JP3293829B2 - 周波数変調信号を復元する方法 - Google Patents

周波数変調信号を復元する方法

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Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、無線周波数信号に関し、さらに詳しくは、
周波数変調（FM）信号を復元する方法に関する。
発明の背景 直接変換受信機を利用するFM信号の復元方法は周知で
ある。このような方法は、一般に、受信機（第１図）に
よってキャリア波周波数上で受信された信号を選択され
たチャネルから中間周波数（IF）に変換し、このIF信号
を方形波（square wave）に変換し、方形波とこの方形
波の遅延されたものとを直交検出器（例えば、排他的論
理和ゲート）に印加することにより、復元音声に直接変
換することからなる。
このような受信機（第１図）は、チャネル間隔が25kH
zで、800〜900MHz送信バンドの復合信号内で動作するセ
ルラ通信システム内で利用できる。このようなシステム
内では、完全に変調されたFM信号は、チャネルのキャリ
ア周波数の中心点からプラスまたはマイナス10kHzだけ
ずれる。（完全変調信号について）プラス10kHzからマ
イナス10kHzの間信号がずれるレートは、もともと符号
化された音声信号を表す（例えば、2kHzの入力音声信号
の場合、FM信号は2kHzのレートでキャリア周波数のプラ
ス10kHzとマイナス10kHzとの間で循環する）。
チャネル周波数からIF周波数へのFM信号の周波数変換
は、一般に、まずFM信号をベースバンド周波数（ゼロR
F）に変換し、次にIF周波数にアップコンバートするこ
とによって行われる。チャネル周波数からゼロRF状態に
変換することは、受信信号を第１局部発振器（LOCAL O
SC＃１）の出力と混合することによって行われる。一
方、FM信号をゼロRF状態に変換する際に、送信チャネル
に伴うFM信号振幅変動分を伴うことがある。FM信号の振
幅変動分は、当技術分野で周知なように、余分の音声情
報として検出器によって復号される。この余分の音声情
報は、被検出信号の品質を劣化させる干渉を表す。
振幅変動分を除去する１つの方法として、（IF周波数
で）変換されたFM信号をクリッピングによって方形波に
変換する方法がある。次に、方形波およびこの方形波の
遅延された複製は、排他的論理和ゲートに入力される。
排他的論理和ゲートの出力は一連のパルスであり、これ
らの平均値は被送信音声信号を表す。
（キャリア周波数で）受信されたFM信号は、まず（第
１ミキサにおいて）受信信号を第１局部発振器（LOCAL
OCS＃１）の第１出力と混合し、次に第２ミキサにお
いて受信信号を、第１出力との直交関係にある第１局部
発振器の第２出力と混合することにより、方形波に変換
される。２つのミキサ（第４図）の出力は、ゼロRFにお
けるFM信号の直交成分である。
一方、ゼロRFにおけるFM信号の直交成分は、音声情報
の高調波（例えば、2kHzの音声情報は4,8または16kHzの
高調波を有する）はまだ受信信号の帯域幅内にあるの
で、（排他的論理和ゲートに印加するため）ベースバン
ド周波数で加算またはクリッピングできない。高調波の
問題のため、ゼロRFにおけるFM周波数の直交成分は、第
２セットのミキサにおいて、中間周波数（たとえば、13
1kHz）で第２局部発振器（LOCAL OSC＃２）の直交成分
と混合され、加算されてから、クリッピングされる。ク
リッパの出力は方形波であり、排他的論理和ゲートに印
加することにより、この方形波から音声情報が復元でき
る。
情報は、方形波およびこの方形波の遅延されたものを
排他的論理和ゲートに印加することによって、方形波か
ら復元される。時間遅延は、IFの中心周波数において、
遅延された方形波を遅延されていない方形波から90度遅
らせるように選択される。IFの中心周波数で、排他的論
理和ゲートの出力パルスは、パルス間の幅と同じ幅であ
る。次に、IFの中心周波数における排他的論理和の平均
出力は、排他的論理和ゲートの出力パルスの電圧の1/2
となる。IFがFM信号で周波数的に上にずれる（131kHz＋
10kHz）場合、排他的論理和ゲートの平均出力もフルス
ケール・パルスの電圧に向けて増加する。IFが下にずれ
る（131kHz−10kHz）場合、排他的論理和ゲートの平均
出力は、ゼロに向けて低下する。排他的論理和ゲートの
出力と時間遅延との関係のため、遅延された方形波の時
間遅延値は、出力音声信号のクリッピングを防ぐため慎
重に選択（調整）しなければならない。
直接変換によるFM信号の復元は十分機能するが、この
ようなシステムの信頼性は、排他的論理和ゲートの平均
出力に依存する。検出器の出力が入力音声信号を忠実に
再現するためには、排他的論理和ゲートの平均出力は中
央に維持しなければならない。検出器はオン／オフ・デ
バイスなので、検出器の平均出力は方形波と遅延された
方形波との関係によって決定される。遅延された方形波
の時間的関係が（経時変化，温度などのために）変化す
ると、検出器は中央からずれて、出力信号のクリッピン
グが生じる。
方形波の遅延は、一般に、濾波（減衰）曲線の中心点
で動作する帯域通過フィルタを利用して行われる。中心
点での動作により、十分な位相シフトが得られ、検出器
で望ましい遅延を提供する。フィルタの動作点がIF周波
数シフトや、フィルタ成分のパラメータ変化のために中
心点からずれると、検出器の確実な動作に悪影響が生じ
る。直接検出方法によるFM変換の重要性のため、検出の
前に方形波信号を遅延するより確実な方法が必要とされ
る。
図面の簡単な説明 第１図は、従来技術によるFM受信機のブロック図であ
る。
第２図は、本発明の実施例によりFM信号を検出するフ
ローチャートである。
第３図は、本発明の実施例によるFM受信機のブロック
図である。
図４は、ゼロRFにおけるFM信号の直交成分のグラフで
ある。
好適な実施例の詳細な説明 検出の前にFM信号を確実に遅延する問題に対する解決
方法は、概念的には、IF部において方形波信号遅延を除
去し、アップコンバータの前のゼロRF部においてより確
実な信号遅延素子を設けることにある。遅延素子をゼロ
RF部に移動することにより、狭帯域の低域通過フィルタ
を遅延素子として利用できる。
第２図は、本発明によるFM信号遅延および検出のフロ
ーチャートである。本発明を理解する上で適宜第２図を
参照する。
第３図は、本発明の実施例による、参照番号10によっ
て表されるFM受信機のブロック図である。受信機10内に
は、帯域通過フィルタ11および受信浸透をベースバンド
に変換する第１局部発振器13とを含み、これらはすべて
従来技術によるものである。帯域通過フィルタ11は、指
定されたサブスペクトル内で、選択されたチャネル上の
所望の信号を他のチャネル上の他の信号から弁別する方
法を提供する。第１局部発振器13は、ミキサ12,14の出
力において、選択されたチャネルからの受信信号をゼロ
RF状態に周波数変換する手段を提供する。ミキサ12,14
内で受信信号を第１局部発振器13の直交出力と混合する
ことは、ゼロRFでFM信号の直交（第１および第２）成分
（第４図のそれぞれ信号31および信号32として図示され
る）を生成する手段を提供する。
受信機10内で、FM信号の第１および第２成分は第１お
よび第２信号経路で処理され、基準信号と遅延された基
準信号とを生成する。次に、基準信号および遅延された
基準信号は制限され、検出器に印加される。
受信機10内で、（第１信号経路内で）方形波に類似す
る基準信号は、ミキサ15,16においてFM信号の第１およ
び第２成分を第２局部発振器18の直交出力と混合し、加
算器17において混合された信号を加算し、リミタ26にお
いて制限することによって、リミタ26の出力において生
成される。ミキサ15,16内で、ゼロRFにおけるFM信号の
第１および第２成分を、中間周波数（たとえば、131kH
z）における直交出力（sine（w2）ｔおよびcosine（w
2）ｔ）と混合することは、アップコンバートされた第
１および第２信号の直交関係を維持しつつ、FM信号の第
１および第２成分をIF状態にアップコンバートする働き
をする。加算器17内においてIF状態で直交関係信号を加
算することにより、双峰部を有する方形波に類似する加
算出力が得られる。リミタ26内で制限することにより、
方形波を整形するプロセスは完了する。
受信機10内で、（第２信号経路内で）方形波に類似す
る遅延されたアップコンバート信号は、遅延素子19,20
内でゼロRF FM信号の第１および第２成分を遅延してか
ら、ミキサ21,22でアップコンバートし、加算器23で加
算し、リミタ25で制限することにより、リミタ25の出力
において生成される。本発明により、信号遅延はゼロRF
状態で生じるので、遅延素子19,20として簡単な低域通
過フィルタ19,20が用いられる。十分な遅延を提供する
ため、低域通過フィルタ19,20は、第１および第２成分
の帯域幅において線形位相シフトを行いつつ、ゼロRF
FM信号の第１および第２成分を通過させるのに十分広く
なければならない。ゼロRF FM信号の位相シフトの次
に、第２局部発振器18の直交出力信号を利用して、遅延
信号のアップコンバートが行われる。（第２信号経路に
おいてアップコンバートのために用いられる直交出力信
号は、第１信号経路において用いられる直交出力信号と
180度位相がずれるように選択される。） 第２信号経路内のアップコンバートの次に、アップコ
ンバートされた信号は加算器23内で加算される。次に、
加算された信号はクリッピングされ、リミタ25内で方形
波を整形する。
受信機10の検出器24内で音声情報を復元することは、
検出器24（排他的論理和ゲート）内で制限された基準信
号と制限されたアップコンバート遅延信号とを比較する
ことによって行われる。制限された基準信号と制限され
たアップコンバート遅延信号との厳密な関係は、局部発
振器13,18の直交出力を利用し、かつ信頼性の高い時間
遅延素子19,20によって保証される。時間遅延素子19,20
はIFではなくベースバンド（ゼロRF）で動作するので、
簡単な線形位相低域通過フィルタによって大きな時間遅
延を容易に達成できる。復元される音声レベルは時間遅
延に正比例するので、大きな時間遅延は重要である。本
発明により構成されたFM受信機は、実際に、従来のFM受
信機のレベルの３〜４倍の音声出力を提供する。
制限された基準信号と制限されたアップコンバート遅
延信号との間の90度の位相シフトは、アップコンバータ
乗算信号の直交関係から得られる。制限された基準信号
と制限されたアップコンバート遅延信号（およびFM信号
のベースバンド第１成分と第２成分）の直交関係は、局
部発振器の直交出力を１度の誤差未満に制御するフィー
ドバック・ループによって維持される。アップコンバー
タにおいて、スイッチング・ミキサを利用でき、乗算信
号として方形波を与える。直交方形波は、１度の位相誤
差よりもはるかに小さい誤差を有するＤフリップフロッ
プにより1MHz範囲で容易に生成される。90度位相シフト
は、２つの極めて正確なソースによって決定されるの
で、本発明は、従来の直交検出器で一般的な位相シフト
のばらつきによる出力電圧変分がない。
本発明の多くの特徴および利点は、詳細な明細書から
明らかであり、請求の範囲は発明の真の精神および範囲
内のシステムのいっさいの特徴および利点を網羅するも
のとする。さらに、さまざまな修正や変更（例えば、デ
ジタル信号プロセッサの遅延素子など）は当業者に容易
に想起されるので、発明を図説の厳密な構成および動作
に制限することは望ましくなく、よって発明の範囲内の
すべての適切な修正および同等物を利用できる。
もちろん、本発明は図面の特定の表示に制限されず、
請求の範囲内の任意の修正からなる。

Claims (8)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】ベースバンド周波数帯域にあるゼロRFスペ
    クトル位置における周波数変調信号の第１成分と、前記
    第１成分に対して直交関係にあり、前記ゼロRFスペクト
    ル位置における前記周波数変調信号の第２成分とを有す
    る周波数変調信号を復調する方法であって： 前記第１および第２成分をアップコンバートしてかつ加
    算して、基準信号を生成する段階； 前記第１および第２成分を時間遅延してかつアップコン
    バートし、前記遅延しかつアップコンバートされた第１
    および第２成分を加算して、前記基準信号に対して直交
    関係にある遅延された基準信号を生成する段階； 前記基準信号および前記遅延された基準信号の振幅を制
    限する段階；および 前記制限された基準信号および前記制限された遅延基準
    信号を生成する段階； によって構成されることを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】前記制限された基準信号および前記制限さ
    れた遅延基準信号を検出する前記段階は、前記制限され
    た基準信号および前記制限された遅延基準信号を排他的
    論理和ゲートに印加する段階をさらに含んで構成される
    ことを特徴とする請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】前記アップコンバートする段階は、ミキサ
    を利用してアップコンバートすることを特徴とする請求
    項１記載の方法。
  4. 【請求項４】前記ミキサを利用して前記第１および第２
    成分をアップコンバートしてかつ加算する前記段階は、
    第１積を生成するため前記第１成分をアップコンバート
    信号で乗じ、第２積を生成するため前記第２成分を前記
    アップコンバート信号の直交化したもので乗じ、そして
    前記第１および第２積を加算して前記基準信号にする段
    階、を含むことを特徴とする請求項３記載の方法。
  5. 【請求項５】前記ミキサを利用して前記遅延された第１
    および第２成分をアップコンバートしてかつ加算する前
    記段階は、第１積を生成するため前記遅延された第１成
    分を別のアップコンバート信号で乗じ、第２積を生成す
    るため前記遅延された第２成分を前記別のアップコンバ
    ート信号の直交化したもので乗じ、そして前記第１およ
    び第２積を加算して前記遅延された基準信号にする段
    階、を含むことを特徴とする請求項３記載の方法。
  6. 【請求項６】ベースバンド周波数帯域にあるゼロRPスペ
    クトル位置における周波数変調信号の第１信号と、前記
    第１信号に対して直交関係にあり、前記ゼロRFスペクト
    ル位置における周波数変調信号の第２信号とを有する周
    波数変調信号を直線変換受信機において復調する装置で
    あって： 前記第１および第２信号をアップコンバートして、基準
    信号を生成する手段； 前記周波数変調信号が変調されていない場合に、前記第
    １および第２信号を時間遅延し、前記遅延された第１お
    よび第２信号をアップコンバートして、前記基準信号に
    対して直交関係にある遅延された基準信号を生成する手
    段； 前記基準信号および遅延された基準信号の振幅を制限す
    る手段；および 前記制限された基準信号および遅延基準信号を排他的論
    理和する手段； によって構成されることを特徴とする装置。
  7. 【請求項７】アップコンバートする前記手段は、第１積
    を生成するため前記第１信号をアップコンバート信号で
    乗じ、かつ前記第２信号を前記アップコンバート信号の
    直交化したもので乗じ、前記第１および第２積を加算す
    べく動作するミキサをさらに含んで構成されることを特
    徴とする請求項６記載の装置。
  8. 【請求項８】時間遅延し、アップコンバートする前記手
    段は、前記第１および第２信号を受信してかつ遅延し、
    遅延された第１および第２信号を出力する遅延手段と、
    前記遅延手段に結合され、前記遅延された第１信号を受
    信し、第１積を生成するためアップコンバート信号で乗
    じ、また前記遅延された第２信号を受信し、第２積を生
    成するため前記アップコンバート信号の直交化したもの
    で乗じるために適応されたミキサと、前記ミキサに結合
    され、前記遅延された基準信号を生成するため前記第１
    および第２積を受信してかつ加算する加算器とをさらに
    含んで構成されることを特徴とする請求項６記載の装
    置。
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