JPH06217538A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH06217538A JPH06217538A JP5006790A JP679093A JPH06217538A JP H06217538 A JPH06217538 A JP H06217538A JP 5006790 A JP5006790 A JP 5006790A JP 679093 A JP679093 A JP 679093A JP H06217538 A JPH06217538 A JP H06217538A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、直流電圧を昇圧したり降圧したりす
るＤＣ−ＤＣコンバータに関し、出力電圧ＶOUT の立ち
上がり特性が良好でかつ安定であり、ノイズ発生量の少
ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現することを目的とす
る。 【構成】コイルを用いて直流電圧を変換するＤＣ−ＤＣ
コンバータであって、直流電流ｉをスイッチングするス
イッチング部５と、前記直流電流ｉを流すコイル部４
と、前記スイッチング部５を駆動する為の信号を発生す
る発振部６と、前記発振部６が発生する駆動信号の変化
速度を可変するdi／dt可変部７と、前記di／dt可変部７
の可変量を制御するdi／dt制御部８と、前記コイル部４
から得られる電流ｉr を整流する整流部９と、前記整流
部９の整流出力を平滑するコンデンサＣ0 とを備えるよ
うに構成する。
るＤＣ−ＤＣコンバータに関し、出力電圧ＶOUT の立ち
上がり特性が良好でかつ安定であり、ノイズ発生量の少
ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現することを目的とす
る。 【構成】コイルを用いて直流電圧を変換するＤＣ−ＤＣ
コンバータであって、直流電流ｉをスイッチングするス
イッチング部５と、前記直流電流ｉを流すコイル部４
と、前記スイッチング部５を駆動する為の信号を発生す
る発振部６と、前記発振部６が発生する駆動信号の変化
速度を可変するdi／dt可変部７と、前記di／dt可変部７
の可変量を制御するdi／dt制御部８と、前記コイル部４
から得られる電流ｉr を整流する整流部９と、前記整流
部９の整流出力を平滑するコンデンサＣ0 とを備えるよ
うに構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電圧を昇圧したり
降圧したりするＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
降圧したりするＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】ＤＣ−ＤＣコンバータは、コイル（トラン
ス）が電気的エネルギーを電磁気的に蓄積する性質を利
用することで、直流電圧を損失無く昇圧したり降圧した
りすることができる。
ス）が電気的エネルギーを電磁気的に蓄積する性質を利
用することで、直流電圧を損失無く昇圧したり降圧した
りすることができる。
【０００３】尚、コイルに単一コイルから成るチョーク
コイルを用いるか、それとも複数のコイルを電磁気的に
結合し、１次コイルと２次コイルとを電気的に分離して
成るトランス型のコイルを用いるかは、ＤＣ−ＤＣコン
バータの設計思想によって任意に選択されている。
コイルを用いるか、それとも複数のコイルを電磁気的に
結合し、１次コイルと２次コイルとを電気的に分離して
成るトランス型のコイルを用いるかは、ＤＣ−ＤＣコン
バータの設計思想によって任意に選択されている。
【０００４】ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な原理は、
スイッチング素子によってチョッピング(Chopping)され
た直流電流をコイルに流すことによって、電磁気的エネ
ルギーの蓄積と放出を交互に行わせ、該電磁気的エネル
ギー放出時に昇圧あるいは降圧された直流電力を供給す
るところにある。したがって、電力損失を極めて少なく
することができる。
スイッチング素子によってチョッピング(Chopping)され
た直流電流をコイルに流すことによって、電磁気的エネ
ルギーの蓄積と放出を交互に行わせ、該電磁気的エネル
ギー放出時に昇圧あるいは降圧された直流電力を供給す
るところにある。したがって、電力損失を極めて少なく
することができる。
【０００５】一方、コイルからの電磁気的エネルギーの
放出は、コイルに流れる直流電流がスイッチング素子に
よって遮断された時に行われ、該直流電流の遮断速度が
速い程変換効率は高い。
放出は、コイルに流れる直流電流がスイッチング素子に
よって遮断された時に行われ、該直流電流の遮断速度が
速い程変換効率は高い。
【０００６】他方、コイルに流れる直流電流の遮断速度
が速い程、その遮断周期で決まるスプリアス発射の強度
が強くなり、ノイズ発生量が増加する。
が速い程、その遮断周期で決まるスプリアス発射の強度
が強くなり、ノイズ発生量が増加する。
【０００７】そのため、変換効率が高く、かつノイズ発
生量の少ないＤＣ−ＤＣコンバータが求められている。
生量の少ないＤＣ−ＤＣコンバータが求められている。
【０００８】
【従来の技術】図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例
を説明する図で、(a) は構成を説明する回路図、(b) は
コンパレータの入力電圧波形図、(c) はコンパレータの
出力電圧波形図、である。
を説明する図で、(a) は構成を説明する回路図、(b) は
コンパレータの入力電圧波形図、(c) はコンパレータの
出力電圧波形図、である。
【０００９】（１）構成 図４(a) に例示するＤＣ−ＤＣコンバータは、チョーク
コイルＬ1 を用いて電源（電圧）ＶCCの昇圧を行う構成
であり、出力電圧ＶOUT を安定化するフィードバックル
ープを有している。
コイルＬ1 を用いて電源（電圧）ＶCCの昇圧を行う構成
であり、出力電圧ＶOUT を安定化するフィードバックル
ープを有している。
【００１０】すなわち、電源ＶCCから電源スイッチＳＷ
1 とチョークコイルＬ1 それにスイッチング用トランジ
スタＴr1とを直列に接続し、該スイッチング用トランジ
スタＴr1のＯＮ／ＯＦＦ動作により、チョークコイルＬ
1 に流れる直流電流ｉをスイッチングしてチョッピング
する。
1 とチョークコイルＬ1 それにスイッチング用トランジ
スタＴr1とを直列に接続し、該スイッチング用トランジ
スタＴr1のＯＮ／ＯＦＦ動作により、チョークコイルＬ
1 に流れる直流電流ｉをスイッチングしてチョッピング
する。
【００１１】そして、チョークコイルＬ1 によって昇圧
された電圧をダイオードＤ1 で整流し、コンデンサＣ1
で平滑する。その結果、出力電圧ＶOUT としてリップル
の少ない直流電圧を得ることができる。
された電圧をダイオードＤ1 で整流し、コンデンサＣ1
で平滑する。その結果、出力電圧ＶOUT としてリップル
の少ない直流電圧を得ることができる。
【００１２】他方、該スイッチング用トランジスタＴr1
は、三角波発生部２が発生する三角波電圧ＶT と、出力
電圧ＶOUT をレベルシフト部３で電位シフトした電圧Ｖ
S とをコンパレータ CMPで比較し、その比較結果（出力
電圧）Ｖ0 を抵抗Ｒ1 を通してスイッチング用トランジ
スタＴr1のベースに加える構成である。
は、三角波発生部２が発生する三角波電圧ＶT と、出力
電圧ＶOUT をレベルシフト部３で電位シフトした電圧Ｖ
S とをコンパレータ CMPで比較し、その比較結果（出力
電圧）Ｖ0 を抵抗Ｒ1 を通してスイッチング用トランジ
スタＴr1のベースに加える構成である。
【００１３】すなわち、出力電圧ＶOUT の変化によっ
て、スイッチング用トランジスタＴr1に加える駆動信号
のデューティー比を可変し、該出力電圧ＶOUT を一定化
する構成である。
て、スイッチング用トランジスタＴr1に加える駆動信号
のデューティー比を可変し、該出力電圧ＶOUT を一定化
する構成である。
【００１４】（２）作動 図４(b) はコンパレータの入力電圧波形で、図４(c) は
コンパレータの出力電圧波形図、である。すなわち、出
力電圧ＶOUT を電位シフトした電圧ＶS に対して三角波
電圧ＶT が大きくなった期間だけ、コンパレータ CMPの
出力電圧Ｖ0 は“Ｈ”レベルとなる。
コンパレータの出力電圧波形図、である。すなわち、出
力電圧ＶOUT を電位シフトした電圧ＶS に対して三角波
電圧ＶT が大きくなった期間だけ、コンパレータ CMPの
出力電圧Ｖ0 は“Ｈ”レベルとなる。
【００１５】したがって、出力電圧ＶOUT が低下したこ
とによって、コンパレータ CMPの−（マイナス）入力端
電圧がＶS からＶS ′に低下すると、該コンパレータ C
MPの出力電圧Ｖ0 はＶ0 ′となる。すなわち、出力電圧
が“Ｈ”レベルとなる期間がｔ1 からｔ2 へ拡大しデュ
ーティー比が増大する。
とによって、コンパレータ CMPの−（マイナス）入力端
電圧がＶS からＶS ′に低下すると、該コンパレータ C
MPの出力電圧Ｖ0 はＶ0 ′となる。すなわち、出力電圧
が“Ｈ”レベルとなる期間がｔ1 からｔ2 へ拡大しデュ
ーティー比が増大する。
【００１６】その結果、スイッチング用トランジスタＴ
r1のＯＮ期間も長くなり、チョークコイルＬ1 に蓄積さ
れるエネルギー量が増大して出力電圧ＶOUT を上昇させ
るように作動する。すなわち、出力電圧ＶOUT が一定す
るように作動する。
r1のＯＮ期間も長くなり、チョークコイルＬ1 に蓄積さ
れるエネルギー量が増大して出力電圧ＶOUT を上昇させ
るように作動する。すなわち、出力電圧ＶOUT が一定す
るように作動する。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】チョークコイルＬ1 に
流れる電流ｉを遮断（ＯＦＦ）した時に該チョークコイ
ルＬ1 に現れる電圧ＶL は、チョークコイルＬ1 のイン
ダクタンスをＬで表せばＶL ＝−Ｌdi／dtで与えられ
る。
流れる電流ｉを遮断（ＯＦＦ）した時に該チョークコイ
ルＬ1 に現れる電圧ＶL は、チョークコイルＬ1 のイン
ダクタンスをＬで表せばＶL ＝−Ｌdi／dtで与えられ
る。
【００１８】つまり、チョークコイルＬ1 に現れる電圧
ＶL は、該チョークコイルＬ1 に流れる電流ｉの遮断ス
イッチング速度が速い程高くなり、該チョークコイルＬ
1 からのエネルギー放出速度も速くなる。他方、スイッ
チング用トランジスタＴr1がターンＯＦＦする際に該ト
ランジスタＴr1において発生する損失量も少なくなる。
ＶL は、該チョークコイルＬ1 に流れる電流ｉの遮断ス
イッチング速度が速い程高くなり、該チョークコイルＬ
1 からのエネルギー放出速度も速くなる。他方、スイッ
チング用トランジスタＴr1がターンＯＦＦする際に該ト
ランジスタＴr1において発生する損失量も少なくなる。
【００１９】したがって、チョークコイルＬ1 に蓄えら
れたエネルギーを効率良く負荷１へ供給することができ
る。すなわち、出力電圧ＶOUT の安定度も良好になる。
れたエネルギーを効率良く負荷１へ供給することができ
る。すなわち、出力電圧ＶOUT の安定度も良好になる。
【００２０】しかし、チョークコイルＬ1 に流れる電流
ｉを高速に遮断すればする程、該電流ｉ中に含まれる高
次スプリアス量が増加し、かつその強度も強力となる。
すなわち、多量のノイズを発生する。
ｉを高速に遮断すればする程、該電流ｉ中に含まれる高
次スプリアス量が増加し、かつその強度も強力となる。
すなわち、多量のノイズを発生する。
【００２１】つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
の安定性や変換効率と、ノイズ発生量とは相反する関係
にある。
の安定性や変換効率と、ノイズ発生量とは相反する関係
にある。
【００２２】他方、出力電圧の安定性や変換効率を幾分
か犠牲にすればノイズ発生量を少なくすることも可能で
ある。
か犠牲にすればノイズ発生量を少なくすることも可能で
ある。
【００２３】しかしその場合、チョークコイルＬ1 に流
れる電流ｉの遮断スイッチング速度を遅くするのである
から、該電流ｉを遮断した際に該チョークコイルＬ1 に
現れる電圧は小さくなる。その為、ＤＣ−ＤＣコンバー
タを起動した際にその出力電圧ＶOUT が所定の規定値に
達する迄に要する時間が長くなる。
れる電流ｉの遮断スイッチング速度を遅くするのである
から、該電流ｉを遮断した際に該チョークコイルＬ1 に
現れる電圧は小さくなる。その為、ＤＣ−ＤＣコンバー
タを起動した際にその出力電圧ＶOUT が所定の規定値に
達する迄に要する時間が長くなる。
【００２４】つまり、平滑用コンデンサＣ1 の初期充電
時間（端子電圧が０Ｖから所定出力電圧ＶOUT に達する
迄の時間）が長くなり、出力電圧ＶOUT の立ち上がり特
性も悪化する。
時間（端子電圧が０Ｖから所定出力電圧ＶOUT に達する
迄の時間）が長くなり、出力電圧ＶOUT の立ち上がり特
性も悪化する。
【００２５】また、平滑用コンデンサＣ1 の容量を大き
くすることで、リップル電圧を減少させることが可能で
あると共に、負荷１の過渡的変動に対して出力電圧Ｖ
OUT を安定に維持することが可能である。しかし、平滑
用コンデンサＣ1 の容量を大きくすると、その必要とす
る充電電力が大きくなる為、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧ＶOUT の立ち上がり特性は悪化する。
くすることで、リップル電圧を減少させることが可能で
あると共に、負荷１の過渡的変動に対して出力電圧Ｖ
OUT を安定に維持することが可能である。しかし、平滑
用コンデンサＣ1 の容量を大きくすると、その必要とす
る充電電力が大きくなる為、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧ＶOUT の立ち上がり特性は悪化する。
【００２６】尚、チョークコイルＬ1 に流れる電流ｉの
遮断スイッチング速度を規定する要素は、回路構成およ
び回路配線上の要素を除外して考えるならば、スイッチ
ング用トランジスタＴr1のスイッチング特性（スイッチ
ング速度）と、コンパレータCMPの出力特性（比較・出
力速度）で決まる。
遮断スイッチング速度を規定する要素は、回路構成およ
び回路配線上の要素を除外して考えるならば、スイッチ
ング用トランジスタＴr1のスイッチング特性（スイッチ
ング速度）と、コンパレータCMPの出力特性（比較・出
力速度）で決まる。
【００２７】すなわち、高速スイッチングを実現したけ
れば、各素子を予め吟味すると同時に、回路構成および
回路配線上において高速化への配慮が必要である。
れば、各素子を予め吟味すると同時に、回路構成および
回路配線上において高速化への配慮が必要である。
【００２８】もちろん、スイッチング用トランジスタＴ
r1を駆動する信号の立ち上がり／立ち下がり速度が、該
トランジスタＴr1のスイッチング速度を規定することは
言うまでもない。
r1を駆動する信号の立ち上がり／立ち下がり速度が、該
トランジスタＴr1のスイッチング速度を規定することは
言うまでもない。
【００２９】本発明の技術的課題は、従来のＤＣ−ＤＣ
コンバータにおける以上のような問題を解消し、出力電
圧ＶOUT の立ち上がり特性が良好でかつ安定であり、ノ
イズ発生量の少ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現するこ
とにある。
コンバータにおける以上のような問題を解消し、出力電
圧ＶOUT の立ち上がり特性が良好でかつ安定であり、ノ
イズ発生量の少ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現するこ
とにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の基本構
成を説明するブロック図である。
成を説明するブロック図である。
【００３１】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの作動開
始時点においてだけ、コイル部４に流れる電流ｉの時間
的変化速度が速くなるように構成したところに特徴があ
る。 （１）ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的構成 すなわち、コイルを用いて直流電圧を変換するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータであって、次の〜の構成要件を備える
ように構成する。
始時点においてだけ、コイル部４に流れる電流ｉの時間
的変化速度が速くなるように構成したところに特徴があ
る。 （１）ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的構成 すなわち、コイルを用いて直流電圧を変換するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータであって、次の〜の構成要件を備える
ように構成する。
【００３２】直流電流ｉをスイッチングするスイッチ
ング部５ 前記の直流電流ｉを流すコイル部４ 前記のスイッチング部５を駆動する為の信号を発生
する発振部６ 前記の発振部６が発生する駆動信号の変化速度を可
変するdi／dt可変部７ 前記のdi／dt可変部７の可変量を制御するdi／dt制
御部８ 前記のコイル部４から得られる電流ｉr を整流する
整流部９ 前記の整流部９の整流出力を平滑するコンデンサＣ
0 尚、図１においては、出力電圧ＶOUT を安定化する為の
専用のフィードバックループを記載していないが、それ
は従来技術を付加することによって従来同様に実現でき
る。 （２）出力電流の大きさでスイッチング速度を可変する
ＤＣ−ＤＣコンバータ すなわち、前記（１）のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、のdi／dt制御部８を、整流部９の出力電流ｉo の
大きさによってdi／dt可変部７の可変量を制御するdi／
dt制御部８としたＤＣ−ＤＣコンバータである。
ング部５ 前記の直流電流ｉを流すコイル部４ 前記のスイッチング部５を駆動する為の信号を発生
する発振部６ 前記の発振部６が発生する駆動信号の変化速度を可
変するdi／dt可変部７ 前記のdi／dt可変部７の可変量を制御するdi／dt制
御部８ 前記のコイル部４から得られる電流ｉr を整流する
整流部９ 前記の整流部９の整流出力を平滑するコンデンサＣ
0 尚、図１においては、出力電圧ＶOUT を安定化する為の
専用のフィードバックループを記載していないが、それ
は従来技術を付加することによって従来同様に実現でき
る。 （２）出力電流の大きさでスイッチング速度を可変する
ＤＣ−ＤＣコンバータ すなわち、前記（１）のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、のdi／dt制御部８を、整流部９の出力電流ｉo の
大きさによってdi／dt可変部７の可変量を制御するdi／
dt制御部８としたＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００３３】（３）作動時間によってスイッチング速度
を可変するＤＣ−ＤＣコンバータ すなわち、前記（１）のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、のdi／dt制御部８を、ＤＣ−ＤＣコンバータの作
動開始時においてdi／dt可変部７の可変量を制御するdi
／dt制御部８としたＤＣ−ＤＣコンバータである。
を可変するＤＣ−ＤＣコンバータ すなわち、前記（１）のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、のdi／dt制御部８を、ＤＣ−ＤＣコンバータの作
動開始時においてdi／dt可変部７の可変量を制御するdi
／dt制御部８としたＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００３４】
【作用】（１）基本的構成のＤＣ−ＤＣコンバータ 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、発振部６か
らスイッチング部５へ供給するスイッチング用駆動信号
の変化速度を、di／dt可変部７で可変することができ
る。したがって、コイル部４に流れる電流ｉの変化速度
（遮断スイッチング速度）を可変することが可能とな
る。
らスイッチング部５へ供給するスイッチング用駆動信号
の変化速度を、di／dt可変部７で可変することができ
る。したがって、コイル部４に流れる電流ｉの変化速度
（遮断スイッチング速度）を可変することが可能とな
る。
【００３５】その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧や出力電流の状態によってスイッチング速度を最適に
制御することが可能となり、不必要にスイッチング速度
を速めてノイズ発生量を増大させたり、あるいは、ノイ
ズ発生量を低下させるあまり出力電圧の立ち上がり速度
を低下させるようなことも無くなる。
圧や出力電流の状態によってスイッチング速度を最適に
制御することが可能となり、不必要にスイッチング速度
を速めてノイズ発生量を増大させたり、あるいは、ノイ
ズ発生量を低下させるあまり出力電圧の立ち上がり速度
を低下させるようなことも無くなる。
【００３６】すなわち、di／dt制御部８によって、当該
ＤＣ−ＤＣコンバータの作動状態に合わせて適宜最適な
スイッチング速度を与えることが可能となる。したがっ
て、出力電流が一時的に増加するＤＣ−ＤＣコンバータ
の起動時等においてのみスイッチング速度を速めるよう
に制御することが可能となる他、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の定常作動時においてはスイッチング速度を低下させ、
そのノイズ発生量を低減することができる。
ＤＣ−ＤＣコンバータの作動状態に合わせて適宜最適な
スイッチング速度を与えることが可能となる。したがっ
て、出力電流が一時的に増加するＤＣ−ＤＣコンバータ
の起動時等においてのみスイッチング速度を速めるよう
に制御することが可能となる他、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の定常作動時においてはスイッチング速度を低下させ、
そのノイズ発生量を低減することができる。
【００３７】また、平滑用コンデンサＣO の容量を大き
くしても、出力電圧の立ち上がり速度を低下させること
がない。 （２）出力電流の大きさでスイッチング速度を可変する
ＤＣ−ＤＣコンバータ 整流部９から出力する電流ｉ0 が最も大きくなるのは、
ＤＣ−ＤＣコンバータが作動を開始する時である。すな
わち、当該時においては平滑用コンデンサＣOを初期充
電する為の電流が必要となるからである。
くしても、出力電圧の立ち上がり速度を低下させること
がない。 （２）出力電流の大きさでスイッチング速度を可変する
ＤＣ−ＤＣコンバータ 整流部９から出力する電流ｉ0 が最も大きくなるのは、
ＤＣ−ＤＣコンバータが作動を開始する時である。すな
わち、当該時においては平滑用コンデンサＣOを初期充
電する為の電流が必要となるからである。
【００３８】そしてその後、出力電圧ＶOUT が所定の値
に落ち着けば、該平滑用コンデンサＣO に流れる電流
は、リップル電圧を吸収する為の充放電電流だけとな
り、その大きさは大幅に減少する。
に落ち着けば、該平滑用コンデンサＣO に流れる電流
は、リップル電圧を吸収する為の充放電電流だけとな
り、その大きさは大幅に減少する。
【００３９】したがって、整流部９の出力電流ｉo の大
きさによってdi／dt制御部８がdi／dt可変部７を制御す
ることで、平滑用コンデンサＣO に初期充電電流が流れ
た場合にのみスイッチング部５を駆動する信号の変化速
度を速くすることが可能となる。その結果、スイッチン
グ部５のスイッチング速度を速めることが可能となり、
平滑用コンデンサＣO を効率良く充電することができ
る。
きさによってdi／dt制御部８がdi／dt可変部７を制御す
ることで、平滑用コンデンサＣO に初期充電電流が流れ
た場合にのみスイッチング部５を駆動する信号の変化速
度を速くすることが可能となる。その結果、スイッチン
グ部５のスイッチング速度を速めることが可能となり、
平滑用コンデンサＣO を効率良く充電することができ
る。
【００４０】その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ作動開始
時の出力電圧ＶOUT の立ち上がり速度が速くなる。
時の出力電圧ＶOUT の立ち上がり速度が速くなる。
【００４１】尚、整流部９の出力電流ｉo の大きさから
平滑用コンデンサＣO の初期充電が完了したと判断でき
るならば、スイッチング部５を駆動する信号の変化速度
を低下させればよい。ちなみに、平滑用コンデンサＣO
の初期充電は極短時間に終了する。
平滑用コンデンサＣO の初期充電が完了したと判断でき
るならば、スイッチング部５を駆動する信号の変化速度
を低下させればよい。ちなみに、平滑用コンデンサＣO
の初期充電は極短時間に終了する。
【００４２】その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの平常作
動状態においては、ノイズ発生量を少なくすることがで
きる。
動状態においては、ノイズ発生量を少なくすることがで
きる。
【００４３】また、平滑用コンデンサＣO の初期充電電
流に限らず、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流ｉL が大
きくなった場合においても、スイッチング部５を駆動す
る信号の変化速度を速くすれば、該ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧ＶOUT の安定度を増すことが可能である。
流に限らず、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流ｉL が大
きくなった場合においても、スイッチング部５を駆動す
る信号の変化速度を速くすれば、該ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧ＶOUT の安定度を増すことが可能である。
【００４４】（３）作動時間によってスイッチング速度
を可変するＤＣ−ＤＣコンバータ このＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑用コンデンサＣO に
初期充電電流が流れる場合が、前記（２）のように該Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの作動開始時に限られることに着目
している。
を可変するＤＣ−ＤＣコンバータ このＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑用コンデンサＣO に
初期充電電流が流れる場合が、前記（２）のように該Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの作動開始時に限られることに着目
している。
【００４５】すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータの作動開
始時においてのみ、スイッチング部５を駆動する信号の
変化速度を速くするようにdi／dt制御部８がdi／dt可変
部７を制御することで、平滑用コンデンサＣO の初期充
電を効率良く短時間で行うことが可能となる。
始時においてのみ、スイッチング部５を駆動する信号の
変化速度を速くするようにdi／dt制御部８がdi／dt可変
部７を制御することで、平滑用コンデンサＣO の初期充
電を効率良く短時間で行うことが可能となる。
【００４６】他方、ＤＣ−ＤＣコンバータの平常稼動状
態においては、スイッチング部５を駆動する信号の変化
速度を低下させるので、ノイズ発生量を少なくすること
ができる。
態においては、スイッチング部５を駆動する信号の変化
速度を低下させるので、ノイズ発生量を少なくすること
ができる。
【００４７】
【実施例】次に、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータ
を、実際上どのように具体化できるかを実施例で説明す
る。
を、実際上どのように具体化できるかを実施例で説明す
る。
【００４８】（１）実施例−１ 図２は、実施例−１を説明する回路図である。
【００４９】１）構成 本実施例の構成は、図４に示す従来例に整流電流ｉo を
検知するホール素子10、該ホール素子10の検知出力から
負荷電流を検出し、負荷電流の値が予め決めた値以上に
至った場合にその出力信号がアクティブとなる負荷電流
検出部11を付加した構成である。ちなみに、負荷電流検
出部11は、コンパレータと基準電圧源からなる電圧比較
回路で実現できる。
検知するホール素子10、該ホール素子10の検知出力から
負荷電流を検出し、負荷電流の値が予め決めた値以上に
至った場合にその出力信号がアクティブとなる負荷電流
検出部11を付加した構成である。ちなみに、負荷電流検
出部11は、コンパレータと基準電圧源からなる電圧比較
回路で実現できる。
【００５０】また、コンパレータ CMPの出力端とスイッ
チング用トランジスタＴr1のベースとの間には、抵抗Ｒ
1 に代えて抵抗Ｒ11 ,Ｒ12 とコンデンサＣ11とから成
る積分回路を設けてあり、該コンデンサＣ11は、リモー
トコントロール可能なスイッチＳＷ2 を介して接続する
構成であり、該スイッチＳＷ2 は、先の負荷電流検出部
11の出力信号によって駆動する。
チング用トランジスタＴr1のベースとの間には、抵抗Ｒ
1 に代えて抵抗Ｒ11 ,Ｒ12 とコンデンサＣ11とから成
る積分回路を設けてあり、該コンデンサＣ11は、リモー
トコントロール可能なスイッチＳＷ2 を介して接続する
構成であり、該スイッチＳＷ2 は、先の負荷電流検出部
11の出力信号によって駆動する。
【００５１】尚、スイッチＳＷ2 は、負荷電流検出部11
の出力信号がアクティブ状態の場合にのみＯＦＦする構
成である。
の出力信号がアクティブ状態の場合にのみＯＦＦする構
成である。
【００５２】２）作動 本実施例は、図４に示す従来例に、スイッチング用トラ
ンジスタＴr1の駆動信号の立ち上がり／立ち下がり速度
を可変するdi／dt可変部と、その可変量を制御するdi／
dt制御部とを付加した構成である。
ンジスタＴr1の駆動信号の立ち上がり／立ち下がり速度
を可変するdi／dt可変部と、その可変量を制御するdi／
dt制御部とを付加した構成である。
【００５３】つまり、抵抗Ｒ11 ,Ｒ12 とコンデンサＣ
11とスイッチＳＷ2 から成る積分回路がdi／dt可変部に
相当し、ホール素子10と負荷電流検出部11とがdi／dt制
御部に相当する。
11とスイッチＳＷ2 から成る積分回路がdi／dt可変部に
相当し、ホール素子10と負荷電流検出部11とがdi／dt制
御部に相当する。
【００５４】すなわち、抵抗Ｒ11 ,Ｒ12 とコンデンサ
Ｃ11とスイッチＳＷ2 から成る積分回路は、スイッチＳ
Ｗ2 がＯＮするとコンデンサＣ11が接続されて積分回路
として機能するが、スイッチＳＷ2 がＯＦＦの場合は単
なる抵抗回路として機能する。
Ｃ11とスイッチＳＷ2 から成る積分回路は、スイッチＳ
Ｗ2 がＯＮするとコンデンサＣ11が接続されて積分回路
として機能するが、スイッチＳＷ2 がＯＦＦの場合は単
なる抵抗回路として機能する。
【００５５】つまり、スイッチＳＷ2 がＯＮ状態の場合
には、コンパレータ CMPから出力される矩形波出力は、
その立ち上がり／立ち下がり速度が遅い波形としてスイ
ッチング用トランジスタＴr1のベースに加わる。その結
果、チョークコイルＬ1 に流れる電流ｉの変化速度（遮
断スイッチング速度）も低下する。
には、コンパレータ CMPから出力される矩形波出力は、
その立ち上がり／立ち下がり速度が遅い波形としてスイ
ッチング用トランジスタＴr1のベースに加わる。その結
果、チョークコイルＬ1 に流れる電流ｉの変化速度（遮
断スイッチング速度）も低下する。
【００５６】他方、スイッチＳＷ2 がＯＦＦ状態の場合
には、コンパレータ CMPから出力される矩形波出力は、
抵抗Ｒ11 ,Ｒ12で減衰するのみでスイッチング用トラン
ジスタＴr1のベースに加わる。その結果、チョークコイ
ルＬ1 に流れる電流ｉの変化速度（遮断スイッチング速
度）は速くなる。
には、コンパレータ CMPから出力される矩形波出力は、
抵抗Ｒ11 ,Ｒ12で減衰するのみでスイッチング用トラン
ジスタＴr1のベースに加わる。その結果、チョークコイ
ルＬ1 に流れる電流ｉの変化速度（遮断スイッチング速
度）は速くなる。
【００５７】ところで、スイッチＳＷ2 は、ホール素子
10および負荷電流検出部11の働きにより、整流電流ｉo
が予め決めた値以上に至った場合、すなわち平滑用コン
デンサＣ1 の初期充電の場合にのみＯＦＦする。
10および負荷電流検出部11の働きにより、整流電流ｉo
が予め決めた値以上に至った場合、すなわち平滑用コン
デンサＣ1 の初期充電の場合にのみＯＦＦする。
【００５８】したがって、平滑用コンデンサＣ1 の初期
充電の場合は、スイッチング用トランジスタＴr1のスイ
ッチング速度が速まり、チョークコイルＬ1 に流れる電
流ｉの変化速度（遮断スイッチング速度）も速くなる。
すなわち、平滑用コンデンサＣ1 の初期充電を素早く行
うことができる。
充電の場合は、スイッチング用トランジスタＴr1のスイ
ッチング速度が速まり、チョークコイルＬ1 に流れる電
流ｉの変化速度（遮断スイッチング速度）も速くなる。
すなわち、平滑用コンデンサＣ1 の初期充電を素早く行
うことができる。
【００５９】他方、平滑用コンデンサＣ1 の初期充電が
完了すればスイッチＳＷ2 がＯＮし、スイッチング用ト
ランジスタＴr1のスイッチング速度が遅くなってノイズ
発生量が低下する。
完了すればスイッチＳＷ2 がＯＮし、スイッチング用ト
ランジスタＴr1のスイッチング速度が遅くなってノイズ
発生量が低下する。
【００６０】尚、積分回路の時定数をスナップ状に可変
できるように複数のスイッチとコンデンサを設け、他
方、負荷電流検出部の検出出力も複数設けることによっ
て、スイッチング用トランジスタＴr1のスイッチング速
度を、段階的に制御することも可能である。
できるように複数のスイッチとコンデンサを設け、他
方、負荷電流検出部の検出出力も複数設けることによっ
て、スイッチング用トランジスタＴr1のスイッチング速
度を、段階的に制御することも可能である。
【００６１】（２）実施例−２ 図３は、実施例−２を説明する回路図である。
【００６２】１）構成 本実施例の構成は、図４に示す従来例にタイマ部12を設
けると共に、スイッチング用トランジスタＴr1のエミッ
タに電流帰還用の抵抗Ｒ24を設け、該電流帰還用抵抗Ｒ
24をスイッチＳＷ3 のＯＮ／ＯＦＦ動作で短絡／挿入制
御する構成である。
けると共に、スイッチング用トランジスタＴr1のエミッ
タに電流帰還用の抵抗Ｒ24を設け、該電流帰還用抵抗Ｒ
24をスイッチＳＷ3 のＯＮ／ＯＦＦ動作で短絡／挿入制
御する構成である。
【００６３】尚、スイッチＳＷ3 はリモートコントロー
ル可能なスイッチであり、タイマ部12の出力信号によっ
てＯＮ／ＯＦＦ制御する。また、タイマ部12は、電源Ｓ
Ｗ1をＯＮすると同時に起動してその出力信号がアクテ
ィブ状態となり、予め決めた所定の時間後にインアクテ
ィブ状態となる。そして、スイッチＳＷ3 は、タイマ部
12の出力信号がアクティブ状態の場合にのみＯＮする構
成である。
ル可能なスイッチであり、タイマ部12の出力信号によっ
てＯＮ／ＯＦＦ制御する。また、タイマ部12は、電源Ｓ
Ｗ1をＯＮすると同時に起動してその出力信号がアクテ
ィブ状態となり、予め決めた所定の時間後にインアクテ
ィブ状態となる。そして、スイッチＳＷ3 は、タイマ部
12の出力信号がアクティブ状態の場合にのみＯＮする構
成である。
【００６４】一方、スイッチング用トランジスタＴr1の
エミッタ電圧ＶE は、オペアンプOP-AMPの−（マイナ
ス）側入力端に入力し、該オペアンプOP-AMPの＋（プラ
ス）側入力端には、コンパレータ CMPの出力電圧ＶO を
入力する。
エミッタ電圧ＶE は、オペアンプOP-AMPの−（マイナ
ス）側入力端に入力し、該オペアンプOP-AMPの＋（プラ
ス）側入力端には、コンパレータ CMPの出力電圧ＶO を
入力する。
【００６５】尚、コンパレータ CMPの出力電圧ＶO は抵
抗Ｒ21を通してオペアンプOP-AMPの＋側入力端へ入力す
ると共に、該オペアンプOP-AMPの＋側入力端には、プル
アップ抵抗Ｒ22を通して基準電圧Ｖref を与える構成で
ある。また、該オペアンプOP-AMPの出力端とスイッチン
グ用トランジスタＴr1のベースとを、駆動用抵抗Ｒ23で
接続する。
抗Ｒ21を通してオペアンプOP-AMPの＋側入力端へ入力す
ると共に、該オペアンプOP-AMPの＋側入力端には、プル
アップ抵抗Ｒ22を通して基準電圧Ｖref を与える構成で
ある。また、該オペアンプOP-AMPの出力端とスイッチン
グ用トランジスタＴr1のベースとを、駆動用抵抗Ｒ23で
接続する。
【００６６】すなわち、オペアンプOP-AMPは、スイッチ
ング用トランジスタＴr1のエミッタ帰還電圧ＶE によっ
てベース入力電圧を一定値に保持するように作動し、該
トランジスタＴr1のスイッチング速度を遅くするように
機能する。
ング用トランジスタＴr1のエミッタ帰還電圧ＶE によっ
てベース入力電圧を一定値に保持するように作動し、該
トランジスタＴr1のスイッチング速度を遅くするように
機能する。
【００６７】但し、スイッチＳＷ3 がＯＮすると電流帰
還用抵抗Ｒ24は短絡され、オペアンプOP-AMPは単なる増
幅器あるいは波形整形器として作動する。したがって、
コンパレータ CMPの出力電圧ＶO の立ち上がり／立ち下
がり速度で決まる駆動信号が、スイッチング用トランジ
スタＴr1のベースに加わる。
還用抵抗Ｒ24は短絡され、オペアンプOP-AMPは単なる増
幅器あるいは波形整形器として作動する。したがって、
コンパレータ CMPの出力電圧ＶO の立ち上がり／立ち下
がり速度で決まる駆動信号が、スイッチング用トランジ
スタＴr1のベースに加わる。
【００６８】２）作動 本実施例は、図４に示す従来例に、オペアンプOP-AMPお
よび電流帰還用抵抗Ｒ 24とスイッチＳＷ3 から成るdi／
dt可変部と、タイマ部12から成るdi／dt制御部とを付加
した構成でなる。尚、基準電圧Ｖref とプルアップ抵抗
Ｒ22は、オペアンプOP-AMPのバイアス電圧供給用であ
る。
よび電流帰還用抵抗Ｒ 24とスイッチＳＷ3 から成るdi／
dt可変部と、タイマ部12から成るdi／dt制御部とを付加
した構成でなる。尚、基準電圧Ｖref とプルアップ抵抗
Ｒ22は、オペアンプOP-AMPのバイアス電圧供給用であ
る。
【００６９】そして、スイッチＳＷ3 がＯＮの場合は、
スイッチング用トランジスタＴr1のスイッチング速度が
速くなり、ＯＦＦの場合は遅くなる。
スイッチング用トランジスタＴr1のスイッチング速度が
速くなり、ＯＦＦの場合は遅くなる。
【００７０】他方、電源ＳＷ1 をＯＮした後の予め決め
た所定の時間の間だけタイマ部12の出力信号がアクティ
ブ状態となり、スイッチＳＷ3 をＯＮする。
た所定の時間の間だけタイマ部12の出力信号がアクティ
ブ状態となり、スイッチＳＷ3 をＯＮする。
【００７１】したがって、電源ＳＷ1 をＯＮした直後
で、平滑用コンデンサＣ1 を所定の出力電圧ＶOUT まで
初期充電するまでの間は、スイッチＳＷ3 がＯＮ状態と
なってスイッチング用トランジスタＴr1のスイッチング
速度が速まり、チョークコイルＬ1 に流れる電流ｉの変
化速度（遮断スイッチング速度）も速くなる。すなわ
ち、平滑用コンデンサＣ1 の初期充電を素早く行うこと
ができる。
で、平滑用コンデンサＣ1 を所定の出力電圧ＶOUT まで
初期充電するまでの間は、スイッチＳＷ3 がＯＮ状態と
なってスイッチング用トランジスタＴr1のスイッチング
速度が速まり、チョークコイルＬ1 に流れる電流ｉの変
化速度（遮断スイッチング速度）も速くなる。すなわ
ち、平滑用コンデンサＣ1 の初期充電を素早く行うこと
ができる。
【００７２】また、所定の時間が経過してタイマ部12の
出力信号がインアクティブ状態となると、スイッチＳＷ
3 がＯＦＦしてスイッチング用トランジスタＴr1のスイ
ッチング速度が遅くなり、チョークコイルＬ1 に流れる
電流ｉの変化速度（遮断スイッチング速度）も遅くな
る。すなわち、定常作動状態においてはノイズ発生量が
少なくなる。
出力信号がインアクティブ状態となると、スイッチＳＷ
3 がＯＦＦしてスイッチング用トランジスタＴr1のスイ
ッチング速度が遅くなり、チョークコイルＬ1 に流れる
電流ｉの変化速度（遮断スイッチング速度）も遅くな
る。すなわち、定常作動状態においてはノイズ発生量が
少なくなる。
【００７３】尚、タイマ部12の設定時間は、平滑用コン
デンサＣ1 を所定の出力電圧ＶOUTまで初期充電する為
に要する時間に設定すればよい。
デンサＣ1 を所定の出力電圧ＶOUTまで初期充電する為
に要する時間に設定すればよい。
【００７４】
【発明の効果】以上のように本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータによれば、出力電圧の立ち上がり特性が良好となり
ノイズ発生量も少なくなる。また、平滑用コンデンサの
容量を大きくすることが可能であるので、リップルが少
なく過渡的負荷変動に対して安定した出力電圧特性を得
ることができる。
ータによれば、出力電圧の立ち上がり特性が良好となり
ノイズ発生量も少なくなる。また、平滑用コンデンサの
容量を大きくすることが可能であるので、リップルが少
なく過渡的負荷変動に対して安定した出力電圧特性を得
ることができる。
【００７５】その結果、本発明によれば、出力電圧Ｖ
OUT の立ち上がり特性が良好でかつ安定であり、ノイズ
発生量の少ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現することが
できるようになる。
OUT の立ち上がり特性が良好でかつ安定であり、ノイズ
発生量の少ないＤＣ−ＤＣコンバータを実現することが
できるようになる。
【図１】本発明の基本構成を説明するブロック図であ
る。
る。
【図２】実施例−１を説明する回路図である。
【図３】実施例−２を説明する回路図である。
【図４】ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を説明する図
で、(a) は構成を説明する回路図、(b) はコンパレータ
の入力電圧波形図、(c) はコンパレータの出力電圧波形
図、である。
で、(a) は構成を説明する回路図、(b) はコンパレータ
の入力電圧波形図、(c) はコンパレータの出力電圧波形
図、である。
【符号の説明】 １ 負荷 ２ 三角波発生部 ３ レベルシフト部 ４ コイル部（トランス部） ５ スイッチング部 ６ 発振部 ７ di／dt可変部 ８ di／dt制御部 ９ 整流部 10 ホール素子（電流検知用センサ） 11 負荷電流検出部 12 タイマ部 Ｌ1 コイル（チョークコイル） Ｃ0,Ｃ1 コンデンサ（平滑用コンデンサ） Ｄ1 ダイオード（整流用ダイオード） Ｔr1 トランジスタ（スイッチング用トラン
ジスタ） Ｃ11 コンデンサ（積分用コンデンサ） CMP コンパレータ OP-AMP オペアンプ ＳＷ1 電源スイッチ ＳＷ2 , ＳＷ3 スイッチ（リモートコントロール可能
な回路切り換え用のスイッチ） ＶT 三角波電圧 Ｖs 比較電圧 Ｖo コンパレータ出力電圧 ＶL コイルに発生する電圧 ＶE エミッタ帰還電圧 ＶCC 電源（電圧） ＶOUT 出力（電圧） Ｖref 基準電圧 ｉo 整流電流 ｉL 負荷電流 Ｒ1 抵抗 Ｒ11 ,Ｒ12 抵抗 Ｒ21〜Ｒ24 抵抗
ジスタ） Ｃ11 コンデンサ（積分用コンデンサ） CMP コンパレータ OP-AMP オペアンプ ＳＷ1 電源スイッチ ＳＷ2 , ＳＷ3 スイッチ（リモートコントロール可能
な回路切り換え用のスイッチ） ＶT 三角波電圧 Ｖs 比較電圧 Ｖo コンパレータ出力電圧 ＶL コイルに発生する電圧 ＶE エミッタ帰還電圧 ＶCC 電源（電圧） ＶOUT 出力（電圧） Ｖref 基準電圧 ｉo 整流電流 ｉL 負荷電流 Ｒ1 抵抗 Ｒ11 ,Ｒ12 抵抗 Ｒ21〜Ｒ24 抵抗
Claims (3)
- 【請求項１】 コイルを用いて直流電圧を変換するＤＣ
(Direct Current)−ＤＣコンバータ(Converter) であっ
て、 直流電流(i) をスイッチングするスイッチング部(5)
と、 前記直流電流(i) を流すコイル部(4) と、 前記スイッチング部(5) を駆動する為の信号を発生する
発振部(6) と、 前記発振部(6) が発生する駆動信号の変化速度を可変す
るdi／dt可変部(7) と、 前記di／dt可変部(7) の可変量を制御するdi／dt制御部
(8) と、 前記コイル部(4) から得られる電流(ir ) を整流する整
流部(9) と、 前記整流部(9) の整流出力を平滑するコンデンサ（Ｃ0)
と、 を備えて成ることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、 整流部(9) の出力電流(io ) の大きさによってdi／dt可
変部(7) の可変量を制御するdi／dt制御部(8) を備えて
成ること、を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、 ＤＣ−ＤＣコンバータの作動開始時にdi／dt可変部(7)
の可変量を制御するdi／dt制御部(8) を備えて成るこ
と、を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5006790A JPH06217538A (ja) | 1993-01-19 | 1993-01-19 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5006790A JPH06217538A (ja) | 1993-01-19 | 1993-01-19 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06217538A true JPH06217538A (ja) | 1994-08-05 |
Family
ID=11647978
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5006790A Withdrawn JPH06217538A (ja) | 1993-01-19 | 1993-01-19 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06217538A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6147477A (en) * | 1995-11-28 | 2000-11-14 | Fujitsu Limited | DC to DC converter producing output voltage exhibiting rise and fall characteristics independent of load thereon |
| JP2005198406A (ja) * | 2004-01-07 | 2005-07-21 | Mitsubishi Electric Corp | 昇圧装置及びモータ制御装置 |
| JP2006129593A (ja) * | 2004-10-28 | 2006-05-18 | Renesas Technology Corp | 電源制御用半導体集積回路および電源装置を有するシステム |
-
1993
- 1993-01-19 JP JP5006790A patent/JPH06217538A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6147477A (en) * | 1995-11-28 | 2000-11-14 | Fujitsu Limited | DC to DC converter producing output voltage exhibiting rise and fall characteristics independent of load thereon |
| US6664772B2 (en) | 1995-11-28 | 2003-12-16 | Fujitsu Limited | DC to DC converter producing output voltage exhibiting rise and fall characteristics independent of load thereon |
| US6911806B2 (en) | 1995-11-28 | 2005-06-28 | Fujitsu Limited | DC to DC converter producing output voltage exhibiting rise and fall characteristics independent of load thereon |
| US7129682B2 (en) | 1995-11-28 | 2006-10-31 | Fujitsu Limited | DC to DC converter producing output voltage exhibit rise and fall characteristics independent of load thereon |
| JP2005198406A (ja) * | 2004-01-07 | 2005-07-21 | Mitsubishi Electric Corp | 昇圧装置及びモータ制御装置 |
| JP2006129593A (ja) * | 2004-10-28 | 2006-05-18 | Renesas Technology Corp | 電源制御用半導体集積回路および電源装置を有するシステム |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000404 |