JPH0621984A - 周波数変調された信号を復調する方法と装置 - Google Patents
周波数変調された信号を復調する方法と装置Info
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- JPH0621984A JPH0621984A JP5070304A JP7030493A JPH0621984A JP H0621984 A JPH0621984 A JP H0621984A JP 5070304 A JP5070304 A JP 5070304A JP 7030493 A JP7030493 A JP 7030493A JP H0621984 A JPH0621984 A JP H0621984A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 周波数変調された信号の周波数を精度よく測
定する方法と装置とを提供する。 【構成】 本発明は好ましくはディジタル情報で周波数
変調された信号（ｆ）を復調するための方法と装置とに
関するものである。周波数カウンタ検波器（１６）が周
波数変調された信号の瞬時の周波数を表わすディジタル
値を直接出力する。不変のカウンタ周波数（ｆr ）にお
ける周波数検波の不確定さを最小にするために、周波数
変調された信号を混合によって差周波数（ｆ3 ）に下げ
る。差周波数ｆ3 は瞬時のカウンタ値（Ｎ2 ）から変調
情報を抽出するのに必要なサンプリグ周波数（ｆs ）よ
りわずかに高い。周波数カンウタ検波器は差周波数の各
周期毎に計数を開始する。
定する方法と装置とを提供する。 【構成】 本発明は好ましくはディジタル情報で周波数
変調された信号（ｆ）を復調するための方法と装置とに
関するものである。周波数カウンタ検波器（１６）が周
波数変調された信号の瞬時の周波数を表わすディジタル
値を直接出力する。不変のカウンタ周波数（ｆr ）にお
ける周波数検波の不確定さを最小にするために、周波数
変調された信号を混合によって差周波数（ｆ3 ）に下げ
る。差周波数ｆ3 は瞬時のカウンタ値（Ｎ2 ）から変調
情報を抽出するのに必要なサンプリグ周波数（ｆs ）よ
りわずかに高い。周波数カンウタ検波器は差周波数の各
周期毎に計数を開始する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は好ましくはディジタル信
号を伝送する無線通信システムにおいて周波数変調され
た信号、特に周波数偏差変調された信号を復調する方法
と装置とに関するものである。
号を伝送する無線通信システムにおいて周波数変調され
た信号、特に周波数偏差変調された信号を復調する方法
と装置とに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】無線リンクを使用するある種のデータ通
信システムでは、信号変調プロセスに周波数偏移変調を
用いるのが普通である。こうすることにより、受信機側
で例えば中間周波数部分の最終段やＦＭ検知器におい
て、大幅に標準部品を使用することが可能になる。そう
すれば中間周波数増幅器は、一定の振幅を有する方形波
のＭＦ信号を出力する振幅制限増幅器で構成されるであ
ろう。最も一般的な検波器の型はアナログ型であり、例
えばアナログ検波される信号を発生する商検波器であ
る。たいていの移動無線システムでは、誤りを検出して
修正するのにディジタル信号処理を用いている。信号処
理の目的でディジタル信号を得るには、ＦＭ検波器の出
力にＡ／Ｄ変換器を接続することが知られている。例え
ばＭＯＢＩＴＥＸ（登録商標）のような移動データ通信
システムの場合には、検波器の温度ドリフトと検波器の
ゼロ点誤差に関する問題が生ずる。
信システムでは、信号変調プロセスに周波数偏移変調を
用いるのが普通である。こうすることにより、受信機側
で例えば中間周波数部分の最終段やＦＭ検知器におい
て、大幅に標準部品を使用することが可能になる。そう
すれば中間周波数増幅器は、一定の振幅を有する方形波
のＭＦ信号を出力する振幅制限増幅器で構成されるであ
ろう。最も一般的な検波器の型はアナログ型であり、例
えばアナログ検波される信号を発生する商検波器であ
る。たいていの移動無線システムでは、誤りを検出して
修正するのにディジタル信号処理を用いている。信号処
理の目的でディジタル信号を得るには、ＦＭ検波器の出
力にＡ／Ｄ変換器を接続することが知られている。例え
ばＭＯＢＩＴＥＸ（登録商標）のような移動データ通信
システムの場合には、検波器の温度ドリフトと検波器の
ゼロ点誤差に関する問題が生ずる。
【０００３】例えばＵＳ特許３５４８３２８，３６００
６８０，３６７２５０，４２３６１１０，４４０９９８
４に開示されているように、ＦＭ受信機と周波数測定器
において、高精度の基準発振器に同期したディジタル周
期力カウンタを用いて、周波数ｆの方形波の周波数を決
めることが知られている。カウンタは、基準周波数ｆ r
を有する基準発振器から出力される基準パルスｆr を、
最大測定時間Ｔの間計数する。最大測定時間Ｔは情報理
論（サンプリング定理）を考慮することにより決められ
る。ここで扱うシステムでは、必要なサンプリング周波
数を３２ｋＨｚとすると、最大測定時間は１／３２×１
０-3秒となる。
６８０，３６７２５０，４２３６１１０，４４０９９８
４に開示されているように、ＦＭ受信機と周波数測定器
において、高精度の基準発振器に同期したディジタル周
期力カウンタを用いて、周波数ｆの方形波の周波数を決
めることが知られている。カウンタは、基準周波数ｆ r
を有する基準発振器から出力される基準パルスｆr を、
最大測定時間Ｔの間計数する。最大測定時間Ｔは情報理
論（サンプリング定理）を考慮することにより決められ
る。ここで扱うシステムでは、必要なサンプリング周波
数を３２ｋＨｚとすると、最大測定時間は１／３２×１
０-3秒となる。
【０００４】ＦＭ信号の中心周波数がｆｎｏｍであると
き、測定時間Ｔの間に信号ｆをおよそｆｎｏｍ・Ｔ周期
計数することが可能である。もし中間周波数ｆの信号に
対してＮ1 ＝ｆ・Ｔなる固定数の周期だけ基準パルスが
カウンタに入力されるとすれば、カウンタは基準周波数
ｆr をＮ2 周期の間数えるであろう。したがって、ｆの
Ｎ1 周期に対する１周期の時間は基準周波数ｆr の±１
周期という通常のカウンタの不確定さをもって決定する
ことができる。パルス数は検波される周波数の非線型関
数であるから、出力信号が周波数の線型関数であるため
には、線型化操作が必要である。このような変換は例え
ばそれ自体は既知の変換表や適当な算術演算を用いて行
うことができる。同様に変調周波数は簡単な既知の操作
により得ることができる。
き、測定時間Ｔの間に信号ｆをおよそｆｎｏｍ・Ｔ周期
計数することが可能である。もし中間周波数ｆの信号に
対してＮ1 ＝ｆ・Ｔなる固定数の周期だけ基準パルスが
カウンタに入力されるとすれば、カウンタは基準周波数
ｆr をＮ2 周期の間数えるであろう。したがって、ｆの
Ｎ1 周期に対する１周期の時間は基準周波数ｆr の±１
周期という通常のカウンタの不確定さをもって決定する
ことができる。パルス数は検波される周波数の非線型関
数であるから、出力信号が周波数の線型関数であるため
には、線型化操作が必要である。このような変換は例え
ばそれ自体は既知の変換表や適当な算術演算を用いて行
うことができる。同様に変調周波数は簡単な既知の操作
により得ることができる。
【０００５】周期の誤差εと相対誤差εr とはそれぞれ
次式で表わされる。
次式で表わされる。
【０００６】
【数１】 ε＝±１／ｆr ・１／Ｎ1 ＝±１／ｆr ・１／ｆnom ・１／Ｔ εr ＝±１／ｆr ・Ｔ (1)
【０００７】一例をあげると、ユニットに共通なクロッ
ク発生器から得られた基準周波数ｆ r は１２．８×１０
6 Ｈｚであり、Ｔは１０-3／３２秒であった。このとき
の相対誤差はεr ＝２．５×１０-3となった。その結
果、４５０×１０3 Ｈｚの中間周波数において周波数ｆ
を決定する際の不確定さは次のようになる。
ク発生器から得られた基準周波数ｆ r は１２．８×１０
6 Ｈｚであり、Ｔは１０-3／３２秒であった。このとき
の相対誤差はεr ＝２．５×１０-3となった。その結
果、４５０×１０3 Ｈｚの中間周波数において周波数ｆ
を決定する際の不確定さは次のようになる。
【０００８】
【数２】 ε＝４５０・１０3 ２．５・１０-3＝１１２５Ｈｚ (2)
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】したがって、純粋なデ
ィジタルの方法を用いると、通常使用される４５０ｋＨ
ｚという中間周波数では、±１１２５Ｈｚよりも精度よ
く周波数を決めることはほとんど不可能ということにな
る。
ィジタルの方法を用いると、通常使用される４５０ｋＨ
ｚという中間周波数では、±１１２５Ｈｚよりも精度よ
く周波数を決めることはほとんど不可能ということにな
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、受信機
の移動無線トラフィックにおいて周波数変調されたディ
ジタル信号を復調するための方法と装置とを提供するこ
とである。上記ディジタル信号は本質的に方形波から成
る。本発明では基準周波数ｆr の周期の数を数えること
により目的を達成する。基準周波数ｆr は周波数変調さ
れた信号の所定の周期数の間発生している。受信機はし
ばしば基準発振器を有しており、その周波数は受信機内
の他の機能により決定される。この発振器の周波数はし
ばしば低すぎるために、前述の例に示したような周波数
検波器に使用すると、十分な精度で周波数を決定するこ
とができない。本発明によれば、標準部品で構成された
受信機と、現存する基準周波数を用いて十分な精度を実
現するこができる。本発明の特徴は請求の範囲に記載し
てある。
の移動無線トラフィックにおいて周波数変調されたディ
ジタル信号を復調するための方法と装置とを提供するこ
とである。上記ディジタル信号は本質的に方形波から成
る。本発明では基準周波数ｆr の周期の数を数えること
により目的を達成する。基準周波数ｆr は周波数変調さ
れた信号の所定の周期数の間発生している。受信機はし
ばしば基準発振器を有しており、その周波数は受信機内
の他の機能により決定される。この発振器の周波数はし
ばしば低すぎるために、前述の例に示したような周波数
検波器に使用すると、十分な精度で周波数を決定するこ
とができない。本発明によれば、標準部品で構成された
受信機と、現存する基準周波数を用いて十分な精度を実
現するこができる。本発明の特徴は請求の範囲に記載し
てある。
【００１１】
【実施例】図１に示した参照番号１１は中間周波数制限
増幅器１２の入力を指す。通常第２混合器から得られる
中間周波数ｆは普通４５０ｋＨｚの搬送波周波数を有す
る。搬送波は例えばｆd ＝±４ｋＨｚで変調される。制
限増幅器１２の出力に得られる信号は方形波信号である
か、もしくは容易に方形波に変換することができる。中
間周波数制限増幅器１２は各種の受信機で周波数変調用
に使用されている標準的なものでよい。増幅器１２の出
力信号は従来型の混合器１３に送られて、周波数割算器
１８から得られる周波数ｆ1 の信号と混合される。周波
数割算器１８は受信機の基準発振器１９から出力される
周波数ｆr をｍで割る働きをする。
増幅器１２の入力を指す。通常第２混合器から得られる
中間周波数ｆは普通４５０ｋＨｚの搬送波周波数を有す
る。搬送波は例えばｆd ＝±４ｋＨｚで変調される。制
限増幅器１２の出力に得られる信号は方形波信号である
か、もしくは容易に方形波に変換することができる。中
間周波数制限増幅器１２は各種の受信機で周波数変調用
に使用されている標準的なものでよい。増幅器１２の出
力信号は従来型の混合器１３に送られて、周波数割算器
１８から得られる周波数ｆ1 の信号と混合される。周波
数割算器１８は受信機の基準発振器１９から出力される
周波数ｆr をｍで割る働きをする。
【００１２】混合器１３の出力はローパスフィルタ１４
に送られ、そこで差周波数ｆ3 ＝ｆ 1 −ｆがフィルタに
かけられて出力される。差信号はパルス整形器１５で方
形波に戻され、この方形波がカウンタ回路１６を制御す
る。混合プロセスに続いて、この方形波は不変の周波数
偏移ｆd で変調をかけられる。瞬時周波数ｆ±ｆd の方
形波がカウンタのコントロール入力に加えられると、カ
ウンタ１６は基準発振器１９からカウンタの入力２１に
加えられるパルスの計数を開始し、方形波が止まる迄計
数を続ける。したがって測定期間中に数えられたパルス
数Ｎ2 は、第３の中間周波数ｆ3 のその瞬間の周期Ｔの
測定値である。Ｎ2 は周波数の非線型関数であるから、
カウンタの読出し値に修正項を加えるという修正がカウ
ンタ内で行われる。その結果、この値は受信信号の周波
数を表わすことになる。
に送られ、そこで差周波数ｆ3 ＝ｆ 1 −ｆがフィルタに
かけられて出力される。差信号はパルス整形器１５で方
形波に戻され、この方形波がカウンタ回路１６を制御す
る。混合プロセスに続いて、この方形波は不変の周波数
偏移ｆd で変調をかけられる。瞬時周波数ｆ±ｆd の方
形波がカウンタのコントロール入力に加えられると、カ
ウンタ１６は基準発振器１９からカウンタの入力２１に
加えられるパルスの計数を開始し、方形波が止まる迄計
数を続ける。したがって測定期間中に数えられたパルス
数Ｎ2 は、第３の中間周波数ｆ3 のその瞬間の周期Ｔの
測定値である。Ｎ2 は周波数の非線型関数であるから、
カウンタの読出し値に修正項を加えるという修正がカウ
ンタ内で行われる。その結果、この値は受信信号の周波
数を表わすことになる。
【００１３】一例を示すと、中間周波数ｆ＝４５０ｋＨ
ｚ、変調偏移ｆd ＝±４ｋＨｚ、基準周波数ｆr ＝１
２．８ＭＨｚ、割算率ｍ＝２６としたところ、混合周波
数ｆ1は４９２．３１ｋＨｚであり、混合器の差周波数
ｆ3 は４２．３１ｋＨｚであった。カウンタ回路から出
力された修正まえのディジタル値は３０２という中間値
から±３０変動する。
ｚ、変調偏移ｆd ＝±４ｋＨｚ、基準周波数ｆr ＝１
２．８ＭＨｚ、割算率ｍ＝２６としたところ、混合周波
数ｆ1は４９２．３１ｋＨｚであり、混合器の差周波数
ｆ3 は４２．３１ｋＨｚであった。カウンタ回路から出
力された修正まえのディジタル値は３０２という中間値
から±３０変動する。
【００１４】前述の式１と２によれば、選択された値を
用いて、相対誤差εr ＝３．３×１０-10 、絶対誤差ε
＝１４０Ｈｚが得られる。この値は約±２５０Ｈｚとい
う正検波の不確定さの最大範囲によく収まっているの
で、許容することができる。
用いて、相対誤差εr ＝３．３×１０-10 、絶対誤差ε
＝１４０Ｈｚが得られる。この値は約±２５０Ｈｚとい
う正検波の不確定さの最大範囲によく収まっているの
で、許容することができる。
【００１５】カウンタ１６の出力２２はディジタル復調
器と信号器１７に接続されていて、ここでは選択された
変調に対して適当なサンプリング周波数ｆs が用いられ
る。復調と復号とにより得られたディジタルデータは、
例えばプロセッサ２３により集められて、適当なメモリ
２４に記憶される。使用者によりメモリ２４からデータ
が集められて、更に処理が進められる。ディジタル信号
の復調器と復号器は周知の技術であり、本発明の一部を
構成するものではない。
器と信号器１７に接続されていて、ここでは選択された
変調に対して適当なサンプリング周波数ｆs が用いられ
る。復調と復号とにより得られたディジタルデータは、
例えばプロセッサ２３により集められて、適当なメモリ
２４に記憶される。使用者によりメモリ２４からデータ
が集められて、更に処理が進められる。ディジタル信号
の復調器と復号器は周知の技術であり、本発明の一部を
構成するものではない。
【図１】移動無線受信機において本発明に関係する部分
のブロック図である。
のブロック図である。
１２ 制限増幅器 １４ ローパスフィルタ １５ パルス整形器 １６ カウンタ １７ ディジタル復調器と復号器 １８ 割算器 １９ 基準発振器 ２３ プロセッサ ２４ メモリ
Claims (4)
- 【請求項１】 本質的に方形波から成る中間周波数信号
（ｆ）がディジタル信号で周波数偏移変調され、中間周
波数信号（ｆ）の少なくとも１周期の間高周波数の基準
パルス（ｆr ）をくり返し計数して、カウンタ値を周波
数変調された信号の瞬時周波数を表わすものとして連続
的に読みとることによって、陸上移動無線トラフィック
用ＦＭ受信機における中間周波数（ｆ）の瞬時周波数を
測定する方法において、 中間周波数（ｆ）とローカル生成信号（ｆ1 ）とを混合
することによって、中間周波数信号（ｆ）とローカル生
成信号（ｆ1 ）との差周波数（ｆ3 ）が、周波数偏移変
調により転送される中間周波数信号（ｆ）を検波して復
号化するのに必要なサンプリング信号の周波数（ｆs ）
よりもわずかに高くなるようにすることと、 前記基準パルスのくり返し計数を、差周波数（ｆ3 ）の
１周期にわたって行うことと、 を特徴とする、瞬時周波数の測定方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の方法において、基準パル
ス（ｆr ）を分割して周波数を下げることによりローカ
ル生成信号（ｆ1 ）を得ることを特徴とする、瞬時周波
数の測定方法。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の方法において、
差周波数信号（ｆ3）を方形波に整形して、基準パルス
計数プロセスを制御する信号として用いることを特徴と
する、瞬時周波数の測定方法。 - 【請求項４】 少なくとも１個の振幅制限ＭＦ段と、周
波数変調信号の所定の期間所定の周波数の基準パルス
（ｆr ）を計数するカウンタ検波器（１６）とを有する
ＦＭ受信機を含む、周波数変調信号の瞬時周波数の測定
装置において、 ＭＦ段と信号源（１８，１９）とに接続された入力段を
有する混合段を含み、混合段の出力はＭＦ信号（ｆ）と
信号源（１８，１９）の周波数（ｆ1 ）との差周波数
（ｆ3 ）をフィルタにかけてパルス整形する回路（１
４，１５）に接続されていることと、 該回路（１４，１５）の出力がカウンタ検波器（１６）
の制御入力（２０）に接続されていて、差周波数
（ｆ3 ）の各周期の間カウンタを作動状態に為し、その
結果カウンタの出力（２２）は差周波数（ｆ3 ）の瞬時
値を表わすディジタル値を常に出力するようになってい
て、差周波数（ｆ3 ）が搬送波を変調するディジタル信
号を検出するのに必要なサンプリング周波数（ｆs ）よ
りわずかに高くなるように信号源周波数が選ばれること
と、を特徴とする、瞬時周波数の測定装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9200990-1 | 1992-03-30 | ||
| SE9200990A SE470077B (sv) | 1992-03-30 | 1992-03-30 | Metod och anordning för demodulering av en frekvensmodulerad signal |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0621984A true JPH0621984A (ja) | 1994-01-28 |
Family
ID=20385791
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5070304A Pending JPH0621984A (ja) | 1992-03-30 | 1993-03-29 | 周波数変調された信号を復調する方法と装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5323104A (ja) |
| EP (1) | EP0564426B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0621984A (ja) |
| AU (1) | AU655355B2 (ja) |
| DE (1) | DE69318753T2 (ja) |
| FI (1) | FI107088B (ja) |
| SE (1) | SE470077B (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5710710A (en) * | 1994-09-21 | 1998-01-20 | Optoelectronics, Inc. | Frequency counter with reduced false correlations |
| GB9419630D0 (en) * | 1994-09-29 | 1994-11-16 | Philips Electronics Uk Ltd | Receiver having an adjustable symbol slice demodulator |
| FR2784256B1 (fr) * | 1998-10-02 | 2002-12-06 | Faure Res | Demodulateur numerique, et son procede de demodulation d'un signal module par deplacement de frequence |
| FR2825205A1 (fr) * | 2001-05-23 | 2002-11-29 | St Microelectronics Sa | Recepteur de signaux modules en frequence avec demodulateur numerique |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3548328A (en) * | 1969-01-13 | 1970-12-15 | Honeywell Inc | Digital fm discriminator |
| FR2064258A6 (ja) * | 1969-09-22 | 1971-07-23 | Lignes Telegraph Telephon | |
| US3670250A (en) * | 1970-05-26 | 1972-06-13 | Tel Tech Corp | Fm system for receiving binary information |
| US3882398A (en) * | 1972-02-14 | 1975-05-06 | Nippon Musical Instruments Mfg | Receiving frequency indicator system for broadcast receiver |
| US4135243A (en) * | 1977-07-15 | 1979-01-16 | Hewlett-Packard Company | Single sampler heterodyne method for wideband frequency measurement |
| US4236110A (en) * | 1978-06-29 | 1980-11-25 | E-Systems, Inc. | Digital frequency deviation meter |
| GB2086158B (en) * | 1980-08-23 | 1984-05-02 | Plessey Co Ltd | Radio receiver |
| US4409984A (en) * | 1981-02-25 | 1983-10-18 | General Electric Company | FM-Digital converter |
| US4425543A (en) * | 1981-07-17 | 1984-01-10 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | High stability buffered phase comparator |
| US4852123A (en) * | 1988-02-05 | 1989-07-25 | Motorola, Inc. | Nearly DC IF phase locked transceiver |
| GB2218216B (en) * | 1988-04-29 | 1992-09-23 | Schlumberger Electronics | Improvements in or relating to frequency response analysis |
| DE9014814U1 (de) * | 1990-10-26 | 1991-02-14 | Mesacon Gesellschaft für Meßtechnik mbH, 4600 Dortmund | Optisches Gerät zur Messung der Geschwindigkeit oder Länge einer bewegten Oberfläche mittels eines Laserstrahls |
| US5210484A (en) * | 1992-05-15 | 1993-05-11 | Louis R. Fantozzi | Lock-in amplifier |
-
1992
- 1992-03-30 SE SE9200990A patent/SE470077B/sv not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-03-05 DE DE69318753T patent/DE69318753T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-05 EP EP93850041A patent/EP0564426B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-03-29 JP JP5070304A patent/JPH0621984A/ja active Pending
- 1993-03-29 AU AU35601/93A patent/AU655355B2/en not_active Ceased
- 1993-03-29 US US08/038,275 patent/US5323104A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-30 FI FI931431A patent/FI107088B/fi not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU655355B2 (en) | 1994-12-15 |
| SE470077B (sv) | 1993-11-01 |
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