JPH062334Y2

JPH062334Y2 - 平衡増幅器

Info

Publication number: JPH062334Y2
Application number: JP1986099473U
Authority: JP
Inventors: 讓治笠井
Original assignee: オンキヨ−株式会社
Priority date: 1986-06-27
Filing date: 1986-06-27
Publication date: 1994-01-19
Anticipated expiration: 2001-06-27
Also published as: JPS635716U

Description

【考案の詳細な説明】［産業上の利用分野］本考案はオーディオ用などの平衡増幅器に関する。

［従来の技術］従来の平衡増幅器は、第３図に示すような構成である。

第１の入力を第１の入力抵抗１を介して第１の差動型増
幅器２の非反転入力端子に入力し、その増幅出力を第１
の出力端子３から出力するとともに、この出力を第１の
帰還抵抗４を介して上記第１の差動型増幅器２の反転入
力端子に負帰還する。また、第２の入力を第２の入力抵
抗５を介して第２の差動型増幅器６の非反転入力端子に
入力し、その増幅出力を第２の出力端子７から出力する
とともに、この出力を第２の帰還抵抗８を介して上記第
２の差動型増幅器６の反転入力端子に負帰還する。

そして、上記第１の差動型増幅器２の反転入力端子を上
記第２の差動型増幅器６の非反転入力端子に接続し、上
記第２の差動型増幅器６の反転入力端子を第１の差動型
増幅器２の非反転入力端子に接続する。

また、９は正、負の電源電圧VA,VBを出力し、この正、
負の電源電圧VA,VBを上記第１、第２の差動型増幅器
２，６にそれぞれ供給する電源回路である。

ここで、第１の入力抵抗１と第２の入力抵抗５とは同一
抵抗値Ｒ_１、第１の帰還抵抗４と第２の帰還抵抗８とは
同一の抵抗値R2にそれぞれ設定される。

このような構成において、第４図に示すように、第１の
入力電圧をe1、第２の入力電圧をe2、第１の出力端子３
の出力電圧をV1、第２の出力端子７の出力電圧をV2、第
１、第２の差動増幅器２，６の裸利得をそれぞれA1,A2
とし、上記第１、第２の差動増幅器２，６の非反転入力
端子の電圧をそれぞれv3,v4とすると、それぞれ次式が
導かれる。

V1=A1(v3-v4) …(1) V2=A2(v4-v3)=-A2(v3-v4) …(2) (1),(2)式より、 V1-V2=(A1+A2)(v3-v4) …(5) (3),(4)式より、 (6)式を(5)式に代入すると、となる。これを整理すると、となる。ここで、A1,A2は１０^５のオーダーであり、R2/
R1は高々数十程度であるので、 (A1+A2)R1》R1+R2 とすると、上式は、ただし、e1：第１の入力電圧 e2：第２の入力電圧 R1：第１、第２の入力抵抗 R2：第１、第２の帰還抵抗となる。

すなわち、このような構成の平衡増幅器においては、第
１、第２の入力が同相入力の場合、第１、第２の出力端
子３，７間にはその出力は現れない。

したがって、オーディオ用増幅器として使用される場合
には、第１の差動型増幅器２と第２の差動型増幅器６と
が逆相入力で動作するように構成される。

［考案が解決しようとする問題点］このような構成において、第５図に示すように、入力端
を接地し、第１、第２の差動増幅器２，６の入力換算オ
フセット電圧をそれぞれΔe1，Δe2とし、第１、第２の
出力端子３，７における、対アースに対する出力オフセ
ット電圧V10,V20を求める。

同図からそれぞれ次式が導かれる。

V10=A1(v3-v4+Δe1) =A1(v3-v4)+A1Δe1 …(7) V20=A2(v4-v3+Δe2) =-A2(v3-v4)+A2Δe2 …(8) (9),(10)式より、 (7),(8)式より、 V10-V20=(A1+A2)(v3-v4) +A1Δe1-A2Δe2 …(12) (11)を(12)式に代入すると、これを整理すると、となる。ここで、同様に、 (A1+A2)R1》R1+R2 とすると、上式は、となる。

また、(7),(8)式より、 V10+V20=(A1-A2)(v3-v4) +A1Δe1+A2Δe2 …(14) この(14)式に(11)式を代入すると、この(15)式に(13)式を代入すると、これを整理すると、ここで、同様に、 2A2R1》R1+R2 2A1R1》R1+R2 (A1+A2)R1》R1+R2 とすると、上式は、となる。

また、(13),(16)式によりゆえに、同様にして、となる。

すなわち、出力オフセット電圧V10,V20は、ほぼ同じ値
をもち、第１、第２の差動増幅器２，６の入力換算オフ
セット電圧Δe1，Δe2の和の電圧（Δe1＋Δe2）を（A1
A2/(A1+A2)）倍したものとなる。

ここで、一般に、A1,A2は１０^５程度のオーダーである
から、（A1A2/(A1+A2)）も１０^５程度のオーダーとなる
ため、｜Δe1+Δe2｜が数mVだとしても、出力オフセッ
ト電圧｜Ｖ10｜，｜Ｖ20｜は理論上数１０〜数１００Ｖ
の値となり、この値は一般に電源電圧｜VA｜，｜Ｖ_Ｂ｜
よりも高い。

したがって、（Δe1+Δe2）＞０であれば、出力オフセ
ット電圧V10,V20は正の電源電圧VAによって制限され、
いずれも電圧VAに固定される。逆に、（Δe1+Δe2）＜
０であれば、出力オフセット電圧V10,V20は負の電源電
圧Ｖ_Ｂによって制限され、いずれも電圧VBに固定される
ことになる。そして、これらの状態が無信号時の出力バ
イアス電圧となる。

この状態で(V10,V20＝VA（（Δe1+Δe2）＞０）で、第
１、第２の入力に信号e1（第１の入力電圧e1）、e2（第
２の入力電圧e2）を入力した場合について考える。

この場合においても、上記した下記の関係式が成立す
る。

たとえば、(e1-e2)＞０のとき、正常な動作であれば、
出力電圧V1は正方向に、出力電圧V2は負方向に動作する
はずであるが、出力電圧V1は正の電源電圧VAよりは大き
くならず固定されるので、上式から、となり、結局出力電圧V2のみが動作することになる。

逆に、(e1-e2)＜０のときは、出力電圧V2は正の電源電
圧VAよりは大きくならず固定されているので、上式か
ら、となり、結局出力電圧V1のみが動作することになる。

すなわち、第１の差動型増幅器２と第２の差動型増幅器
６とが逆相で同時に動作するように構成されているにも
かかわらず、入力信号の正、負の半サイクルをそれぞれ
第１、第２の差動型増幅器２，６が交互に増幅動作を行
うことになり、したがって、対称的な増幅動作ではない
ので、バランスが悪く、かつ歪みも増大する。

実際上、一方で、出力オフセット電圧を(V10+V20)＝０
すなわちΔe1＝−Δe2となるように補償したとしても、
他方では、となり、差動オフセット電圧を生じる。なお、（Δe1−
Δe2）に対する利得は、入力信号(e1-e2)に対する利得
とほぼ等しい。

また、Δe1＝Δe2＝０となるように補償できたとして
も、(v10+v20)の（Δe1＋Δe2）に対する利得が非常に
大きいので、温度変化や経時変化に対して、常にΔe1＝
Δe2＝０に保持することは極めて困難である。

［問題点を解決するための手段］本考案は、第１の入力を増幅する第１の増幅器２と、第２の入力を増幅する第２の増幅器６とを具備し、上記第１の増幅器２の第１の出力端子３と、第２の増幅
器６の出力端子７との間から出力を取り出すようにした
平衡増幅器において、上記第１の出力端子３を第１の積分抵抗１１を介して第
３の差動型増幅器１３の反転入力端子に接続し、この反
転入力端子を第１の積分コンデンサ１２を介して上記第
３の差動型増幅器１３の出力に接続し、この第３の差動
型増幅器１３の非反転入力端子に電源電圧を等分した電
圧を供給して第１のミラー積分回路１０を構成し、この第１のミラー積分回路１０によって検出、増幅され
た所定の周波数以下の超低周波成分および直流成分を上
記第１の差動型増幅器２の入力側へ負帰還して第１の増
幅型負帰還ループを構成し、上記第２の出力端子７を第２の積分抵抗２１を介して第
４の差動型増幅器２３の反転入力端子に接続し、この反
転入力端子を第２の積分コンデンサ２２を介して上記第
４の差動型増幅器２３の出力に接続し、この第４の差動
型増幅器２３の非反転入力端子に電源電圧を等分した電
圧を供給して第２のミラー積分回路２０を構成し、この第２のミラー積分回路２０によって検出、増幅され
た所定の周波数以下の超低周波成分および直流成分を上
記第２の差動型増幅器６の入力側へ負帰還して第２の増
幅型負帰還ループを構成した、ことを特徴とするものである。

［作用］以上の構成によれば、所定の周波数以下の超低周波領域から直流領域では、第
１、第２の増幅型負帰還ループによる帰還量βｓが第
１、第２の差動型増幅器２，６の負帰還増幅器としての
帰還量βｆよりはるかに大きくなる。

したがって、総合帰還量は上記帰還量βｓと帰還量βｆ
とを総合したものとなり、上記所定の周波数以下の超低
周波領域から直流領域にかけて急激に増大し、総合利得
は上記所定の周波数以下の超低周波領域から直流領域に
おいて著しく小さくなる。

そのため、第１、第２の差動型増幅器２，６の入力換算
オフセット電圧Δe1，Δe2は著しく減衰されて実際上無
視しうる程度まで小さくなり、第１、第２の出力端子
３，７には第３、第４の差動型増幅器１３，２３の入力
換算オフセット電圧Δe3，Δe4がそのまま出力されるに
過ぎない。（第３、第４の差動型増幅器１３，２３の裸
利得が充分大きい場合）そして、正、負の電源電圧VA,VBを等分した電位を基準として、第１、第２の差動型増幅器２，６の出力
から所定の周波数以下の超低周波成分および直流成分の
検出、増幅が行われ、この成分が上記第１、第２の差動
型増幅器２，６の入力側へそれぞれ負帰還されるため、
第１、第２の出力端子３，７の出力電圧V1,V2は、超低
周波領域から直流領域では、となる。

すなわち、出力電圧V1,V2は正、負の電源電圧VA,VBのセ
ンターに固定されるため、第１、第２の差動型増幅器
２，６はバランスのとれた対称的な増幅動作をする。

また、第１、第２の出力端子３，７間の差動オフセット
電位は、 V1−Ｖ2＝Δe3−Δe4 で近似でき、その値は非常に小さいので、負荷に供給さ
れる直流成分も非常に小さなものとなる。

さらに、総合帰還量は上記所定の周波数以下の超低周波
領域から直流領域にかけて急激に増大し、総合利得は上
記所定の周波数以下の超低周波領域から直流領域におい
て著しく小さくなるので、超低周波および直流領域のノ
イズなどの影響が抑圧された理想的な交流増幅を行うこ
とができる。

［実施例］（実施例Ｉ）第１図において説明する。図中、第３図の従来例と同等
部分については同一符号を付し、その説明は省略する。

第１の出力端子３を第１の積分抵抗１１を介して第３の
差動型増幅器１３の反転入力端子に接続し、この反転入
力端子を第１の積分コンデンサ１２を介して上記第３の
差動型増幅器１３の出力に接続し、そして、正、負の電
源電圧VA,VBが供給される正、負の電源供給端子１４，
１５間に直列接続した第１、第２の抵抗１６，１７（等
しい抵抗値を有する）を接続し、この第１、第２の抵抗
１６，１７の接続中点を上記第３の差動型増幅器１３の
非反転入力端子に接続してミラー積分回路１０を構成す
る。

このミラー積分回路１０は、６dB/octで増強する低減増
強特性を持つから、上記第１の差動型増幅器２の出力か
らは所定の周波数以下の超低周波成分および直流成分が
検出され、増幅される。

このミラー積分回路１０によって検出、増幅された超低
周波成分および直流成分を第３の抵抗１８を介して上記
第１の差動型増幅器２の非反転入力端子に負帰還し、こ
の非反転入力端子と第１の入力端子１との間に第４の抵
抗１９を接続して、第１の増幅型負帰還ループを形成す
る。

２０は第２のミラー積分回路で、第１のミラー積分回路
１０と同一の構成を有し、その周辺回路の構成は上記の
構成と対称的に構成され、同様にして、第２の増幅型負
帰還ループが形成される。

２１は第２の積分抵抗、２２は第２の積分コンデンサ、
２３は第４の差動型増幅器、２４は第５の抵抗、２５は
第６の抵抗である。

ここで、第１の積分抵抗１１と第２の積分抵抗２１とは
同一の抵抗値Ｒ、第１の積分コンデンサ１２と第２の積
分コンデンサ２２とは同一のキャパシタンスＣ、第１の
抵抗１６と第２の抵抗１７とは同一の抵抗値R5、第３の
抵抗１８と第５の抵抗２４とは同一の抵抗値R3、第４の
抵抗１９と第６の抵抗２５とは同一の抵抗値R4にそれぞ
れ設定される。

つぎに、動作を説明する。

数Hz以下の超低周波領域から直流領域において、第１、
第２のミラー積分回路１０，２０によって、第１、第２
の差動型増幅器２，６の正、負の電源電圧VA,VBを等分
した電位を基準として、所定の周波数以下の超低周波成分および
直流成分が検出、増幅される。

そして、この成分が上記第１、第２の差動型増幅器２，
６の入力側へそれぞれ負帰還されるから、超低周波領域
から直流領域では、第１、第２の増幅型負帰還ループに
よる帰還量βsが第１、第２の帰還抵抗４，８による帰
還量βfよりはるかに大きくなる。そして、総合帰還量
は上記帰還量βsと帰還量βfとを総合したものとなり、
超低周波領域から直流領域にかけて急激に増大する。

したがって、総合利得は超低周波領域から直流領域にお
いて著しく小さくなる。

超低周波領域において、総合帰還量が増大し、総合利得
が減衰し始めるターンオーバー周波数ωc,ωdは次のよ
うになる。

ここで、ωdは差動入力（ｅ１−ｅ２）、差動入力オフ
セット（Δｅ１−Δｅ２）に対するターンオーバー周波
数、ωcは同相入力（ｅ１＋ｅ２）、同相入力オフセッ
ト（Δｅ１＋Δｅ２）に対するターンオーバー周波数で
ある。

以下、差動入力（ｅ１−ｅ２）、差動入力オフセット
（Δｅ１−Δｅ２）に対する第１、第２の出力端子３，
７の端子間電圧(V1-V2)、同相入力（ｅ１＋ｅ２）、同
相入力オフセット（Δｅ１＋Δｅ２）に対する第１、第
２の出力端子３，７の端子間電圧(V1+V2)を求めること
により、上記の特性を簡単に説明する。

第６図において、第１、第２の入力電圧をそれぞれe1,e
2、第１、第２の出力端子３，７の出力電圧をそれぞれV
1,V2、第１、第２の差動増幅器２，６の非反転入力端子
の電圧をそれぞれv3,v4、第１、第２のミラー積分回路
１０，２０の出力電圧をそれぞれv5,v6、第１、第２の
ミラー積分回路１０，２０を構成する第３、第４の差動
型増幅器１３，２３の非反転入力端子の接続点の電圧を
Vcとする。

また、第１、第２、第３、第４の差動型増幅器２，６，
１３，２３の入力換算オフセット電圧（若しくは入力換
算ノイズ）をそれぞれΔe1，Δe2，Δe3，Δe4とする。

各部の電圧を上記のように定めると、それぞれ次の関係
式が導かれる。

なお、上記第１、第２の差動増幅器２，６の裸利得はA
1,A2は十分大きく、かつ、式およびその式展開も相当複
雑になるので、これらの裸利得はA1,A2は他の定数関係
から（∞）として取り扱うことにする。

Vc=VA+VB/2 以上の各式から、途中の計算は省略するが、(V1+V2)、
(V1-V2)を求めると、ただし、ω0=1/CR ただし、となる。

以上のように、同相入力（ｅ１＋ｅ２）、同相入力オフ
セット（Δｅ１＋Δｅ２）については、(23)式から、超
低周波領域において総合帰還量が増大し、ターンオーバ
ー周波数ωcから総合利得が減衰し始めるハイパス特性
となる特性となる。また、差動入力（ｅ１−ｅ２）、差
動入力オフセット（Δｅ１−Δｅ２）については、(24)
式から、超低周波領域において総合帰還量が増大し、タ
ーンオーバー周波数ωdから総合利得が減衰し始めるハ
イパス特性となる。

また、出力直流オフセット電圧V10,V20については、(2
3),(24)式において、 ω＝０とすることにより求められ、 V10+V20=2Vc-(Δe3+Δe4) V10-V20=-(Δe3-Δe4) となる。

したがって、これらの２式から、出力直流オフセット電
圧V10,V20は次のようになる。

となる。

そのため、第１、第２の差動型増幅器２，６の入力換算
オフセット電圧Δe1，Δe2は著しく減衰されて実際上無
視しうる程度まで小さくなり、第１、第２の出力端子
３，７には第３、第４の差動型増幅器１３，２３の入力
換算オフセット電圧Δe3，Δe4がそのまま出力されるに
過ぎない。（第３、第４の差動型増幅器１３，２３の裸
利得が充分大きい場合）したがって、第１、第２の出力端子３，７の出力電圧V
1,V2は、超低周波領域から直流領域において、となる。

すなわち、出力電圧V1,V2は直流的には正、負の直流電
圧VA,VBのセンターに固定されるため、第１、第２の差
動型増幅器２，６はバランスのとれた対称的な増幅動作
をする。すなわち、第１の入力、第２の入力が逆相入力
である場合、第１の差動型増幅器２が正の半サイクルで
増幅動作をしているときに、その間第２の差動型増幅器
６は負の半サイクルで増幅動作をしている。

また、第１、第２の出力端子３，７間の差動オフセット
電位は、 V1−V2＝Δe3−Δe4 で近似でき、第３、第４の差動型増幅器１３，２３の入
力換算オフセット電圧成分Δe3、Δe4のみであるので、
その値は非常に小さく、負荷に供給される直流成分も非
常に小さくなる。

さらに、総合帰還量は上記カットオフ周波数ω２以下の
超低周波領域から直流領域にかけて急激に増大し、総合
利得は超低周波領域から直流領域において著しく小さく
なるので、超低周波成分および直流領域のノイズなどの
影響が抑圧された理想的な交流増幅を行うことができ
る。

（実施例II）第２図に示すように、本実施例は、第１、第２の差動型
増幅器２，６部分を半導体増幅素子をデイスクリートに
組み込んだ他の実施例を示すもので、その作用、効果に
ついては（実施例Ｉ）と同等である。

なお、（実施例Ｉ）、（実施例II）において、第１、第
２の増幅型負帰還ループにおいて、第１、第２の差動型
増幅器２，６の入力側へ負帰還する箇所は実施例のみに
限定されるものではなく、出力同相電位が可変できる箇
所であって、回路構成上対称な箇所であればよい。

［考案の効果］本考案は、所定の周波数以下の超低周波領域から直流領
域において、(1)第１、第２の差動型増幅器２，６の第
１、第２の出力端子３，７の出力電圧V1,V2に関して、
第１、第２の差動型増幅器２，６の入力換算オフセット
電圧Δe1，Δe2が著しく減衰されて実際上無視し得る程
度まで小さくなり、また、上記出力電圧V1,V2の直流オ
フセット電圧は、正、負の電源電圧VA,VBを等分した電
圧Vc、第３、第４の差動型増幅器１３、２３の入力換算
オフセット電圧Δe3，Δe4の関数になり、これらの入力
換算オフセット電圧Δe3，Δe4は著しく小さいので、上
記出力電圧V1,V2は、直流的には正、負の直流電圧VA,VB
のセンターに固定され、そのため第１、第２の差動型増
幅器２，６はバランスのとれた対称的な増幅動作をす
る、(2)上記出力電圧V1,V2の差動オフセット電位は、第
３、第４の差動型増幅器１３，２３の入力換算オフセッ
ト電圧Δe3，Δe4の差で近似できるから、その値は非常
に小さく、負荷に供給される直流成分も非常に小さなも
のとなる、(3)総合利得は上記超低周波領域から直流領
域にかけて著しく小さくなるので、超低周波領域から直
流領域のノイズなどの影響が抑圧された理想的な交流増
幅を行うことができる、効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１は本考案の平衡増幅器の構成を示す図、第２図は
同、他の実施例の構成を示す図、第３図は従来の平衡増
幅器の構成を示す図、第４図および第５図は従来の平衡
増幅器の特性を解析するための図、第６図は本考案の平
衡増幅器の特性を解析するための図である。１……第１の入力抵抗、２……第１の差動型増幅器、３
……第１の出力端子、４……第１の帰還抵抗、５……第
２の入力抵抗、６……第２の差動型増幅器、７……第２
の出力端子、８……第２の帰還抵抗、９……電源回路、
１０……第１のミラー積分回路、１１……第１の積分抵
抗、１２……第１の積分コンデンサ、１３……第３の差
動型増幅器、１４，１５…正、負の電源供給端子、１６
……第１の抵抗、１７……第２の抵抗、１８……第３の
抵抗、１９……第４の抵抗、２０……第２のミラー積分
回路、２１……第２の積分抵抗、２２……第２の積分コ
ンデンサ、２３……第４の差動型増幅器、２４……第５
の抵抗、２５……第６の抵抗。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】第１の入力を第１の差動型増幅器２の非反
転入力に入力し、当該増幅出力を第１の出力端子（３）
から出力するとともに、第１の帰還抵抗（４）を介して
上記第１の差動型増幅器（２）の反転入力端子へ負帰還
して第１の負帰還ループを構成し、上記第１の入力と逆
位相の第２の入力を第２の差動型増幅器（６）の非反転
入力に入力し、当該増幅出力を第２の出力端子（７）か
ら出力するとともに、第２の帰還抵抗（８）を介して上
記第２の差動型増幅器（６）の反転入力端子へ負帰還し
て第２の負帰還ループを構成し、上記第１の入力を上記
第２の差動型増幅器（６）の反転入力端子へ入力すると
ともに、上記第２の入力を上記第１の差動型増幅器
（２）の反転入力端子へ入力し、上記第１の差動型増幅
器（２）の第１の出力端子（３）と第２の差動型増幅器
（６）の第２の出力端子（７）との間から出力を取り出
すようにした平衡増幅器において、上記第１の出力端子
（３）を第１の積分抵抗（１１）を介して第３の差動型
増幅器（１３）の反転入力端子に接続し、当該反転入力
端子を第１の積分コンデンサ（１２）を介して上記第３
の差動型増幅器（１３）の出力に接続するとともに、当
該第３の差動型増幅器（１３）の非反転入力端子に電源
電圧を等分した電圧を供給して第１のミラー積分回路
（１０）を構成し、当該第１のミラー積分回路（１０）
によって検出、増幅された所定の周波数以下の超低周波
成分および直流成分を上記第１の差動型増幅器（２）の
第１の入力側へ負帰還することにより、上記所定の周波
数以下の超低周波領域および直流領域において上記第１
の帰還ループに比べて十分大きい帰還量を有する第１の
増幅型負帰還ループを構成し、上記第２の出力端子
（７）を第２の積分抵抗（２１）を介して第４の差動型
増幅器（２３）の反転入力端子に接続し、当該反転入力
端子を第２の積分コンデンサ（２２）を介して上記第４
の差動型増幅器（２３）の出力に接続するとともに、当
該第４の差動型増幅器（２３）の非反転入力端子に電源
電圧を等分した電圧を供給して第２のミラー積分回路
（２０）を構成し、当該第２のミラー積分回路（２０）
によって検出、増幅された所定の周波数以下の超低周波
成分および直流成分を上記第２の差動型増幅器（６）の
第２の入力側へ負帰還することにより、上記所定の周波
数以下の超低周波領域および直流領域において上記第２
の負帰還ループに比べて十分大きい帰還量を有する第２
の増幅型負帰還ループを構成したことを特徴とする平衡
増幅器。