、出力信号がそのままディジタル形式で送出される
利点を有する。このことが可能であるのは、本発明によ
る評価回路の出力側の部分もディジタル形式で動作する
からである。センサ信号の評価が均等な時間間隔で行わ
れるので、完全にディジタル形式の後続処理のための前
提条件が与えられる。
【０００８】さらに有利であるのは、高抵抗の励振によ
る切換可能なＬＣ並列振動回路によってセンサ発振器が
構成されているため、評価回路をＣ−ＭＯＳ技術で集積
化できることである。その際、有利にはディジタルコル
ピッツ発振器が使用される。
る切換可能なＬＣ並列振動回路によってセンサ発振器が
構成されているため、評価回路をＣ−ＭＯＳ技術で集積
化できることである。その際、有利にはディジタルコル
ピッツ発振器が使用される。
【０００９】一方および他方のコイルによって生じるカ
ウンタ計数状態の減算によりカウンタ計数状態の差を形
成することにより−この場合、評価間隔ごとに交番的に
一方のインダクタンスまたは他方のインダクタンスのカ
ウンタ計数状態が検出され、第２のカウンタ計数状態が
一時記憶される−公知の手法よりも著しく有利な信号分
解能の倍増が得られる。
ウンタ計数状態の減算によりカウンタ計数状態の差を形
成することにより−この場合、評価間隔ごとに交番的に
一方のインダクタンスまたは他方のインダクタンスのカ
ウンタ計数状態が検出され、第２のカウンタ計数状態が
一時記憶される−公知の手法よりも著しく有利な信号分
解能の倍増が得られる。
【００１０】センサ発振器の振動立上り特性は、２つの
振動周期により定められている。センサ発振器のＮ個の
振動周期の計数は自走ブロッキング形分周器により行わ
れ、このことにより時間同期された有利な信号評価が可
能である。
振動周期により定められている。センサ発振器のＮ個の
振動周期の計数は自走ブロッキング形分周器により行わ
れ、このことにより時間同期された有利な信号評価が可
能である。
【００１１】エラーを示すためのオーバーフロー検出装
置により、評価の動作経過中、同期時間フレームを超過
した際のエラー動作を検出できる。リセット装置により
回路全の所定のリセットが可能になる。
置により、評価の動作経過中、同期時間フレームを超過
した際のエラー動作を検出できる。リセット装置により
回路全の所定のリセットが可能になる。
【００１２】次に、図１〜４に基づいて本発明を詳細に
説明する。
説明する。
【００１３】
【実施例の説明】図１においてセンサが参照番号１０で
示されており、このセンサの出力信号を評価する。セン
サは可動のコア１１と、このコア１１の位置に依存して
変化するインダクタンスＬ１およびＬ２を有する２つの
コイルとにより構成されている。
示されており、このセンサの出力信号を評価する。セン
サは可動のコア１１と、このコア１１の位置に依存して
変化するインダクタンスＬ１およびＬ２を有する２つの
コイルとにより構成されている。
【００１４】センサ１０は、シールド線路１２を介して
固有の評価回路１３と接続されている。この場合、セン
サ１０と評価回路１３との間の接続は次のように行われ
ている。すなわち、両方のインダクタンスＬ１とＬ２の
間の接続点は評価回路１３のコンデンサＣＳ１へ導かれ
ており、インダクタンスＬ１とＬ２の互いに反対方向に
位置する両方の接続端子は、評価回路１３におけるアナ
ログスイッチ１４の２つの入力側へ導かれている。
固有の評価回路１３と接続されている。この場合、セン
サ１０と評価回路１３との間の接続は次のように行われ
ている。すなわち、両方のインダクタンスＬ１とＬ２の
間の接続点は評価回路１３のコンデンサＣＳ１へ導かれ
ており、インダクタンスＬ１とＬ２の互いに反対方向に
位置する両方の接続端子は、評価回路１３におけるアナ
ログスイッチ１４の２つの入力側へ導かれている。
【００１５】アナログスイッチ１４は発振器１５を介し
て、たとえば図２に示されているコルピッツ発振器を介
して、分周器１６と接続されている。この分周器は、発
振器１５の送信周波数ｆSen を周波数ｆSen ／Ｎへ分周
する。この場合、Ｎは任意の整数値であり、たとえばＮ
＝２である。発振器１５の入力側とアースとの間にはコ
ンデンサＣＳ２が設けられている。
て、たとえば図２に示されているコルピッツ発振器を介
して、分周器１６と接続されている。この分周器は、発
振器１５の送信周波数ｆSen を周波数ｆSen ／Ｎへ分周
する。この場合、Ｎは任意の整数値であり、たとえばＮ
＝２である。発振器１５の入力側とアースとの間にはコ
ンデンサＣＳ２が設けられている。
【００１６】分周器１６は２つの出力側を有している。
第１の出力側はフリップフロップ１７たとえばトグルフ
リップフロップへ導かれており、このフリップフロップ
の出力側はアナログスイッチ１４へ導かれている。分周
器１６の第２の出力側はカウンタ１８へ導かれており、
このカウンタへは第２の発振器１９の信号が供給され
る。この場合、この第２の発振器１９の周波数は発振器
１５の周波数よりも著しく高い。
第１の出力側はフリップフロップ１７たとえばトグルフ
リップフロップへ導かれており、このフリップフロップ
の出力側はアナログスイッチ１４へ導かれている。分周
器１６の第２の出力側はカウンタ１８へ導かれており、
このカウンタへは第２の発振器１９の信号が供給され
る。この場合、この第２の発振器１９の周波数は発振器
１５の周波数よりも著しく高い。
【００１７】分周器１６へ、第２の入力側を介して同期
信号が供給される。この同期信号は、評価回路１３の接
続端子Ｓｙｎｃを介して供給され、この評価回路におい
てスタート同期ブロック２０へ達する。このブロックに
はさらに発振器１５の出力信号も供給される。スタート
同期ブロック２０は遅延装置２１を介して分周器１６と
接続されており、このブロック２０の他方の出力側はカ
ウンタ１８の”クリア”入力側へ導かれている。
信号が供給される。この同期信号は、評価回路１３の接
続端子Ｓｙｎｃを介して供給され、この評価回路におい
てスタート同期ブロック２０へ達する。このブロックに
はさらに発振器１５の出力信号も供給される。スタート
同期ブロック２０は遅延装置２１を介して分周器１６と
接続されており、このブロック２０の他方の出力側はカ
ウンタ１８の”クリア”入力側へ導かれている。
【００１８】カウンタ１８は２つのレジスタ２２、２３
へ導かれている。そしてこれらのレジスタは論理演算ユ
ニット２４と接続されており、このユニットの出力側か
らディジタル出力信号Ｓd が供給される。
へ導かれている。そしてこれらのレジスタは論理演算ユ
ニット２４と接続されており、このユニットの出力側か
らディジタル出力信号Ｓd が供給される。
【００１９】さらに評価回路１３はオーバーフロー検出
ブロック２５を有している。このブロックには分周器１
６ならびに同期入力側Ｓｙｎｃからの信号が供給され、
このブロックの出力側にはオーバーフローエラーを表す
信号が生じる。リセット装置２６は、接続端子Ｒｅｓｅ
ｔを介して相応のリセット信号を受信する。
ブロック２５を有している。このブロックには分周器１
６ならびに同期入力側Ｓｙｎｃからの信号が供給され、
このブロックの出力側にはオーバーフローエラーを表す
信号が生じる。リセット装置２６は、接続端子Ｒｅｓｅ
ｔを介して相応のリセット信号を受信する。
【００２０】図２にはディジタルコルピッツ発振器が示
されており、有利にはこの種の発振器を発振器１５とし
て用いることができる。この発振器は他の公知の発振器
に比べて著しく良好な周波数安定性を有する。このよう
な周波数安定性を得なくてもよいならば、別の形式の発
振器を発振器１５として使用することもできる。
されており、有利にはこの種の発振器を発振器１５とし
て用いることができる。この発振器は他の公知の発振器
に比べて著しく良好な周波数安定性を有する。このよう
な周波数安定性を得なくてもよいならば、別の形式の発
振器を発振器１５として使用することもできる。
【００２１】図２によるディジタルコルピッツ発振器
は、両方のセンサインダクタンスＬ１およびＬ２と、２
つの抵抗Ｒ１およびＲ２から成る直列回路とを含んでい
る。これらの抵抗はバッテリ電圧Ｕｂとアースとの間に
配置されており、増幅器装置Ｖ１を介して両方のインダ
クタンスＬ１およびＬ２のそれぞれ一方の側と接続され
ている。これと同じ接続点は増幅器Ｖ２を介して出力側
へ導かれており、この出力側において信号ｆSen を取り
出すことができる。
は、両方のセンサインダクタンスＬ１およびＬ２と、２
つの抵抗Ｒ１およびＲ２から成る直列回路とを含んでい
る。これらの抵抗はバッテリ電圧Ｕｂとアースとの間に
配置されており、増幅器装置Ｖ１を介して両方のインダ
クタンスＬ１およびＬ２のそれぞれ一方の側と接続され
ている。これと同じ接続点は増幅器Ｖ２を介して出力側
へ導かれており、この出力側において信号ｆSen を取り
出すことができる。
【００２２】２つのコンデンサＣＳ１とＣＳ２から成る
直列回路−これらのコンデンサの接続点はアースと接続
されている−は、インダクタンスＬ１およびＬ２と接続
されており、コンデンサＣＫを介して分圧器Ｒ１、Ｒ２
へ導かれている。
直列回路−これらのコンデンサの接続点はアースと接続
されている−は、インダクタンスＬ１およびＬ２と接続
されており、コンデンサＣＫを介して分圧器Ｒ１、Ｒ２
へ導かれている。
【００２３】アナログスイッチとして、いわゆる伝送ゲ
ートが形成されるように結線された４つの電界効果トラ
ンジスタが用いられている。これらの電界効果トランジ
スタは、コンデンサＣＳ２とＣＫとの間が接続されてい
ることからインダクタンスＬ１とＬ２の間に位置してお
り、入力信号Ｓｅｌの供給される増幅器Ｖ３を介して制
御される。
ートが形成されるように結線された４つの電界効果トラ
ンジスタが用いられている。これらの電界効果トランジ
スタは、コンデンサＣＳ２とＣＫとの間が接続されてい
ることからインダクタンスＬ１とＬ２の間に位置してお
り、入力信号Ｓｅｌの供給される増幅器Ｖ３を介して制
御される。
【００２４】図３には、たとえば分周器１６の分周係数
Ｎ＝２の場合の時間関係が示されている。この場合、図
３のａ）には時間ｔにわたって計数状態が破線で示され
ており、レジスタ内容が実線で示されている。図３の
ｂ）には発振器周波数ｆosc が時間ｔにわたって示され
ており、図３のｃ）にはセンサ周波数がやはり時間ｔに
わたり示されている。ＴSync、ＴSen1,2、およびＴBusy
により、同期信号の周期持続時間、センサの振動持続時
間およびＮ＝２のときに生じる信号Ｂｕｓｙの２倍の周
期持続時間が示されている。切換時点はＵで示されてお
り、レジスタ引き継ぎ時点はＲで示されている。これら
の参照符号の意味はセンサ評価回路に関する以下の説明
から明らかにされる。
Ｎ＝２の場合の時間関係が示されている。この場合、図
３のａ）には時間ｔにわたって計数状態が破線で示され
ており、レジスタ内容が実線で示されている。図３の
ｂ）には発振器周波数ｆosc が時間ｔにわたって示され
ており、図３のｃ）にはセンサ周波数がやはり時間ｔに
わたり示されている。ＴSync、ＴSen1,2、およびＴBusy
により、同期信号の周期持続時間、センサの振動持続時
間およびＮ＝２のときに生じる信号Ｂｕｓｙの２倍の周
期持続時間が示されている。切換時点はＵで示されてお
り、レジスタ引き継ぎ時点はＲで示されている。これら
の参照符号の意味はセンサ評価回路に関する以下の説明
から明らかにされる。
【００２５】入力側Ｓｙｎｃを介して回路装置１３へ同
期信号が供給され、この信号はセンサ信号を評価する際
の同期化に用いられる。この信号は矩形波信号であっ
て、同期信号の正の側縁により新たな変換時相がトリガ
される。この場合、変換時相とは、振動回路中のインダ
クタンスＬ１またはＬ２を有するセンサ発振器のＮ倍の
振動持続時間全体を意味する。このスタートパルスによ
り同時に、共通のカウンタ１８が信号”クリア”により
リセットされる。
期信号が供給され、この信号はセンサ信号を評価する際
の同期化に用いられる。この信号は矩形波信号であっ
て、同期信号の正の側縁により新たな変換時相がトリガ
される。この場合、変換時相とは、振動回路中のインダ
クタンスＬ１またはＬ２を有するセンサ発振器のＮ倍の
振動持続時間全体を意味する。このスタートパルスによ
り同時に、共通のカウンタ１８が信号”クリア”により
リセットされる。
【００２６】トリガされた２つのセンサクロック周期Ｔ
sen が遅延装置２１により遅延された後、この時点まで
静止状態に留まっていたプログラム可能な分周器１６に
分周係数Ｎがロードされ、計数が開始される。分周器の
作動開始により信号”ＢＵＳＹ”は論理状態０から状態
１へ移行し、これによりカウンタ１８のクロック入力
側”ＥＮＡＢＬＥ”が作動状態におかれる。
sen が遅延装置２１により遅延された後、この時点まで
静止状態に留まっていたプログラム可能な分周器１６に
分周係数Ｎがロードされ、計数が開始される。分周器の
作動開始により信号”ＢＵＳＹ”は論理状態０から状態
１へ移行し、これによりカウンタ１８のクロック入力
側”ＥＮＡＢＬＥ”が作動状態におかれる。
【００２７】そしてセンサ発振器１５の後続のＮ個のク
ロック周期は分周器１６により計数される。この期間
中、カウンタ１８の計数状態はクロック周波数ｆosc に
より高められる。このクロック周波数は発振器１９によ
り発生され、発振器１５の周波数ｆsen よりも著しく高
い。このように周波数を選定することにより、センサ信
号のできりかぎり高い分解能が保証される。
ロック周期は分周器１６により計数される。この期間
中、カウンタ１８の計数状態はクロック周波数ｆosc に
より高められる。このクロック周波数は発振器１９によ
り発生され、発振器１５の周波数ｆsen よりも著しく高
い。このように周波数を選定することにより、センサ信
号のできりかぎり高い分解能が保証される。
【００２８】分周器１６が分周器自身をロック状態にす
る計数状態に達すると、つまり静止状態へ移行する計数
状態に達すると、信号”ＢＵＳＹ”はふたたび論理状態
０をとり、これによりカウンタ１８のクロック入力側は
非作動状態におかれ、したがって到達した計数状態が保
持される。これと同時に分周器１６はパルスにより、つ
まり０から１への跳躍的変化により、トグルフリップフ
ロップ１７に対し変換時相の終了を通報する。
る計数状態に達すると、つまり静止状態へ移行する計数
状態に達すると、信号”ＢＵＳＹ”はふたたび論理状態
０をとり、これによりカウンタ１８のクロック入力側は
非作動状態におかれ、したがって到達した計数状態が保
持される。これと同時に分周器１６はパルスにより、つ
まり０から１への跳躍的変化により、トグルフリップフ
ロップ１７に対し変換時相の終了を通報する。
【００２９】このパルスの立上り縁により、トグルフリ
ップフロップ１７の記憶状態が反転する。この場合に出
力側ＱないしＱに生じた正の信号側縁は、カウンタの内
容をレジスタ２２ないし２３に受け渡すために用いられ
る。
ップフロップ１７の記憶状態が反転する。この場合に出
力側ＱないしＱに生じた正の信号側縁は、カウンタの内
容をレジスタ２２ないし２３に受け渡すために用いられ
る。
【００３０】つまりトグルフリップフロップ１７によ
り、そのつど交互にレジスタ２２、２３の一方に計数状
態がロードされる。これらのレジスタに後置接続された
論理演算ユニット２４は、レジスタ内容を互いに減算す
る。その結果生じたディジタル形式の結果Ｓｄは、ディ
ジタル形式のセンサ出力信号としてたとえばディジタル
調整装置へ、たとえば図４に示されたディジタル調整装
置へ、実際値として供給される。
り、そのつど交互にレジスタ２２、２３の一方に計数状
態がロードされる。これらのレジスタに後置接続された
論理演算ユニット２４は、レジスタ内容を互いに減算す
る。その結果生じたディジタル形式の結果Ｓｄは、ディ
ジタル形式のセンサ出力信号としてたとえばディジタル
調整装置へ、たとえば図４に示されたディジタル調整装
置へ、実際値として供給される。
【００３１】センサ発振器１５におけるアナログスイッ
チ１４の制御入力側をフリップフロップ出力側Ｑおよび
Ｑと接続することにより、トグルフリップフロップ１７
の状態反転とともにアナログスイッチ１４の位置も変化
する。これにより各変換時相の終了時にセンサ振動回路
中のインダクタンスが交番し、つまりたとえばＬ１から
Ｌ２への、またはＬ２からＬ１への切り換えが行われ
る。
チ１４の制御入力側をフリップフロップ出力側Ｑおよび
Ｑと接続することにより、トグルフリップフロップ１７
の状態反転とともにアナログスイッチ１４の位置も変化
する。これにより各変換時相の終了時にセンサ振動回路
中のインダクタンスが交番し、つまりたとえばＬ１から
Ｌ２への、またはＬ２からＬ１への切り換えが行われ
る。
【００３２】センサ振動回路は同期信号ＳＹＮＣの次の
正の側縁までの残りの時間を、遅延ブロック２１により
発生される固定的な遅延時間２Ｔsen に加えて、付加的
な振動立上り時間として用いることができる。
正の側縁までの残りの時間を、遅延ブロック２１により
発生される固定的な遅延時間２Ｔsen に加えて、付加的
な振動立上り時間として用いることができる。
【００３３】次の同期信号の発生前に分周器１６の変換
時相がまだ終了していない場合、評価回路においてオー
バーフローエラーが生じる。このエラーはオーバーフロ
ー検出装置２５により信号ＳＹＮＣとＢＵＳＹの結合に
よって検出され、これらの信号はこの目的で両方ともオ
ーバーフロー検出装置２５へ供給される。
時相がまだ終了していない場合、評価回路においてオー
バーフローエラーが生じる。このエラーはオーバーフロ
ー検出装置２５により信号ＳＹＮＣとＢＵＳＹの結合に
よって検出され、これらの信号はこの目的で両方ともオ
ーバーフロー検出装置２５へ供給される。
【００３４】このオーバーフローエラーは表示可能であ
って、このエラーを除去するためにたとえば同期信号の
周波数低減、コンデンサＣＳ１、ＣＳ２の容量の低減、
または分周係数Ｎの低減のような多数の措置をとること
ができ、その際、そのつど最適な措置を選択できる。
って、このエラーを除去するためにたとえば同期信号の
周波数低減、コンデンサＣＳ１、ＣＳ２の容量の低減、
または分周係数Ｎの低減のような多数の措置をとること
ができ、その際、そのつど最適な措置を選択できる。
【００３５】相応のリセット信号の供給されるリセット
装置２６により、評価回路１３全体を所定の初期状態に
おくことができる。起動時、両方のレジスタ２２、２３
ならびにカウンタ１８は０にリセットされ、オーバーフ
ロー検出装置２５により表示されたオーバーフローエラ
ーが消去され、トグルフリップフロップ１７は所定の状
態にセットされ、分周器１６は静止状態におかれる。
装置２６により、評価回路１３全体を所定の初期状態に
おくことができる。起動時、両方のレジスタ２２、２３
ならびにカウンタ１８は０にリセットされ、オーバーフ
ロー検出装置２５により表示されたオーバーフローエラ
ーが消去され、トグルフリップフロップ１７は所定の状
態にセットされ、分周器１６は静止状態におかれる。
【００３６】ディジタルセンサ出力信号の達成可能な分
解能は図３に示されている。この場合、分解能Ａは、値
の最も大きいセンサ出力信号ΔＺmax の２進表示に必要
な２進桁数に極性符号反転を考慮するための１つのビッ
トを加えた数として定義される。さらに必要とされる値
は評価過程から導出され、次のことがあてはまる。すな
わち、 Ａ．インダクタンスＬ１およびＬ２を有するセンサ発振
器のＮ倍の振動持続時間の計数： Ｚ1 ＝Ｎ＊Ｔsen1＊ｆosc：レジスタ１ Ｚ2 ＝Ｎ＊Ｔsen2＊ｆosc：レジスタ２ ここにおいて、Ｔseni＝２π＊√（Ｌi ＊Ｃ）：減衰の
ない振動持続時間である。
解能は図３に示されている。この場合、分解能Ａは、値
の最も大きいセンサ出力信号ΔＺmax の２進表示に必要
な２進桁数に極性符号反転を考慮するための１つのビッ
トを加えた数として定義される。さらに必要とされる値
は評価過程から導出され、次のことがあてはまる。すな
わち、 Ａ．インダクタンスＬ１およびＬ２を有するセンサ発振
器のＮ倍の振動持続時間の計数： Ｚ1 ＝Ｎ＊Ｔsen1＊ｆosc：レジスタ１ Ｚ2 ＝Ｎ＊Ｔsen2＊ｆosc：レジスタ２ ここにおいて、Ｔseni＝２π＊√（Ｌi ＊Ｃ）：減衰の
ない振動持続時間である。
【００３７】この場合、補助発振器の計数周波数は発振
器の計数周波数よりも著しく大きく、したがって、 Ｔosc ＜＜Ｔseni があてはまる。
器の計数周波数よりも著しく大きく、したがって、 Ｔosc ＜＜Ｔseni があてはまる。
【００３８】この結果は１つのレジスタないし複数のレ
ジスタに格納される。
ジスタに格納される。
【００３９】 Ｂ．時間的な差の形成つまりレジスタ内容の減算 ΔＺ＝Ｚ1 −Ｚ2 ΔＺ＝Ｎ＊ｆosc＊２π＊√Ｃ＊（√Ｌ1 −√Ｌ2 ） 位置変化の際の小さなインダクタンス変化に関しては近
似的に次のことがあてはまる。すなわち、 ΔＺ＝Ｎ＊ｆosc＊２π＊√Ｃ＊√Ｌ1 ＊ΔＬ／２Ｌ1 この場合、変位量Δｓは良好な近似でインダクタンス変
化に比例し、 Δｓ≒ΔＬ／Ｌ1 およびΔｓ≒ΔＺ があてはまる。
似的に次のことがあてはまる。すなわち、 ΔＺ＝Ｎ＊ｆosc＊２π＊√Ｃ＊√Ｌ1 ＊ΔＬ／２Ｌ1 この場合、変位量Δｓは良好な近似でインダクタンス変
化に比例し、 Δｓ≒ΔＬ／Ｌ1 およびΔｓ≒ΔＺ があてはまる。
【００４０】最適な評価のためには次の条件が満たされ
なければならない。すなわち、 Ｔsyn ＞Ｎ＊Ｔseni, max Ｔseni, max ≒２π√ＣＬ1 したがって、 Ｚ＜Ｔsyn ＊ｆosc ＊ΔＬ／２Ｌ1 があてはまる。
なければならない。すなわち、 Ｔsyn ＞Ｎ＊Ｔseni, max Ｔseni, max ≒２π√ＣＬ1 したがって、 Ｚ＜Ｔsyn ＊ｆosc ＊ΔＬ／２Ｌ1 があてはまる。
【００４１】上述の式および図３との関連から明らかな
ことは、補助発振器の周波数と同期信号Ｔsyn の周期持
続時間は、達成可能な分解能Ａに最も大きな影響を及ぼ
すことである。発振器周波数または同期信号の周期持続
時間の結合により、装置の分解能Ａはそれぞれ１ｂｉｔ
高められる。この場合、Ａは２進表示におけるΔＺma x
のための２進桁数に相応し、したがって次のことがあて
はまる。すなわち、 Ａ＝Ｌｏｇ2（ｆosc)＋Ｌｏｇ2（Ｔsyn）＋Ｌｏｇ2（Δ
Ｌ／２Ｌ1max） Ａ≒Ｌｏｇ2（ｆosc） 評価回路１３を作動させるために、ディジタルコルピッ
ツ発振器における振動回路コンデンサＣないしＣＳ１、
ＣＳ２、分周係数Ｎならびに補助発振器の周波数を適切
に設定する必要がある。プリセット値として、１２〜１
８μＨのうず電流インダクタンスに対し同期信号の周期
持続時間は１００ｍｓに設定され、ディジタルセンサ出
力信号の達成すべき分解能は９または１０ｂｉｔに設定
される。
ことは、補助発振器の周波数と同期信号Ｔsyn の周期持
続時間は、達成可能な分解能Ａに最も大きな影響を及ぼ
すことである。発振器周波数または同期信号の周期持続
時間の結合により、装置の分解能Ａはそれぞれ１ｂｉｔ
高められる。この場合、Ａは２進表示におけるΔＺma x
のための２進桁数に相応し、したがって次のことがあて
はまる。すなわち、 Ａ＝Ｌｏｇ2（ｆosc)＋Ｌｏｇ2（Ｔsyn）＋Ｌｏｇ2（Δ
Ｌ／２Ｌ1max） Ａ≒Ｌｏｇ2（ｆosc） 評価回路１３を作動させるために、ディジタルコルピッ
ツ発振器における振動回路コンデンサＣないしＣＳ１、
ＣＳ２、分周係数Ｎならびに補助発振器の周波数を適切
に設定する必要がある。プリセット値として、１２〜１
８μＨのうず電流インダクタンスに対し同期信号の周期
持続時間は１００ｍｓに設定され、ディジタルセンサ出
力信号の達成すべき分解能は９または１０ｂｉｔに設定
される。
【００４２】これに加えて、変換時相の持続時間に関連
する同期信号の周期持続時間の可能な良好な限界値に対
する要求、ならびに振動回路容量と１００〜２００ｐＦ
／ｍの寄生線路容量ＣＰとの間の十分に大きな間隔に対
する要求が満たされなければならない。
する同期信号の周期持続時間の可能な良好な限界値に対
する要求、ならびに振動回路容量と１００〜２００ｐＦ
／ｍの寄生線路容量ＣＰとの間の十分に大きな間隔に対
する要求が満たされなければならない。
【００４３】図１に示されたセンサを所属の評価回路と
ともに、たとえばまだ非公開のドイツ連邦共和国特許出
願第４１１７８１５．７により知られているような調整
装置において使用する際、センサ自体が実際値発生器と
して用いられる場合に評価回路１３のディジタル出力信
号Ｓｄを直接、調整のための実際値として利用できる。
図４にはこの回路全体が示されており、この場合、調整
装置は単にブロック２７として示されている。このブロ
ック２７は計算装置２９、バスインターフェース３０、
パラメータ記憶用メモリＲＡＭ、シーケンス制御プログ
ラムのためのＲＯＭ、および終段制御部３１を有してお
り、この制御部３１へ計算装置２９から調整量ＳＧが供
給される。調整装置の構成およびその機能は上述の特許
出願に示されている。
ともに、たとえばまだ非公開のドイツ連邦共和国特許出
願第４１１７８１５．７により知られているような調整
装置において使用する際、センサ自体が実際値発生器と
して用いられる場合に評価回路１３のディジタル出力信
号Ｓｄを直接、調整のための実際値として利用できる。
図４にはこの回路全体が示されており、この場合、調整
装置は単にブロック２７として示されている。このブロ
ック２７は計算装置２９、バスインターフェース３０、
パラメータ記憶用メモリＲＡＭ、シーケンス制御プログ
ラムのためのＲＯＭ、および終段制御部３１を有してお
り、この制御部３１へ計算装置２９から調整量ＳＧが供
給される。調整装置の構成およびその機能は上述の特許
出願に示されている。
【００４４】したがってここでは次のことを述べるだけ
にする。すなわち、所属の出力半導体２８を除いて調整
装置２７はただ１つのチップ上に集積可能であり、セン
サ１０により位置の測定される調整素子３２を制御する
集積化されたこの調整装置へ、評価回路１３のディジタ
ル出力信号を直接供給することができ、その際にアナロ
グ／ディジタル変換器は不要である。
にする。すなわち、所属の出力半導体２８を除いて調整
装置２７はただ１つのチップ上に集積可能であり、セン
サ１０により位置の測定される調整素子３２を制御する
集積化されたこの調整装置へ、評価回路１３のディジタ
ル出力信号を直接供給することができ、その際にアナロ
グ／ディジタル変換器は不要である。
【００４５】センサとやはりこのチップに集積可能なデ
ィジタル評価回路との間のインターフェースとして、マ
イクロコンピュータのための標準化されたバスインター
フェース３０を使用できる。
ィジタル評価回路との間のインターフェースとして、マ
イクロコンピュータのための標準化されたバスインター
フェース３０を使用できる。
【００４６】この装置の場合、論理演算ユニット２４を
計算装置へ移し変えることができ、このことによりセン
サ自体のためのハードウェアコストを低減できる。
計算装置へ移し変えることができ、このことによりセン
サ自体のためのハードウェアコストを低減できる。
【００４７】
【発明の効果】本発明によれば、低い感度しか有してお
らず非線形である公知の装置の種々の欠点を解消し、出
力信号がそのままディジタル形式で送出される誘導セン
サ用評価回路が提供される。
らず非線形である公知の装置の種々の欠点を解消し、出
力信号がそのままディジタル形式で送出される誘導セン
サ用評価回路が提供される。
【図１】誘導センサを本発明による評価回路装置の実施
例とともに示す図である。
例とともに示す図である。
【図２】図１によるセンサを励起するためのディジタル
コルピッツ発振器を示す図である。
コルピッツ発振器を示す図である。
【図３】分周係数Ｎ＝２である分周器の場合の時間関係
を示す図である。
を示す図である。
【図４】センサ評価回路を含めた本発明によるセンサと
著しく有利に共働する調整装置を示す図である。
著しく有利に共働する調整装置を示す図である。
１０ センサ １１ コア １３ 評価回路 １５，１９ 発振器 １７ トグルフリップフロップ １８ カウンタ ２０ スタート同期ブロック ２１ 遅延装置 ２２，２３ レジスタ ２４ 論理演算ユニット ２５ オーバーフロー検出装置 ２６ リセット装置 ２７ 調整装置 ２８ 出力半導体 ２９ 計算装置 ３０ バスインターフェース ３１ 終段制御部 ３２ 調整素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ベルント ディトマー ドイツ連邦共和国 ルートヴィヒスブルク シュテファンシュトラーセ 23 (72)発明者 フランツ シュヴァルツ ドイツ連邦共和国 ファイヒンゲン イム タイクトローク ４−１ (72)発明者 カール−ハインツ ヘーゲレ ドイツ連邦共和国 ファイヒンゲン ゲー ロクシュトラーセ 70 (72)発明者 トーマス ヴィーヤ ドイツ連邦共和国 エニンゲン グラーベ ンシュトラーセ 35 (72)発明者 ヘルムート シュナイダー ドイツ連邦共和国 ムートランゲン シュ ロスシュトラーセ １
Claims (10)
- 【請求項１】 検出すべき位置に依存してインダクタン
スが互いに逆方向に変化する少なくとも２つのコイル
と、スイッチング手段を介して交互に１つのインダクタ
ンスと接続される発振器とを備えた、誘導式位置センサ
用評価回路において、 発振器（１５）の出力信号は分周器（１６）へ供給さ
れ、該分周器はフリップフロップ（１７）とカウンタ
（１８）を制御し、 前記カウンタ（１８）は別の発振器（１９）のパルスを
計数し、計数値は記憶され、ディジタル出力信号を発生
する論理演算ユニット（２４）において処理されること
を特徴とする、誘導式位置センサ用評価回路。 - 【請求項２】 前記分周器は、分周係数Ｎを有する自走
ブロッキング形分周器である、請求項１記載の評価回
路。 - 【請求項３】 分周係数Ｎは任意のいずれの整数値もと
り得る、請求項２記載の評価回路。 - 【請求項４】 前記フリップフロップ（１７）は、出力
側Ｑ、Ｑを有するトグルフリップフロップであり、該フ
リップフロップはスイッチ（１４）と接続されており、
該スイッチは出力側Ｑ、Ｑにおける状態に依存して切り
替わる、請求項１〜３のいずれか１項記載の評価回路。 - 【請求項５】 同期信号によりカウンタ（１８）が制御
され、遅延装置（２１）において行われる遅延後に当該
同期信号により分周器（１６）が制御される、請求項１
〜４のいずれか１項記載の評価回路。 - 【請求項６】 オーバーフローエラーを示すオーバーフ
ロー検出装置（２５）が設けられている、請求項１〜５
のいずれか１項記載の評価回路。 - 【請求項７】 当該評価回路（１３）の所定のリセット
を可能にするリセット装置（２６）が設けられている、
請求項１〜６のいずれか１項記載の評価回路。 - 【請求項８】 前記発振器（１５）はディジタルコルピ
ッツ発振器である、請求項１〜７のいずれか１項記載の
評価回路。 - 【請求項９】 前記発振器（１５）の周波数は別の発振
器（１９）の周波数よりも著しく小さい、請求項８記載
の評価回路。 - 【請求項１０】 当該評価回路（１３）はＣ−ＭＯＳ技
術により１つのチップ上に形成されている、請求項１〜
９のいずれか１項記載の評価回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4237879.6 | 1992-11-10 | ||
| DE4237879A DE4237879A1 (de) | 1992-11-10 | 1992-11-10 | Auswerteschaltung für einen Induktivsensor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06241828A true JPH06241828A (ja) | 1994-09-02 |
Family
ID=6472501
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28097793A Ceased JPH06241828A (ja) | 1992-11-10 | 1993-11-10 | 誘導式位置センサ用評価回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5425073A (ja) |
| JP (1) | JPH06241828A (ja) |
| DE (1) | DE4237879A1 (ja) |
| FR (1) | FR2697909B1 (ja) |
| GB (1) | GB2272295B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008129025A (ja) * | 2006-11-22 | 2008-06-05 | Cherry Gmbh | 誘導式の位置測定装置または角度測定装置 |
Families Citing this family (20)
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|---|---|---|---|---|
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| KR0155878B1 (ko) * | 1995-09-12 | 1998-12-15 | 이대원 | 리니어 스텝핑 모터의 위치검출방법 및 그 장치 |
| DE19741822A1 (de) * | 1997-09-23 | 1999-03-25 | Bosch Gmbh Robert | Induktiver Hochfrequenz-Lage- oder -Bewegungssensor |
| US6470751B1 (en) * | 1999-02-20 | 2002-10-29 | Lg Electronics Inc. | Vibration detecting apparatus and method thereof |
| DE10004718C5 (de) * | 2000-02-03 | 2008-06-19 | Balluff Gmbh | Induktiver Näherungssensor |
| GB2365130B (en) * | 2000-07-20 | 2005-01-19 | Honeywell Control Syst | Improved proximity sensor and related methods |
| DE10123625A1 (de) * | 2001-05-15 | 2002-11-21 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren und Vorrichtung zur Überwachung einer messwerterfassung |
| DE10242385B4 (de) | 2002-09-12 | 2005-09-01 | Cherry Gmbh | Induktive Sensoreinheit |
| ES2282890T3 (es) * | 2003-09-11 | 2007-10-16 | Cherry Gmbh | Conmutador inductivo. |
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| EP1887322A1 (de) * | 2006-07-31 | 2008-02-13 | Cherry GmbH | Induktive Positions- oder Winkelmesseinrichtung |
| EP1884748A1 (de) * | 2006-07-31 | 2008-02-06 | Cherry GmbH | Induktive Positions-oder Winkelmesseinrichtung |
| DE102008063527A1 (de) | 2008-12-18 | 2010-07-01 | Micro-Epsilon Messtechnik Gmbh & Co. Kg | Schaltungsanordnung und Verfahren zum Auswerten eines Sensors |
| AT508189B1 (de) * | 2009-04-30 | 2012-04-15 | Austrian Center Of Competence In Mechatronics Gmbh | Vorrichtung und verfahren zur messung einer relativbewegung eines targets |
| US8742715B2 (en) | 2011-06-09 | 2014-06-03 | Simmonds Precision Products, Inc. | System and method for providing control of an electric motor using inductive rotary sensor |
| DE102012004308B4 (de) * | 2012-03-01 | 2018-09-20 | Atlas Elektronik Gmbh | Annäherungssensor und Verfahren zum Bestimmen der Annäherung an einen elektrisch leitfähigen Körper |
| RU2515216C1 (ru) * | 2012-11-07 | 2014-05-10 | Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт физических измерений" | Устройство формирования выходного сигнала индуктивного дифференциального измерительного преобразователя |
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| US10982975B2 (en) * | 2016-11-02 | 2021-04-20 | KSR IP Holdings, LLC | Duty cycle for inductive position sensors |
| EP3438620B1 (en) * | 2017-08-02 | 2020-09-30 | Melexis Technologies NV | Closed-loop oscillator based sensor interface circuit |
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|---|---|---|---|---|
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| GB2097540B (en) * | 1981-04-13 | 1984-11-28 | Tokyo Shibaura Electric Co | Integrating meter with rotor and magnetoresistive sensor |
| GB8422277D0 (en) * | 1984-09-04 | 1984-10-10 | Bartlett D | Fixed frequency detector |
| US4644570A (en) * | 1985-09-20 | 1987-02-17 | Bitronics, Inc. | Sensor amplification and enhancement apparatus using digital techniques |
| DE3545375A1 (de) * | 1985-12-20 | 1987-06-25 | Siemens Ag | Verfahren zum automatischen abgleich eines integrierenden, mikrocomputergesteuerten messgeraetes |
| JPS6421306U (ja) * | 1987-07-30 | 1989-02-02 | ||
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-
1992
- 1992-11-10 DE DE4237879A patent/DE4237879A1/de not_active Ceased
-
1993
- 1993-09-10 US US08/120,577 patent/US5425073A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-10-11 FR FR9312076A patent/FR2697909B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1993-10-29 GB GB9322342A patent/GB2272295B/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-11-10 JP JP28097793A patent/JPH06241828A/ja not_active Ceased
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008129025A (ja) * | 2006-11-22 | 2008-06-05 | Cherry Gmbh | 誘導式の位置測定装置または角度測定装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2272295A (en) | 1994-05-11 |
| GB2272295B (en) | 1996-09-04 |
| FR2697909A1 (fr) | 1994-05-13 |
| US5425073A (en) | 1995-06-13 |
| GB9322342D0 (en) | 1993-12-15 |
| FR2697909B1 (fr) | 1995-02-10 |
| DE4237879A1 (de) | 1994-05-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A045 | Written measure of dismissal of application [lapsed due to lack of payment] |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A045 Effective date: 20040220 |