JPH06208761A - 可変イコライザを有しかつ記録担体上のディジタル信号を再生する装置 - Google Patents
可変イコライザを有しかつ記録担体上のディジタル信号を再生する装置Info
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- JPH06208761A JPH06208761A JP5212348A JP21234893A JPH06208761A JP H06208761 A JPH06208761 A JP H06208761A JP 5212348 A JP5212348 A JP 5212348A JP 21234893 A JP21234893 A JP 21234893A JP H06208761 A JPH06208761 A JP H06208761A
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- G11B20/10—Digital recording or reproducing
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 振幅及び位相の等化を実現する可変イコライ
ザを備えた、記録担体からディジタル信号を再生する装
置を提供する。 【構成】 トラックから信号を読み出す読出ヘッド5
と、読出ヘッドの出力に結合された入力を持つ可変イコ
ライザ手段10と、第１及び第２制御信号HF,PHIを受信す
るための第１及び第２制御信号入力15,16と、等化され
た出力信号を供給するための出力とを有する。可変イコ
ライザは、第１及び第２制御信号に応じた可変イコライ
ザーの入力に及び記録チャンネルを含んだ送信経路の送
信特性を等化する。第１制御信号は、送信経路の振幅送
信特性に応じた高周波数損失に関わり、第２制御信号
は、送信経路の動作周波数帯域において、送信経路にお
ける、低周波数信号と高周波数信号間で発生した遅延の
差と関わりを持つ。可変イコライザ手段は、ディジタル
フィルタ手段を有し、このディジタルフィルタ手段は、
有限インパルス応答フィルタ手段を有する。
ザを備えた、記録担体からディジタル信号を再生する装
置を提供する。 【構成】 トラックから信号を読み出す読出ヘッド5
と、読出ヘッドの出力に結合された入力を持つ可変イコ
ライザ手段10と、第１及び第２制御信号HF,PHIを受信す
るための第１及び第２制御信号入力15,16と、等化され
た出力信号を供給するための出力とを有する。可変イコ
ライザは、第１及び第２制御信号に応じた可変イコライ
ザーの入力に及び記録チャンネルを含んだ送信経路の送
信特性を等化する。第１制御信号は、送信経路の振幅送
信特性に応じた高周波数損失に関わり、第２制御信号
は、送信経路の動作周波数帯域において、送信経路にお
ける、低周波数信号と高周波数信号間で発生した遅延の
差と関わりを持つ。可変イコライザ手段は、ディジタル
フィルタ手段を有し、このディジタルフィルタ手段は、
有限インパルス応答フィルタ手段を有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、可変イコライザ手段を
有しかつ記録担体からディジタル信号を再生する装置に
関し、この可変イコライザ手段は有限インパルス応答フ
ィルタを有する。
有しかつ記録担体からディジタル信号を再生する装置に
関し、この可変イコライザ手段は有限インパルス応答フ
ィルタを有する。
【０００２】
【従来の技術】上述のような装置は、ヨーロッパ特許出
願第387,813 A2号により既知である。
願第387,813 A2号により既知である。
【０００３】この既知の装置において、等化（equaliza
tion）は、可変イコライザ手段の制御信号入力に供給し
た制御信号に応じてフィルタパラメータが変化すること
により実現され、この結果、フィルタ応答の振幅が増減
される。
tion）は、可変イコライザ手段の制御信号入力に供給し
た制御信号に応じてフィルタパラメータが変化すること
により実現され、この結果、フィルタ応答の振幅が増減
される。
【０００４】この制御信号の発生は、制御信号発生手段
において実現される。既知の装置において、イコライザ
フィルタ手段からの信号が、ディジタル形態で、検出回
路を含むデータ処理回路に供給される。この検出回路
は、ディジタル信号読出しにおけるビットエラーレート
の検出に適する。制御信号はこのエラーレートに応じて
発生され、この制御信号は、ビットエラーレートが最小
化されるようにフィルタパラメータを変更するため、イ
コライザフィルタ手段の制御信号入力に供給される。
において実現される。既知の装置において、イコライザ
フィルタ手段からの信号が、ディジタル形態で、検出回
路を含むデータ処理回路に供給される。この検出回路
は、ディジタル信号読出しにおけるビットエラーレート
の検出に適する。制御信号はこのエラーレートに応じて
発生され、この制御信号は、ビットエラーレートが最小
化されるようにフィルタパラメータを変更するため、イ
コライザフィルタ手段の制御信号入力に供給される。
【０００５】ヨーロッパ特許出願第9120335.3号は、第
１及び第２制御信号のそれぞれに基づく振幅及び位相の
等化を述べている。さらに、当該出願と同日で出願した
ヨーロッパ特許出願第92202428.6号は、いくつかの方法
を述べており、この方法において、第１及び第２制御信
号を供給できる。
１及び第２制御信号のそれぞれに基づく振幅及び位相の
等化を述べている。さらに、当該出願と同日で出願した
ヨーロッパ特許出願第92202428.6号は、いくつかの方法
を述べており、この方法において、第１及び第２制御信
号を供給できる。
【０００６】
【発明の目的及び概要】本発明は、第１及び第２制御信
号に基づいて、振幅及び位相の等化を実現する可変イコ
ライザ手段を提供することを目的とする。
号に基づいて、振幅及び位相の等化を実現する可変イコ
ライザ手段を提供することを目的とする。
【０００７】記録担体上のトラックからディジタル信号
を再生する本発明による装置は、トラックから信号を読
み取る読取ヘッドを含む読取手段と、読取手段の出力に
結合した入力と第１及び第２制御信号を個別に受信する
第１及び第２制御信号入力と第１及び第２制御信号に応
じる等化出力信号を供給する出力とを持つ可変イコライ
ザ手段を有し、この可変イコライザ手段が、第１及び第
２制御信号に応じる前記可変イコライザ手段の入力に及
ぶ記録チャンネルを含む送信経路の送信特性の等化に適
合し、第１制御信号が送信経路の振幅送信特性における
高周波損失と関係を持ち、第２制御信号が送信経路の動
作周波数幅における低周波数信号と高周波数信号との間
の当該送信経路における送信により生じた遅延と関わり
を持ち、可変イコライザ手段がさらに、ディジタルフィ
ルタ手段と第１及び第２制御信号を個別に供給する第１
及び第２出力を持つイコライザ制御信号発生手段を有
し、第１及び第２出力はそれぞれ、前記イコライザ手段
の第１及び第２制御信号入力に結合され、さらにディジ
タル信号を供給する可変イコライザ手段の出力に結合し
た出力端子を有する、記録担体上のトラックからディジ
タル信号を再生する装置において、可変イコライザ手段
が有限インパルス応答フィルタ手段を有し、有限インパ
ルス応答フィルタ手段がＮ個のタップを持つ遅延ライン
手段と乗算因数a(n)による遅延線手段の前記ｎ番目のタ
ップで提供する信号を乗算し、かつ信号結合手段に乗算
信号を供給する乗算手段を有し、信号結合手段の出力が
可変イコライザ手段の出力に結合され、可変イコライザ
手段はさらに、第１及び第２制御信号に応じて乗算因数
a(n)を発生する乗算因数発生手段を有することを特徴と
することを特徴とする。第１実施例において、上述の装
置は、更に乗算因数演算手段を有する乗算因数発生手段
を有し、この乗算因数演算手段は、以下の式に従って多
数のＮ個の乗算因数ａ(n)を少なくとも演算することに
適合され、 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF+A3(n)*PHI+A4(n)*HF*PHI， （第１数値域に在る数値を持つPHIの場合）ここで、HF
は第１制御信号の数値、PHIは第２制御信号の数値、A1
(n)、A2(n)、A3(n)、A4(n)はそれぞれ乗算因数ａ(n)の
定数、そしてｎは０〜N-1の幅で変化することを表し、
メモリ手段は多数の定数を少なくとも記憶するために利
用することが出来る。
を再生する本発明による装置は、トラックから信号を読
み取る読取ヘッドを含む読取手段と、読取手段の出力に
結合した入力と第１及び第２制御信号を個別に受信する
第１及び第２制御信号入力と第１及び第２制御信号に応
じる等化出力信号を供給する出力とを持つ可変イコライ
ザ手段を有し、この可変イコライザ手段が、第１及び第
２制御信号に応じる前記可変イコライザ手段の入力に及
ぶ記録チャンネルを含む送信経路の送信特性の等化に適
合し、第１制御信号が送信経路の振幅送信特性における
高周波損失と関係を持ち、第２制御信号が送信経路の動
作周波数幅における低周波数信号と高周波数信号との間
の当該送信経路における送信により生じた遅延と関わり
を持ち、可変イコライザ手段がさらに、ディジタルフィ
ルタ手段と第１及び第２制御信号を個別に供給する第１
及び第２出力を持つイコライザ制御信号発生手段を有
し、第１及び第２出力はそれぞれ、前記イコライザ手段
の第１及び第２制御信号入力に結合され、さらにディジ
タル信号を供給する可変イコライザ手段の出力に結合し
た出力端子を有する、記録担体上のトラックからディジ
タル信号を再生する装置において、可変イコライザ手段
が有限インパルス応答フィルタ手段を有し、有限インパ
ルス応答フィルタ手段がＮ個のタップを持つ遅延ライン
手段と乗算因数a(n)による遅延線手段の前記ｎ番目のタ
ップで提供する信号を乗算し、かつ信号結合手段に乗算
信号を供給する乗算手段を有し、信号結合手段の出力が
可変イコライザ手段の出力に結合され、可変イコライザ
手段はさらに、第１及び第２制御信号に応じて乗算因数
a(n)を発生する乗算因数発生手段を有することを特徴と
することを特徴とする。第１実施例において、上述の装
置は、更に乗算因数演算手段を有する乗算因数発生手段
を有し、この乗算因数演算手段は、以下の式に従って多
数のＮ個の乗算因数ａ(n)を少なくとも演算することに
適合され、 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF+A3(n)*PHI+A4(n)*HF*PHI， （第１数値域に在る数値を持つPHIの場合）ここで、HF
は第１制御信号の数値、PHIは第２制御信号の数値、A1
(n)、A2(n)、A3(n)、A4(n)はそれぞれ乗算因数ａ(n)の
定数、そしてｎは０〜N-1の幅で変化することを表し、
メモリ手段は多数の定数を少なくとも記憶するために利
用することが出来る。
【０００８】この状況において、可変イコライザフィル
タ手段は、シングルFIRフィルタ手段を有し、FIRフィル
タ手段のための乗算因数（係数）は、与えられた式を用
いて計算される。第２制御信号の発生数値域内において
は、フィルタ係数が定数の第１セットを使用して計算す
ることが出来るという状況がある。もし第２制御信号の
ための発生値域が大きくなると、フィルタ係数を演算す
るために与えられた式において定数の第２セットまたは
第３セットさえも使用することが必要となるであろう。
タ手段は、シングルFIRフィルタ手段を有し、FIRフィル
タ手段のための乗算因数（係数）は、与えられた式を用
いて計算される。第２制御信号の発生数値域内において
は、フィルタ係数が定数の第１セットを使用して計算す
ることが出来るという状況がある。もし第２制御信号の
ための発生値域が大きくなると、フィルタ係数を演算す
るために与えられた式において定数の第２セットまたは
第３セットさえも使用することが必要となるであろう。
【０００９】第２実施例において、上述の装置は、乗算
因数演算手段が、以下の式に従って乗算因数a(n)の演算
することにさらに適合し、 a(n)=C1(n)+C2(n)*HF+C3(n)*PHI+C4(n)*HF*PHI， （第１及び第２数値域に重畳しない第３数値域に在る数
値を持つPHIの場合）ここで、C1(n)，C2(n)，C3(n)，C4
(n)はそれぞれ乗算因数ａ(n)における定数であり、メモ
リ手段はこの多数の定数C1(n)〜C4(n)を少なくとも記憶
することに適合される。
因数演算手段が、以下の式に従って乗算因数a(n)の演算
することにさらに適合し、 a(n)=C1(n)+C2(n)*HF+C3(n)*PHI+C4(n)*HF*PHI， （第１及び第２数値域に重畳しない第３数値域に在る数
値を持つPHIの場合）ここで、C1(n)，C2(n)，C3(n)，C4
(n)はそれぞれ乗算因数ａ(n)における定数であり、メモ
リ手段はこの多数の定数C1(n)〜C4(n)を少なくとも記憶
することに適合される。
【００１０】この状況において、可変イコライザフィル
タ手段は、第１及び第２FIRフィルタ手段を有する。第
１FIRフィルタ手段は、唯一第１制御信号に制御され、
第２FIRフィルタ手段は、唯一第２制御信号に制御され
る。FIRフィルタ手段のための係数は、与えられた式を
用いて計算される。上記と同じような方法において、第
２制御信号のための発生値域で、第２FIRフィルタ手段
のためのフィルタ係数が、定数の第１セットを使用して
計算出来るという状況がある。同様に、第２制御信号の
ための発生値域が広がると、第２FIRフィルタ手段のた
めの係数を計算するために、定数の第２セットまたは第
３セットさえも使用することが必要となるであろう。
タ手段は、第１及び第２FIRフィルタ手段を有する。第
１FIRフィルタ手段は、唯一第１制御信号に制御され、
第２FIRフィルタ手段は、唯一第２制御信号に制御され
る。FIRフィルタ手段のための係数は、与えられた式を
用いて計算される。上記と同じような方法において、第
２制御信号のための発生値域で、第２FIRフィルタ手段
のためのフィルタ係数が、定数の第１セットを使用して
計算出来るという状況がある。同様に、第２制御信号の
ための発生値域が広がると、第２FIRフィルタ手段のた
めの係数を計算するために、定数の第２セットまたは第
３セットさえも使用することが必要となるであろう。
【００１１】
【実施例】図１は記録／再生チャンネルを示し、ここで
は入力信号が入力端子１に供給されて、記録増幅器２で
事前増幅された後、記録ヘッド４により磁気記録担体３
に記録される。
は入力信号が入力端子１に供給されて、記録増幅器２で
事前増幅された後、記録ヘッド４により磁気記録担体３
に記録される。
【００１２】再生は再生ヘッド５によって実施され、そ
の結果、再生された信号を増幅器６で増幅でき、その
後、この信号が可変イコライザ手段１０の入力に供給さ
れる。再生装置はさらに、イコライザ制御信号発生手段
１１を有する。このイコライザ制御信号発生手段は、可
変イコライザ手段１０の出力に結合した入力と、それぞ
れ可変イコライザ手段１０の第１制御信号入力１５に第
１制御信号HFを供給し、そしてイコライザ手段１０の第
２制御信号入力１６に第２制御信号PHIを供給する第１
及び第２出力１２，１３を持つ。
の結果、再生された信号を増幅器６で増幅でき、その
後、この信号が可変イコライザ手段１０の入力に供給さ
れる。再生装置はさらに、イコライザ制御信号発生手段
１１を有する。このイコライザ制御信号発生手段は、可
変イコライザ手段１０の出力に結合した入力と、それぞ
れ可変イコライザ手段１０の第１制御信号入力１５に第
１制御信号HFを供給し、そしてイコライザ手段１０の第
２制御信号入力１６に第２制御信号PHIを供給する第１
及び第２出力１２，１３を持つ。
【００１３】制御信号発生手段１１の入力が可変イコラ
イザの出力に結合されねばならない必要はないが、もし
必要ならば再生チャンネルにおけるより前段部分に結合
できることに注意されたい。
イザの出力に結合されねばならない必要はないが、もし
必要ならば再生チャンネルにおけるより前段部分に結合
できることに注意されたい。
【００１４】可変イコライザ手段１０は、第１及び第２
制御信号に応じる可変イコライザ手段１０の入力に及ぶ
までの記録チャンネルを含む送信経路の送信特性の等化
に適合される。第１制御信号は、送信経路の振幅送信特
性における高周波損失と関わりを持つ。第１制御信号
は、したがって図２ａの振幅曲線の傾斜角度αに関連付
けられる。第２制御信号は、送信経路の動作周波数帯に
おける低周波数信号と高周波数信号との間の前述の送信
経路において、送信により生じた遅延の差と関わりを持
つ。
制御信号に応じる可変イコライザ手段１０の入力に及ぶ
までの記録チャンネルを含む送信経路の送信特性の等化
に適合される。第１制御信号は、送信経路の振幅送信特
性における高周波損失と関わりを持つ。第１制御信号
は、したがって図２ａの振幅曲線の傾斜角度αに関連付
けられる。第２制御信号は、送信経路の動作周波数帯に
おける低周波数信号と高周波数信号との間の前述の送信
経路において、送信により生じた遅延の差と関わりを持
つ。
【００１５】これは以下のように説明できる。記録／再
生チャンネルの送信特性は、入力端子１に信号としての
インパルスを供給することにより計測でき、そして記録
担体３の信号を記録した後及びこの信号を再生した後に
可変イコライザ手段１０の入力で得た信号を計測する。
生チャンネルの送信特性は、入力端子１に信号としての
インパルスを供給することにより計測でき、そして記録
担体３の信号を記録した後及びこの信号を再生した後に
可変イコライザ手段１０の入力で得た信号を計測する。
【００１６】図２は、可変イコライザ手段１０の入力に
及ぶ記録チャンネルを含む送信経路の送信特性の振幅を
示し、等間隔でプロットされた周波数の関数としてｄＢ
で表した。振幅は、周波数が上昇すると降下する略々直
線である。この線の降下角度は、αで示される。
及ぶ記録チャンネルを含む送信経路の送信特性の振幅を
示し、等間隔でプロットされた周波数の関数としてｄＢ
で表した。振幅は、周波数が上昇すると降下する略々直
線である。この線の降下角度は、αで示される。
【００１７】図２ｂは、可変イコライザ手段１０の入力
で得る実際の応答信号と、この入力で望まれた応答信号
との間の周波数の関数としての位相差を示し、この望ま
れた応答信号は、入力１に供給した信号のような先に示
したインパルスに応じる信号である。曲線は、周波数の
関数としての定位相差φ＝−φ0を示す。さらに一般的
には、位相差がφ＝−φ0−ωＴCと同一で、ここではＴ
Cが、全ての周波数の定数の遅延である。
で得る実際の応答信号と、この入力で望まれた応答信号
との間の周波数の関数としての位相差を示し、この望ま
れた応答信号は、入力１に供給した信号のような先に示
したインパルスに応じる信号である。曲線は、周波数の
関数としての定位相差φ＝−φ0を示す。さらに一般的
には、位相差がφ＝−φ0−ωＴCと同一で、ここではＴ
Cが、全ての周波数の定数の遅延である。
【００１８】周波数ω0を持つ低周波数信号の遅延は、
−φ／ω0として定義される。この遅延は、したがって
φ0／ω0+TCに等しい。高周波数の遅延は、φ0／ω0+TC
に等しいω1である。遅延における差は、したがってφ0
／ω0−φ0／ω1に等しい。ＴCの基本遅延は消滅し、し
たがって演算において同一でない作用を及ぼす。ω1＝
ｍ×ω0である場合、この場合、ｍはゼロよりも大き
く、遅延における差がφ0｛(ｍ-1)/m｝／ω0に等しい。
遅延における差は、したがって図２ｂに与えられた位相
差−φ0との関連をもたらす。遅延におけるこの差の意
味するところは、（より低い）低周波数が（より高い）
高周波数よりも遅延されることである。この結果、もし
図３ａに与えられた対象的な応答が期待されると、図３
ｂの対象的な応答が、実際の応答であろう。図３ａの理
想的な応答は、サンプリングの瞬間ｔ＝τ及びｔ＝−τ
でゼロ値を持つ応答を示す。実際の応答は、ｔ＝τの瞬
間でｈ＋δのゼロでない値で、ｔ＝−τの瞬間でｈ−δ
のゼロでない値である。このゼロでない値の両者におけ
る対称成分は、図２ａの非平坦振幅特性に由来する値で
あるδおよび−δの非対称成分は、図２ｂの位相差−φ
0の結果として生じる。
−φ／ω0として定義される。この遅延は、したがって
φ0／ω0+TCに等しい。高周波数の遅延は、φ0／ω0+TC
に等しいω1である。遅延における差は、したがってφ0
／ω0−φ0／ω1に等しい。ＴCの基本遅延は消滅し、し
たがって演算において同一でない作用を及ぼす。ω1＝
ｍ×ω0である場合、この場合、ｍはゼロよりも大き
く、遅延における差がφ0｛(ｍ-1)/m｝／ω0に等しい。
遅延における差は、したがって図２ｂに与えられた位相
差−φ0との関連をもたらす。遅延におけるこの差の意
味するところは、（より低い）低周波数が（より高い）
高周波数よりも遅延されることである。この結果、もし
図３ａに与えられた対象的な応答が期待されると、図３
ｂの対象的な応答が、実際の応答であろう。図３ａの理
想的な応答は、サンプリングの瞬間ｔ＝τ及びｔ＝−τ
でゼロ値を持つ応答を示す。実際の応答は、ｔ＝τの瞬
間でｈ＋δのゼロでない値で、ｔ＝−τの瞬間でｈ−δ
のゼロでない値である。このゼロでない値の両者におけ
る対称成分は、図２ａの非平坦振幅特性に由来する値で
あるδおよび−δの非対称成分は、図２ｂの位相差−φ
0の結果として生じる。
【００１９】可変イコライザ手段１０に供給した第１制
御信号HF及び第２制御信号PHIに応じて、このイコライ
ザ手段１０は、振幅及び位相については周波数応答特性
を実現して、その結果、送信経路を等化する。これは、
フィルタ手段が図４ａに与えられたような周波数の関数
としての振幅特性を実現することを実質的に意味する。
この特性は、周波数の上昇のために上昇傾斜する略々直
線の形である。この線の上昇角度は、αである。さら
に、可変イコライザ手段の周波数の関数として位相特性
は、図４ｂに与えられる。これはφ0の位相特性を実現
する。
御信号HF及び第２制御信号PHIに応じて、このイコライ
ザ手段１０は、振幅及び位相については周波数応答特性
を実現して、その結果、送信経路を等化する。これは、
フィルタ手段が図４ａに与えられたような周波数の関数
としての振幅特性を実現することを実質的に意味する。
この特性は、周波数の上昇のために上昇傾斜する略々直
線の形である。この線の上昇角度は、αである。さら
に、可変イコライザ手段の周波数の関数として位相特性
は、図４ｂに与えられる。これはφ0の位相特性を実現
する。
【００２０】等化の結果、振幅特性は略々水平線とな
り、そして位相が全ての周波数でゼロになり、その結果
（より）低いまたは（より）高い周波数の間の遅延にお
いて差のないことが提供される。
り、そして位相が全ての周波数でゼロになり、その結果
（より）低いまたは（より）高い周波数の間の遅延にお
いて差のないことが提供される。
【００２１】装置が、可変イコライザ１０の再生ヘッド
５と入力の間の再生チャンネルにおいて結合した固定イ
コライザ（図示せず）を含むことができることに注意さ
れたい。このような固定イコライザは、図２ａにおける
角度αにより与えられる平均HFの損失を相殺することが
でき、その結果、可変イコライザが、角度αからのズレ
を相殺する為に必要で、これは可変イコライザの簡素
化、及び可変イコライザによる等化の簡素化を作り出
す。
５と入力の間の再生チャンネルにおいて結合した固定イ
コライザ（図示せず）を含むことができることに注意さ
れたい。このような固定イコライザは、図２ａにおける
角度αにより与えられる平均HFの損失を相殺することが
でき、その結果、可変イコライザが、角度αからのズレ
を相殺する為に必要で、これは可変イコライザの簡素
化、及び可変イコライザによる等化の簡素化を作り出
す。
【００２２】本出願と同日に出願したヨーロッパ特許出
願第92202428.6号は、第１及び第２制御信号を得るため
の制御信号発生手段１１の種々の実施例を示す。
願第92202428.6号は、第１及び第２制御信号を得るため
の制御信号発生手段１１の種々の実施例を示す。
【００２３】本出願における第１及び第２制御信号の由
来は、テープの磁化におけるステップ移動の検出に基づ
く。再生の間に完全応答検出を実施する場合、正または
負に動くステップ移動が、図５ａ及び５ｂ各々に与えら
れたようなテープからの信号読み取りにおけるおおよそ
の理想的なステップ応答に帰着する。理想的な応答から
のステップ応答のズレは、振幅及び位相については、記
録チャンネルの理想的でない特性の表示である。
来は、テープの磁化におけるステップ移動の検出に基づ
く。再生の間に完全応答検出を実施する場合、正または
負に動くステップ移動が、図５ａ及び５ｂ各々に与えら
れたようなテープからの信号読み取りにおけるおおよそ
の理想的なステップ応答に帰着する。理想的な応答から
のステップ応答のズレは、振幅及び位相については、記
録チャンネルの理想的でない特性の表示である。
【００２４】ヨーロッパ特許出願第92202428.6号の内容
に一致して、第１制御信号HFは、以下の方法で図５ａま
たは５ｂにおける例から導くことができる。
に一致して、第１制御信号HFは、以下の方法で図５ａま
たは５ｂにおける例から導くことができる。
【００２５】図５ａのとおり、正に進行する移動の場
合、(S4-S3)+(S2-S1)と等しい値hf(t)が計算される。図
５ｂの負に進行する移動の場合、値hf(t)が以下のよう
な式を使用して計算される。 -［(S4′-S3′)+(S2′-S1′)］．
合、(S4-S3)+(S2-S1)と等しい値hf(t)が計算される。図
５ｂの負に進行する移動の場合、値hf(t)が以下のよう
な式を使用して計算される。 -［(S4′-S3′)+(S2′-S1′)］．
【００２６】S1〜S4とS1′〜S4′は、正及び負に進行す
る移動の各々に直に方向を変える図５ａ及び５ｂの信号
におけるサンプルのサンプル値である。このサンプル
は、テープからの信号読み取りにおけるわずかな時間と
等しい時間の間隔Ｔを持つ。このサンプルは、信号読み
だしの対称方向において実現することができるが、しか
し対称方向が一様に実現可能である。
る移動の各々に直に方向を変える図５ａ及び５ｂの信号
におけるサンプルのサンプル値である。このサンプル
は、テープからの信号読み取りにおけるわずかな時間と
等しい時間の間隔Ｔを持つ。このサンプルは、信号読み
だしの対称方向において実現することができるが、しか
し対称方向が一様に実現可能である。
【００２７】第１制御信号HFは、ここでは連続的に検出
した信号移動のhf(t)と一体の場合にここでは実現され
る。
した信号移動のhf(t)と一体の場合にここでは実現され
る。
【００２８】ヨーロッパ特許出願第92202428.6号の教え
に一致して、第２制御信号PHIは、以下の方法で図５ａ
または５ｂにおける例から導くことができる。
に一致して、第２制御信号PHIは、以下の方法で図５ａ
または５ｂにおける例から導くことができる。
【００２９】図５ａのとおり正に進行する移動の場合、
値phi(t)が以下の式を使用して計算される。 (S4-S3)-(S2-S1)． 図５ｂの負に進行する移動の場合、値phi(t)は以下の式
を使用して計算される。 -［(S4′-S3′)-(S2′-S1′)］．
値phi(t)が以下の式を使用して計算される。 (S4-S3)-(S2-S1)． 図５ｂの負に進行する移動の場合、値phi(t)は以下の式
を使用して計算される。 -［(S4′-S3′)-(S2′-S1′)］．
【００３０】第２制御信号PHIは、連続的に検出した信
号移動のphi(t)値と一体化することによりここでは実現
される。その結果として、PHIは、図２ｂのとおり移動
φ0に直接的に関連する。
号移動のphi(t)値と一体化することによりここでは実現
される。その結果として、PHIは、図２ｂのとおり移動
φ0に直接的に関連する。
【００３１】上述のような第２制御信号の演算の正確さ
は、常には十分ではない。さらに、信号読み取りにおけ
る低周波数成分は、第２制御信号の発生を低下できる。
そこで、異なる方法で第２制御信号を供給することが、
ある時は得策である。この状況において、これは正に進
行する移動の式：-(S3+S2)、及び負に進行する移動の式
(S3′+S2′)を使用するphi(t)の演算に適する。その
上、phi(t)を供給する他の方法は、S1〜S4またはS1′〜
S4′の全てのサンプル値を平均することである。
は、常には十分ではない。さらに、信号読み取りにおけ
る低周波数成分は、第２制御信号の発生を低下できる。
そこで、異なる方法で第２制御信号を供給することが、
ある時は得策である。この状況において、これは正に進
行する移動の式：-(S3+S2)、及び負に進行する移動の式
(S3′+S2′)を使用するphi(t)の演算に適する。その
上、phi(t)を供給する他の方法は、S1〜S4またはS1′〜
S4′の全てのサンプル値を平均することである。
【００３２】図６は、可変イコライザ手段１０の第１実
施例を示す。イコライザ手段の入力３０は、有限インパ
ルス応答（FIR）フィルタ手段３２の入力３１に結合さ
れる。FIRフィルタ３２は、Ｎ個のタップ34.0〜34.N-1
を持つ遅延線３３と、Ｎ個の乗算器38.0〜38.N-1を持つ
乗算手段と、加算器４１の形の信号結合手段４０とを有
する。加算器の出力は、イコライザ手段１０の出力４２
に結合される。Ｎ個のタップは、遅延線３３に沿って時
間的に等間隔で配置される。遅延線３３の入力３１と第
１タップ34.1との間の遅延時間はゼロにできる。
施例を示す。イコライザ手段の入力３０は、有限インパ
ルス応答（FIR）フィルタ手段３２の入力３１に結合さ
れる。FIRフィルタ３２は、Ｎ個のタップ34.0〜34.N-1
を持つ遅延線３３と、Ｎ個の乗算器38.0〜38.N-1を持つ
乗算手段と、加算器４１の形の信号結合手段４０とを有
する。加算器の出力は、イコライザ手段１０の出力４２
に結合される。Ｎ個のタップは、遅延線３３に沿って時
間的に等間隔で配置される。遅延線３３の入力３１と第
１タップ34.1との間の遅延時間はゼロにできる。
【００３３】Ｎ個のタップ34.0から34.N-1はそれぞれ、
乗算器38.0〜38.N-1の対応する一つの第１入力に結合さ
れる。Ｎ個の乗算器38.0〜38.N-1の或乗算器38.nのそれ
ぞれは、第２入力で乗算因数ａ(n)を受信する。乗算因
数発生手段４５は、乗算因数ａ(n)を演算するために設
けられる。乗算因数演算手段４６は、以下の式に従って
乗算因数ａ(n)を演算する。 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF+A3(n)*PHI+A4(n)*HF*PHI． （第１値域における値を持つPHIの場合） a(n)=B1(n)+B2(n)*HF+B3(n)*PHI+B$(n)*HF*PHI． （第１値域とは重ならない第２値域における値を持つPH
Iの場合） a(n)=C1(n)+C2(n)*HF+C3(n)*PHI+C$(n)*HF*PHI． （第１及び第２値域と重ならない第３値域における値を
持つPHIの場合）ｎは、０からN-1の間を変化する。
乗算器38.0〜38.N-1の対応する一つの第１入力に結合さ
れる。Ｎ個の乗算器38.0〜38.N-1の或乗算器38.nのそれ
ぞれは、第２入力で乗算因数ａ(n)を受信する。乗算因
数発生手段４５は、乗算因数ａ(n)を演算するために設
けられる。乗算因数演算手段４６は、以下の式に従って
乗算因数ａ(n)を演算する。 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF+A3(n)*PHI+A4(n)*HF*PHI． （第１値域における値を持つPHIの場合） a(n)=B1(n)+B2(n)*HF+B3(n)*PHI+B$(n)*HF*PHI． （第１値域とは重ならない第２値域における値を持つPH
Iの場合） a(n)=C1(n)+C2(n)*HF+C3(n)*PHI+C$(n)*HF*PHI． （第１及び第２値域と重ならない第３値域における値を
持つPHIの場合）ｎは、０からN-1の間を変化する。
【００３４】パラメータHF及びPHIは、制御信号入力１
５及び１６のそれぞれを介して演算手段４６に供給され
る。
５及び１６のそれぞれを介して演算手段４６に供給され
る。
【００３５】A1(n)，A2(n)，A3(n)，A4(n)，B1(n)，B2
(n)，B3(n)，B4(n)，C1(n)，C2(n)，C3(n)，C4(n)は、
各乗算因数ａ(n)のための定数である。これら定数は、
メモリ４８に記憶される。制御信号入力１６は、乗算因
数ａ(n)の演算のために使用されるであろう定数の３つ
のセットの一つを示すように、メモリ４８に同様に結合
される。選択した定数のセットは、結合５０を介して演
算手段４６に供給される。全ての定数の記憶が必要でな
いことに注意されたい。なぜならば時には乗算因数が他
の乗算因数のために記憶した定数で実現できるという事
実のためである。これは、後の段階でさらに述べられる
であろう。
(n)，B3(n)，B4(n)，C1(n)，C2(n)，C3(n)，C4(n)は、
各乗算因数ａ(n)のための定数である。これら定数は、
メモリ４８に記憶される。制御信号入力１６は、乗算因
数ａ(n)の演算のために使用されるであろう定数の３つ
のセットの一つを示すように、メモリ４８に同様に結合
される。選択した定数のセットは、結合５０を介して演
算手段４６に供給される。全ての定数の記憶が必要でな
いことに注意されたい。なぜならば時には乗算因数が他
の乗算因数のために記憶した定数で実現できるという事
実のためである。これは、後の段階でさらに述べられる
であろう。
【００３６】FIRフィルタ３２によって実現する代わり
に、振幅及び位相に関するフィルタ特性は、可変イコラ
イザ手段１０の入力に及ぶ記録チャンネルを含む送信経
路を等化でき、FIRフィルタ３２は、図４ａ（αは変化
するパラメータである）に与えられたような振幅特性、
図４ｂ（φ0は変化するパラメータである）に与えられ
たように位相特性を持つフィルタを実現しなければなら
ないであろう。さらに、域の制限を実現する代わりに、
フィルタ３２は図４に与えられたフィルタ及び図７に示
されたフィルタのようなノイズシェーピングフィルタの
直列配置を実現しなければならない。図７は周波数の関
数としてノイズシェーピングフィルタの振幅のための２
つの可能な曲線のみを示す。周波数の関数としての位相
は、ゼロとみなすことができる。
に、振幅及び位相に関するフィルタ特性は、可変イコラ
イザ手段１０の入力に及ぶ記録チャンネルを含む送信経
路を等化でき、FIRフィルタ３２は、図４ａ（αは変化
するパラメータである）に与えられたような振幅特性、
図４ｂ（φ0は変化するパラメータである）に与えられ
たように位相特性を持つフィルタを実現しなければなら
ないであろう。さらに、域の制限を実現する代わりに、
フィルタ３２は図４に与えられたフィルタ及び図７に示
されたフィルタのようなノイズシェーピングフィルタの
直列配置を実現しなければならない。図７は周波数の関
数としてノイズシェーピングフィルタの振幅のための２
つの可能な曲線のみを示す。周波数の関数としての位相
は、ゼロとみなすことができる。
【００３７】ノイズシェーピングフィルタの他の可能性
は、文献において既知である。ノイズシェーピングフィ
ルタは、読み取った信号の成形及び等化を目的として持
ち、この結果、信号とノイズの比率が高く、そして信号
における符号間干渉が低い。
は、文献において既知である。ノイズシェーピングフィ
ルタは、読み取った信号の成形及び等化を目的として持
ち、この結果、信号とノイズの比率が高く、そして信号
における符号間干渉が低い。
【００３８】図７は、ノイズシェーピングフィルタとし
て使用できる離散コサインフィルタの２つの例を示す。
図７における振幅曲線Ｉは、比較的高い信号とノイズの
比率における結果を生じるが、符号間の妨害が比較的高
い。この曲線は、即ち、β＝２形式の２乗コサインフィ
ルタのための曲線である。図７における振幅曲線IIは、
比較的低い信号とノイズとの比率を結果として生じる
が、符号間の妨害が比較的低い。この曲線は、即ちβ＝
３の形式の２乗コサインフィルタのための曲線である。
ｆnはナイキスト周波数に等しく、これはビット周波数
の半分に等しい。シェーピングフィルタのための選択
は、したがって常に符号間の妨害のための高い信号とノ
イズの比率と低い検索能力との間の妥協点である。さら
に、シェーピングフィルタの選択は、限られた数のタッ
プを持つFIRフィルタにおける等化フィルタの実用的な
手段に基づいた可能性により解決される。シェーピング
フィルタの討論は、文献“Magnetic recording, Vol II
Computer data storage”，C.Denis Mee and Eric D.
Daniel 著, Mac-Graw-Hill Book Comp., 1988発行, 4.
6.3.2章. 215-224頁から見つけられる。
て使用できる離散コサインフィルタの２つの例を示す。
図７における振幅曲線Ｉは、比較的高い信号とノイズの
比率における結果を生じるが、符号間の妨害が比較的高
い。この曲線は、即ち、β＝２形式の２乗コサインフィ
ルタのための曲線である。図７における振幅曲線IIは、
比較的低い信号とノイズとの比率を結果として生じる
が、符号間の妨害が比較的低い。この曲線は、即ちβ＝
３の形式の２乗コサインフィルタのための曲線である。
ｆnはナイキスト周波数に等しく、これはビット周波数
の半分に等しい。シェーピングフィルタのための選択
は、したがって常に符号間の妨害のための高い信号とノ
イズの比率と低い検索能力との間の妥協点である。さら
に、シェーピングフィルタの選択は、限られた数のタッ
プを持つFIRフィルタにおける等化フィルタの実用的な
手段に基づいた可能性により解決される。シェーピング
フィルタの討論は、文献“Magnetic recording, Vol II
Computer data storage”，C.Denis Mee and Eric D.
Daniel 著, Mac-Graw-Hill Book Comp., 1988発行, 4.
6.3.2章. 215-224頁から見つけられる。
【００３９】この結果、FIRフィルタ３２は、図８に与
えられたようなフィルタ特性を実現しなければならな
い。図８のフィルタ特性の逆フーリエ変換を実施するこ
とにより、フィルタ３２のインパルス応答を得ることが
できる。図９は、このようなインパルス応答の例を示
す。乗算因数は、装置における信号のサンプリング周波
数で図９のインパルス応答をサンプリングすることによ
り得ることができる。この係数値は、即ちインパルス応
答の例の値と正確に一致する。もしサンプリング周波数
がビット周波数に等しいと、これは、時間間隔Ｔである
インパルス応答におけるサンプルを意味する。Ｔは、ビ
ット時間の一部である。図９は、FIRフィルタが奇数個
のタップを持つ状況を示す。インパルス応答の全てのサ
ンプルが、一つを除いて、インパルス応答のｔ＝ｔCの
中心を対称的に囲む。前述の一つのサンプルは、ｔC上
に正確に位置する。FIRフィルタが偶数のタップを持つ
状況において、インパルス応答の全てのサンプルがｔ＝
ｔCを対称的に囲む。
えられたようなフィルタ特性を実現しなければならな
い。図８のフィルタ特性の逆フーリエ変換を実施するこ
とにより、フィルタ３２のインパルス応答を得ることが
できる。図９は、このようなインパルス応答の例を示
す。乗算因数は、装置における信号のサンプリング周波
数で図９のインパルス応答をサンプリングすることによ
り得ることができる。この係数値は、即ちインパルス応
答の例の値と正確に一致する。もしサンプリング周波数
がビット周波数に等しいと、これは、時間間隔Ｔである
インパルス応答におけるサンプルを意味する。Ｔは、ビ
ット時間の一部である。図９は、FIRフィルタが奇数個
のタップを持つ状況を示す。インパルス応答の全てのサ
ンプルが、一つを除いて、インパルス応答のｔ＝ｔCの
中心を対称的に囲む。前述の一つのサンプルは、ｔC上
に正確に位置する。FIRフィルタが偶数のタップを持つ
状況において、インパルス応答の全てのサンプルがｔ＝
ｔCを対称的に囲む。
【００４０】図１０及至図１２は、HF及びPHIの関数と
しての１１個のタップを持つFIRフィルタの初めの６個
のタップのための乗算因数a(0)〜a(5)を示す。残りの乗
算因数a(6)〜a(10)は、以下のように得られる。
しての１１個のタップを持つFIRフィルタの初めの６個
のタップのための乗算因数a(0)〜a(5)を示す。残りの乗
算因数a(6)〜a(10)は、以下のように得られる。
【００４１】パラメータPHIがφ0に関連するものと仮定
すると、φ0がゼロの場合、同様にPHIもゼロである。こ
の状況において、以下の式は乗算因数a(6,HF,PHI)〜a(1
0,HF,PHI)のために成り立つ。 a(6,HF,PHI)=a(4,HF,-PHI)， a(7,HF,PHI)=a(3,HF,-PHI)， a(8,HF,PHI)=a(2,HF,-PHI)， a(9,HF,PHI)=a(1,HF,-PHI)， a(10,HF,PHI)=a(0,HF,-PHI)． a(n,HF,PHI)により係数ａ(n)を規定することは、各係数
ａ(n)がHF及びPHIであることを意味する。
すると、φ0がゼロの場合、同様にPHIもゼロである。こ
の状況において、以下の式は乗算因数a(6,HF,PHI)〜a(1
0,HF,PHI)のために成り立つ。 a(6,HF,PHI)=a(4,HF,-PHI)， a(7,HF,PHI)=a(3,HF,-PHI)， a(8,HF,PHI)=a(2,HF,-PHI)， a(9,HF,PHI)=a(1,HF,-PHI)， a(10,HF,PHI)=a(0,HF,-PHI)． a(n,HF,PHI)により係数ａ(n)を規定することは、各係数
ａ(n)がHF及びPHIであることを意味する。
【００４２】しかしながら、もしパラメータPHIがφ0に
関連するものとすると、PHIはφ0がゼロの場合、ゼロで
ない値PHICと同一で、この時、以下の式が乗算因数a(6,
HF,PHI)〜a(10,HF,PHI)のために成り立つ。 a(6,HF,PHI)=a(4,HF,2*PHIC-PHI)， a(7,HF,PHI)=a(3,HF,2*PHIC-PHI)， a(8,HF,PHI)=a(2,HF,2*PHIC-PHI)， a(9,HF,PHI)=a(1,HF,2*PHIC-PHI)， a(10,HF,PHI)=a(0,HF,2*PHIC-PHI)．
関連するものとすると、PHIはφ0がゼロの場合、ゼロで
ない値PHICと同一で、この時、以下の式が乗算因数a(6,
HF,PHI)〜a(10,HF,PHI)のために成り立つ。 a(6,HF,PHI)=a(4,HF,2*PHIC-PHI)， a(7,HF,PHI)=a(3,HF,2*PHIC-PHI)， a(8,HF,PHI)=a(2,HF,2*PHIC-PHI)， a(9,HF,PHI)=a(1,HF,2*PHIC-PHI)， a(10,HF,PHI)=a(0,HF,2*PHIC-PHI)．
【００４３】そして、一般的に言うと、以下の式が成り
立つ。 a(n,HF,PHI)=a(N-1-n,HF,2*PHIC-PHI)． ここで、PHIは、φ0がゼロに等しい場合のPHIための値
である。
立つ。 a(n,HF,PHI)=a(N-1-n,HF,2*PHIC-PHI)． ここで、PHIは、φ0がゼロに等しい場合のPHIための値
である。
【００４４】図１０及至図１２において認識できるよう
に、パラメータPHIは−９０°〜＋９０°の間を変化す
る。PHIは、図４ｂの位相φ0に対応するように、実際は
演算される。
に、パラメータPHIは−９０°〜＋９０°の間を変化す
る。PHIは、図４ｂの位相φ0に対応するように、実際は
演算される。
【００４５】さらに、パラメータHFは、0.3〜0.8の間を
変化する。HFは、以下の方法においてαに一致するよう
に、実際は演算される。 tanα=20*π*10-6*HF/v*ln(10)． ここで、ｖはヘッドと記録担体との間の相対速度であ
る。
変化する。HFは、以下の方法においてαに一致するよう
に、実際は演算される。 tanα=20*π*10-6*HF/v*ln(10)． ここで、ｖはヘッドと記録担体との間の相対速度であ
る。
【００４６】以下の関係が、周波数の関数として図２ａ
に与えられた曲線のために存在することに注意された
い。 H=exp{-π*p50*f/v}． ここで、ｐ50がパルス振幅の５０％におけるパルスのパ
ルス幅である。HFは、ｐ50μｍとして、またはHF＝１０
6*ｐ50として、ここでは定義されるであろう。
に与えられた曲線のために存在することに注意された
い。 H=exp{-π*p50*f/v}． ここで、ｐ50がパルス振幅の５０％におけるパルスのパ
ルス幅である。HFは、ｐ50μｍとして、またはHF＝１０
6*ｐ50として、ここでは定義されるであろう。
【００４７】さらに、以下の関係が存在する。 tanα=20logH/f． 移動関数Hは、図２ａにおいてｄＢで表される。
【００４８】パラメータｐ50に関してさらに明確な情報
は、文献“Magnetic recording, Vol.Ｉ(Technology)
”，C.Denis Mee and Eric D. Daniel著，Mac-Graw-Hi
ll Book Comp., 1987発行，第2章、さらに詳細には第2.
1.2.章の第27,37,38,39頁に見つけることができる。
は、文献“Magnetic recording, Vol.Ｉ(Technology)
”，C.Denis Mee and Eric D. Daniel著，Mac-Graw-Hi
ll Book Comp., 1987発行，第2章、さらに詳細には第2.
1.2.章の第27,37,38,39頁に見つけることができる。
【００４９】そこで、tanαの為の式において変化したH
及びHFの前記表現は、これはtanαとHFとの間の前記関
係において結果として生じる。
及びHFの前記表現は、これはtanαとHFとの間の前記関
係において結果として生じる。
【００５０】演算因数は最大因数により係数を分割する
ことにより正規化されることに注意されたい。図１０ａ
及び１０ｂにおいて見られるように、これらはそれぞ
れ、係数a(6)及びa(5)を示し、係数a(6)は、およそ４５
°〜−４５°の間の値域に在るPHIで最大である。係数a
(5)は、およそ４５°〜９０°の間の値域に在るPHIで最
大である。−４５°〜−９０°の間のPHIの値域におい
て、係数a(7)は最大である。
ことにより正規化されることに注意されたい。図１０ａ
及び１０ｂにおいて見られるように、これらはそれぞ
れ、係数a(6)及びa(5)を示し、係数a(6)は、およそ４５
°〜−４５°の間の値域に在るPHIで最大である。係数a
(5)は、およそ４５°〜９０°の間の値域に在るPHIで最
大である。−４５°〜−９０°の間のPHIの値域におい
て、係数a(7)は最大である。
【００５１】パラメータHF及びPHIの係数の依存関係
が、以下の式により近似できる。 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF+A3(n)*PHI+A4(n)*HF*PHI （式１） （およそ−４５°〜４５°の間の第１値域に在る値を持
つPHIの場合） a(n)=B1(n)+B2(n)*HF+B3(n)*PHI+B4(n)*HF*PHI （式２） （およそ４５°〜９０°の間の第２値域に在る値を持つ
PHIの場合） a(n)=C1(n)+C2(n)*HF+C3(n)*PHI+C4(n)*HF*PHI （式３） （−９０°〜およそ−４５°の間の第３値域に在る値を
持つPHIの場合）
が、以下の式により近似できる。 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF+A3(n)*PHI+A4(n)*HF*PHI （式１） （およそ−４５°〜４５°の間の第１値域に在る値を持
つPHIの場合） a(n)=B1(n)+B2(n)*HF+B3(n)*PHI+B4(n)*HF*PHI （式２） （およそ４５°〜９０°の間の第２値域に在る値を持つ
PHIの場合） a(n)=C1(n)+C2(n)*HF+C3(n)*PHI+C4(n)*HF*PHI （式３） （−９０°〜およそ−４５°の間の第３値域に在る値を
持つPHIの場合）
【００５２】定数A1(n)〜A4(n)，B1(n)〜B4(n)，C1(n)
〜C4(n)の３つのセットの例が、図１３乃至図１５のテ
ーブルに与えられる。
〜C4(n)の３つのセットの例が、図１３乃至図１５のテ
ーブルに与えられる。
【００５３】３つの値域の一つに在る値を持つ第２制御
信号PHIに応じて、メモリ４８に記憶した定数の３つの
セットの一つが選択され、かつ結合５０を介して演算手
段４６に供給される。この演算手段４６は、上述の与え
られた式の対応する一つを使用して、乗算因数a(0)〜a
(N-1)を演算する。この乗算因数は、従って乗算器38.0
〜38.N-1に供給されることを実現し、その結果、望まれ
たイコライザフィルタ特性が得られる。
信号PHIに応じて、メモリ４８に記憶した定数の３つの
セットの一つが選択され、かつ結合５０を介して演算手
段４６に供給される。この演算手段４６は、上述の与え
られた式の対応する一つを使用して、乗算因数a(0)〜a
(N-1)を演算する。この乗算因数は、従って乗算器38.0
〜38.N-1に供給されることを実現し、その結果、望まれ
たイコライザフィルタ特性が得られる。
【００５４】いくつかの出願においては、パラメータPH
Iが、−４５°〜４５°の間の値域でのみ変化すること
に注意されたい。この状況においては、定数C1(n)，C2
(n)，C3(n)，C4(n)を記憶するメモリを設ける必要がな
い。この状況においては、乗算因数が式１及び式２のみ
の使用でえられる。
Iが、−４５°〜４５°の間の値域でのみ変化すること
に注意されたい。この状況においては、定数C1(n)，C2
(n)，C3(n)，C4(n)を記憶するメモリを設ける必要がな
い。この状況においては、乗算因数が式１及び式２のみ
の使用でえられる。
【００５５】いくつかの状況において、パラメータPHI
は、−４５°〜＋４５°の間でのみ変化するであろう。
この状況においては、フィルタパラメータを演算するた
めには式１のみで十分である。
は、−４５°〜＋４５°の間でのみ変化するであろう。
この状況においては、フィルタパラメータを演算するた
めには式１のみで十分である。
【００５６】前述のように、図１３乃至図１５における
定数の全てを記憶する必要はない。−４５°〜４５°間
の域に在るPHIにおいては、乗算因数a(6)〜a(10)が、定
数A1(0)〜A1(5)，A2(0)〜A2(5)，A3(0)〜A3(5)，A4(0)
〜A4(5)を得られるように、n=0〜n=5の定数が記憶され
ることのみが必要である。これは、この域が、n=５の水
平係数線に対称的に沿う定数のテーブルとして図１３乃
至図１５において認識できる。もし、４５°〜９０°間
の域に在るPHIにおける等化がこの角度に向けられる
と、全てのＢ定数が、乗算係数を演算するために必要と
される。しかし、−４５°〜−９０°間の域にに在るPH
Iにおける付加的な等化のためには、Ｂ定数を使用して
得られるこの域に在るPHIのための乗算因数a(n)とし
て、Ｃ定数のようなさらなる定数が必要とされる。これ
は、再び図１３乃至図１５において、Ｂ定数を持つテー
ブルとして認識でき、Ｃ定数は互いに対称的である、即
ちBi(j)=Ci(N-1-j)で、ｉは１〜４まで変化し、ｊは０
〜N-1まで変化する。
定数の全てを記憶する必要はない。−４５°〜４５°間
の域に在るPHIにおいては、乗算因数a(6)〜a(10)が、定
数A1(0)〜A1(5)，A2(0)〜A2(5)，A3(0)〜A3(5)，A4(0)
〜A4(5)を得られるように、n=0〜n=5の定数が記憶され
ることのみが必要である。これは、この域が、n=５の水
平係数線に対称的に沿う定数のテーブルとして図１３乃
至図１５において認識できる。もし、４５°〜９０°間
の域に在るPHIにおける等化がこの角度に向けられる
と、全てのＢ定数が、乗算係数を演算するために必要と
される。しかし、−４５°〜−９０°間の域にに在るPH
Iにおける付加的な等化のためには、Ｂ定数を使用して
得られるこの域に在るPHIのための乗算因数a(n)とし
て、Ｃ定数のようなさらなる定数が必要とされる。これ
は、再び図１３乃至図１５において、Ｂ定数を持つテー
ブルとして認識でき、Ｃ定数は互いに対称的である、即
ちBi(j)=Ci(N-1-j)で、ｉは１〜４まで変化し、ｊは０
〜N-1まで変化する。
【００５７】図１６は、イコライザフィルタ手段１０の
第２実施例を示す。FIRフィルタ３２′は、N1個のタッ
プ68.0〜68.n1-1を持つ第１遅延線部分33.1と、N-N1個
のタップ69.0〜60.M-1を持つ第２遅延線部分33.2を持つ
遅延線手段３３′を有し、ここでは、M=N-N1である。乗
算手段３６′は、Ｎ１個の乗算器71.0〜71.M-1を有し、
かつ遅延線部分33.1のＮ１個のタップの対応する一つに
結合した第１入力を持って提供される。乗算手段３６′
は、さらに、Ｍ個の乗算器71.0〜71.M-1を有し、かつ第
２遅延線部分33.2のN-N1個のタップの対応する一つに結
合した第１入力を持って提供される。FIRフィルタ３
２′は、さらに加算器の形で第１信号結合ユニット72.1
を持つ信号結合手段４０′と、加算器の形で第２信号結
合ユニット72.2を有する。加算器70.0〜70.N1-1の出力
は、信号結合ユニット72.1の対応する入力に結合され、
この加算器の出力は、第２遅延線部分33.2の入力に結合
される。加算器71.0〜71.M-1の出力は、信号ユニット7
2.2に結合され、この加算器の出力は、イコライザ手段
１０の出力４２に結合される。イコライザ手段１０の入
力３０は、第１遅延線部分33.1の入力に結合される。
第２実施例を示す。FIRフィルタ３２′は、N1個のタッ
プ68.0〜68.n1-1を持つ第１遅延線部分33.1と、N-N1個
のタップ69.0〜60.M-1を持つ第２遅延線部分33.2を持つ
遅延線手段３３′を有し、ここでは、M=N-N1である。乗
算手段３６′は、Ｎ１個の乗算器71.0〜71.M-1を有し、
かつ遅延線部分33.1のＮ１個のタップの対応する一つに
結合した第１入力を持って提供される。乗算手段３６′
は、さらに、Ｍ個の乗算器71.0〜71.M-1を有し、かつ第
２遅延線部分33.2のN-N1個のタップの対応する一つに結
合した第１入力を持って提供される。FIRフィルタ３
２′は、さらに加算器の形で第１信号結合ユニット72.1
を持つ信号結合手段４０′と、加算器の形で第２信号結
合ユニット72.2を有する。加算器70.0〜70.N1-1の出力
は、信号結合ユニット72.1の対応する入力に結合され、
この加算器の出力は、第２遅延線部分33.2の入力に結合
される。加算器71.0〜71.M-1の出力は、信号ユニット7
2.2に結合され、この加算器の出力は、イコライザ手段
１０の出力４２に結合される。イコライザ手段１０の入
力３０は、第１遅延線部分33.1の入力に結合される。
【００５８】タップ68.0〜68.N1-1は、遅延線部分33.1
に従う時間的に等間隔で配置される。タップ69.0〜69.M
-1は、遅延線部分33.2に従う時間において、同一の方法
で等間隔に配置される。同一遅延線部分における２つの
連続するタップの間で遅延する時間は、同一である必要
はない。さらに、遅延線部分の入力及び各部分における
第１タップは、ゼロにできる。
に従う時間的に等間隔で配置される。タップ69.0〜69.M
-1は、遅延線部分33.2に従う時間において、同一の方法
で等間隔に配置される。同一遅延線部分における２つの
連続するタップの間で遅延する時間は、同一である必要
はない。さらに、遅延線部分の入力及び各部分における
第１タップは、ゼロにできる。
【００５９】加算器70.0〜70.N1-1は、第２入力を介し
て乗算因数a(0)〜a(N1-1)のそれぞれを受信する。
て乗算因数a(0)〜a(N1-1)のそれぞれを受信する。
【００６０】乗算因数発生手段は、第１乗算因数演算手
段80.1及び第２乗算因数演算手段80.2を有して提供され
る。乗算因数演算手段80.1は、以下の式に従って第１遅
延線部分33.1のためのN1個の乗算因数a(0)〜a(N1-1)を
演算する。 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF （式４） ここで、ｎは、０からN1-1まで変化する。
段80.1及び第２乗算因数演算手段80.2を有して提供され
る。乗算因数演算手段80.1は、以下の式に従って第１遅
延線部分33.1のためのN1個の乗算因数a(0)〜a(N1-1)を
演算する。 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF （式４） ここで、ｎは、０からN1-1まで変化する。
【００６１】乗算因数演算手段80.2は、以下の式に従っ
て第２遅延線部分33.2のためのＭ（=N-N1）個の演算因
数b(0)〜b(M-1)を演算する。 b(n)=A3(n)+A4(n)*PHI （式５） （第１値域に在る値をPHIが持つ場合）
て第２遅延線部分33.2のためのＭ（=N-N1）個の演算因
数b(0)〜b(M-1)を演算する。 b(n)=A3(n)+A4(n)*PHI （式５） （第１値域に在る値をPHIが持つ場合）
【００６２】 b(n)=B3(n)+B4(n)*PHI （式６） （第１値域とは重ならない第２値域に在る値をPHIが持
つ場合）
つ場合）
【００６３】 b(n)=C3(n)+C4(n)*PHI （式７） （第１及び第２値域とは重ならない第３値域に在る値を
PHIが持つ場合）
PHIが持つ場合）
【００６４】HFは、一方では第１制御信号ための値で、
PHIは、一方では第２制御信号で、A1(n)，A2(n)，A3
(n)，A4(n)，B3(n)，B4(n)，C3(n)，C4(n)は、各乗算因
数b(n)のための定数である。第１メモリユニット81.1
は、多数の定数A1(n)及びA2(n)を少なくとも格納するこ
とに利用可能である。定数A1(n)及びA2(n)は、結合83.1
を介して演算手段80.1に供給される。第２メモリユニッ
ト81.2は、少なくとも、多数の定数A3(n)，A4(n)，B3
(n)，B4(n)，C3(n)，C4(n)を格納することに利用可能で
ある。パラメータHFは、制御入力１５を介して演算手段
80.1に供給され、そしてパラメータPHIは、制御信号入
力１６を介して、メモリ81.2に加えて演算手段80.2にも
供給される。制御信号入力１６は、乗算因数b(n)の演算
のために使用されるであろう３つのセットの定数の一つ
を表示するためにメモリ81.2に結合される。この選択し
たセットの定数は、結合83.2を介して演算手段80.2に供
給される。
PHIは、一方では第２制御信号で、A1(n)，A2(n)，A3
(n)，A4(n)，B3(n)，B4(n)，C3(n)，C4(n)は、各乗算因
数b(n)のための定数である。第１メモリユニット81.1
は、多数の定数A1(n)及びA2(n)を少なくとも格納するこ
とに利用可能である。定数A1(n)及びA2(n)は、結合83.1
を介して演算手段80.1に供給される。第２メモリユニッ
ト81.2は、少なくとも、多数の定数A3(n)，A4(n)，B3
(n)，B4(n)，C3(n)，C4(n)を格納することに利用可能で
ある。パラメータHFは、制御入力１５を介して演算手段
80.1に供給され、そしてパラメータPHIは、制御信号入
力１６を介して、メモリ81.2に加えて演算手段80.2にも
供給される。制御信号入力１６は、乗算因数b(n)の演算
のために使用されるであろう３つのセットの定数の一つ
を表示するためにメモリ81.2に結合される。この選択し
たセットの定数は、結合83.2を介して演算手段80.2に供
給される。
【００６５】遅延線部分33.1のための乗算因数a(0)〜a
(N1-1)及び遅延線部分33.2の乗算因数b(0)〜b(M-1)の誘
導は、図６の実施例のための前述と同様の方法で実施す
ることができる。
(N1-1)及び遅延線部分33.2の乗算因数b(0)〜b(M-1)の誘
導は、図６の実施例のための前述と同様の方法で実施す
ることができる。
【００６６】図６の実施例のための前述の乗算因数の誘
導は、遅延線部分33.1のN1個の乗算因数a(0)〜a(N1-1)
を得るような第１時間で実施される。PHIC（φ0＝０に
関連する）がゼロに等しくない場合、境界状況PHIが、
ゼロまたはPHICに等しくされる。限定的に変化するパラ
メータとHFのa(n)との依存関係をここでは防止でき、そ
してパラメータA1(n)及びA2(n)を持つ式４で導くことが
できる。
導は、遅延線部分33.1のN1個の乗算因数a(0)〜a(N1-1)
を得るような第１時間で実施される。PHIC（φ0＝０に
関連する）がゼロに等しくない場合、境界状況PHIが、
ゼロまたはPHICに等しくされる。限定的に変化するパラ
メータとHFのa(n)との依存関係をここでは防止でき、そ
してパラメータA1(n)及びA2(n)を持つ式４で導くことが
できる。
【００６７】図６の実施例のための前述のような乗算因
数の誘導は、第２遅延線部分33.2のためのＭ個の乗算因
数b(0)〜b(M-1)を得るような第２時間で実施される。図
６で参照して述べた誘導との差は、シェーピングフィル
タが誘導において取り除かれても良いことである。もし
取り除かれないならば、図１６の実施例が、２つのシェ
ーピングフィルタを含むのは適切ではない。さらに境界
条件としては、HFはゼロに等しく、αに対応するゼロに
等しいHFが、ゼロに等しい性質を呈する。もしHFがゼロ
に等しくないと、HFが確実な値HFCに等しくされ、ここ
でαに対応するHFCに等しいHFが、ゼロに等しい。限定
的に変化するパラメータと、PHIのb(n)の依存関係が、
ここで防止でき、そして式５、式６、式７を導くことが
できる。式４〜式７のための定数は、図１７と図１８に
おいて見つけることができる。
数の誘導は、第２遅延線部分33.2のためのＭ個の乗算因
数b(0)〜b(M-1)を得るような第２時間で実施される。図
６で参照して述べた誘導との差は、シェーピングフィル
タが誘導において取り除かれても良いことである。もし
取り除かれないならば、図１６の実施例が、２つのシェ
ーピングフィルタを含むのは適切ではない。さらに境界
条件としては、HFはゼロに等しく、αに対応するゼロに
等しいHFが、ゼロに等しい性質を呈する。もしHFがゼロ
に等しくないと、HFが確実な値HFCに等しくされ、ここ
でαに対応するHFCに等しいHFが、ゼロに等しい。限定
的に変化するパラメータと、PHIのb(n)の依存関係が、
ここで防止でき、そして式５、式６、式７を導くことが
できる。式４〜式７のための定数は、図１７と図１８に
おいて見つけることができる。
【００６８】図１３乃至図１５及び図１７と図１８にお
けるテーブルの比較は、図１３乃至図１５における定数
A1(n)及びA2(n)が、図１７と図１８における定数A1(n)
及びA2(n)に等しいことが予期されるべきであることを
明らかにする。図１７と図１８における定数A3(n)，A4
(n)，B3(n)，B4(n)，C3(n)，C4(n)は、シェーピングフ
ィルタがフィルタ部分33.2のための乗算因数の誘導にお
いて想定される結果のために、図１３乃至図１５におけ
る他の定数の何れにも等しくない。
けるテーブルの比較は、図１３乃至図１５における定数
A1(n)及びA2(n)が、図１７と図１８における定数A1(n)
及びA2(n)に等しいことが予期されるべきであることを
明らかにする。図１７と図１８における定数A3(n)，A4
(n)，B3(n)，B4(n)，C3(n)，C4(n)は、シェーピングフ
ィルタがフィルタ部分33.2のための乗算因数の誘導にお
いて想定される結果のために、図１３乃至図１５におけ
る他の定数の何れにも等しくない。
【００６９】前述のような同様の用法において、同一の
出願において、パラメータPHIが−４５°〜９０°の間
の値域で、限定的に変化することに注意されたい。この
状況において、乗算因数b(n)〜b(M)は、式５及び式６の
みを使用して得られる。これはPHIが、−４５°〜４５
°の間でのみ変化することも可能である。この状況（式
５）において、フィルタ係数の演算を十分満たす。
出願において、パラメータPHIが−４５°〜９０°の間
の値域で、限定的に変化することに注意されたい。この
状況において、乗算因数b(n)〜b(M)は、式５及び式６の
みを使用して得られる。これはPHIが、−４５°〜４５
°の間でのみ変化することも可能である。この状況（式
５）において、フィルタ係数の演算を十分満たす。
【００７０】図６の実施例を使用して確実な品質を持つ
等化を実現するためには、確実な長さを持つFIRフィル
タ３２、即ち確実な数Ｎ個のタップが必要とされること
に注意されたい。図６の実施例が持つような同一品質を
持つ等化を実現するためには、第１実施例のタップの数
Ｎよりも多い全てのタップN1+Mを用意しなければならな
い。
等化を実現するためには、確実な長さを持つFIRフィル
タ３２、即ち確実な数Ｎ個のタップが必要とされること
に注意されたい。図６の実施例が持つような同一品質を
持つ等化を実現するためには、第１実施例のタップの数
Ｎよりも多い全てのタップN1+Mを用意しなければならな
い。
【図１】磁気記録／再生チャンネルを示す図である。
【図２】ａ側が記録チャンネルの周波数の関数である振
幅を示し、ｂ側が記憶チャンネルの周波数関数である位
相を示す図である。
幅を示し、ｂ側が記憶チャンネルの周波数関数である位
相を示す図である。
【図３】ａ側が理想的なインパルス応答を示し、ｂ側が
実際のインパルス応答を示す図である。
実際のインパルス応答を示す図である。
【図４】ａ側が周波数の関数として可変イコライザ手段
の振幅を示し、ｂ側が周波数の関数として可変イコライ
ザ手段を示す図である。
の振幅を示し、ｂ側が周波数の関数として可変イコライ
ザ手段を示す図である。
【図５】磁化において正または負に走る遷移に応じて読
出す信号を示す図である。
出す信号を示す図である。
【図６】本発明による可変イコライザ手段の第１実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図７】磁気再生チャンネルで使用したノイズシェーピ
ングフィルタの２つの例を示す図である。
ングフィルタの２つの例を示す図である。
【図８】ａ側が可変イコライザ手段により実現した振幅
についてフィルタ特性の例を示し、ｂ側が可変イコライ
ザ手段により実現した位相についてフィルタ特性の例を
示した図である。
についてフィルタ特性の例を示し、ｂ側が可変イコライ
ザ手段により実現した位相についてフィルタ特性の例を
示した図である。
【図９】図８のフィルタ特性のインパルス応答を示した
図である。
図である。
【図１０】HF及びPHIの関数としての多数の乗算係数の
作用を示す図である。
作用を示す図である。
【図１１】HF及びPHIの関数としての多数の乗算係数の
作用を示す図である。
作用を示す図である。
【図１２】HF及びPHIの関数としての多数の乗算係数の
作用を示す図である。
作用を示す図である。
【図１３】乗算因数を演算するために必要な定数のテー
ブルを示す図である。
ブルを示す図である。
【図１４】乗算因数を演算するために必要な定数のテー
ブルを示す図である。
ブルを示す図である。
【図１５】乗算因数を演算するために必要な定数のテー
ブルを示す図である。
ブルを示す図である。
【図１６】本発明による可変イコライザ手段の第２実施
例を示す図である。
例を示す図である。
【図１７】第２の実施例の乗算因数を演算するために必
要な定数のテーブルを示す図である。
要な定数のテーブルを示す図である。
【図１８】第２の実施例の乗算因数を演算するために必
要な定数のテーブルを示す図である。
要な定数のテーブルを示す図である。
３ 磁気記録担体 ４ 記録ヘッド ５ 再生ヘッド １０ 可変イコライザ手段 １１ 等化制御信号発生手段 ３２ 有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ ３３ 遅延線 ３６ 乗算手段 ４０ 信号結合手段 ４５ 乗算因数発生手段 ４６ 乗算因数演算手段 ４８ メモリ
Claims (9)
- 【請求項１】 トラックから信号を読み取る読取ヘッド
を含む読取手段と、 前記読取手段の出力に結合した入力と第１及び第２制御
信号を個別に受信する第１及び第２制御信号入力と当該
第１及び第２制御信号に反応する等化出力信号を供給す
る出力とを持つ可変イコライザ手段を有し、 前記可変イコライザ手段が、前記第１及び第２制御信号
に応じて前記可変イコライザ手段の入力に及ぶ記録チャ
ンネルを含む送信経路の送信特性の等化に適合し、 前記第１制御信号が前記送信経路の振幅送信特性におけ
る高周波損失との関係を持ち、前記第２制御信号が前記
送信経路の動作周波数幅における低周波数信号と高周波
数信号との間の当該送信経路における送信により生じた
遅延との関わりを持ち、 前記可変イコライザ手段がさらに、 ディジタルフィルタ手段と、 前記第１及び第２制御信号を個別に供給する第１及び第
２出力を持つイコライザ制御信号発生手段とを有し、 前記第１及び第２出力は、それぞれ、前記イコライザ手
段の前記第１及び第２制御信号入力に結合され、 さらに、前記ディジタル信号を供給する前記可変イコラ
イザ手段の出力に結合した出力端子を有する、記録担体
上のトラックからディジタル信号を再生する装置におい
て、 前記可変イコライザ手段が有限インパルス応答フィルタ
手段を有し、 前記有限インパルス応答フィルタ手段が、 Ｎ個のタップを持つ遅延ライン手段と、 乗算因数a(n)による前記遅延線手段の前記ｎ番目のタッ
プで提供する信号を乗算しかつ、信号結合手段２前記乗
算信号を供給する乗算手段を有し、 前記信号結合手段の出力が前記可変イコライザ手段の出
力に結合され、 前記可変イコライザ手段はさらに、第１及び第２制御信
号に応答する前記乗算因数a(n)を発生する乗算因数発生
手段を有することを特徴とする記録担体上のトラックか
らディジタル信号を再生する装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の装置であって、 前記乗算因数発生手段が、乗算因数演算手段を有し、 前記乗算因数演算手段は、以下の式に従って多数のＮ個
の乗算因数a(n)を少なくとも演算することに適合され、 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF+A3(n)*PHI+A4(n)*HF*PHI， （第１値域に在る値を持つPHIの場合）ここで、HFは前
記第１制御信号ための値で、PHIは前記第２制御信号た
めの値で、 A1(n)，A2(n)，A3(n)，A4(n)は各乗算因数a(n)の定数
で、メモリ手段は少なくとも、多数の当該定数の格納の
ために使用可能で、ｎは０〜N-1の幅に在ることを特徴
とする記録担体上のトラックからディジタル信号を再生
する装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載の装置であって、 前記乗算因数演算手段が、さらに以下の式を使用して残
りの前記乗算因数に適合し、 a(n)=A1(N-1-n)+A2(N-1-n)*HF+A3(N-1-n)*{2PHIC-PHI}+
A4(N-1-n)*HF*{2PHIC-PHI}， ここでPHICはゼロに等しい前記可変イコライザ手段にお
ける遅延の差に対応するPHIための値であることを特徴
とする記録担体上のトラックからディジタル信号を再生
する装置。 - 【請求項４】 請求項２または３に記載の装置であっ
て、 前記乗算因数演算手段が、以下の式に従って前記乗算因
数a(n)を演算することにさらに適合し、 a(n)=B1(n)+B2(n)*HF+B3(n)*PHI+B4(n)*HF*PHI， （前記第１値域と重畳しない第２値域に在る値を持つPH
Iの場合）ここで、B1(n)，B2(n)，B3(n)，B4(n)は前記
各乗算因数a(n)の定数で、前記記憶手段は多数の値B1
(n)〜B4(n)の少なくとも格納に適合されることを特徴と
する記録担体上のトラックからディジタル信号を再生す
る装置。 - 【請求項５】 請求項４に記載の装置であって、 前記乗算因数演算手段が、以下の式に従って前記乗算因
数a(n)を演算することにさらに適合し、 a(n)=C1(n)+C2(n)*HF+C3(n)*PHI+C4(n)*HF*PHI， （第１及び第２値域と重畳しない第３値域に在る値を持
つPHIの場合）ここで、C1(n)，C2(n)，C3(n)，C4(n)は
前記各乗算因数a(n)のための定数で、前記メモリ手段
は、多数の前記定数C1(n)〜C4(n)の少なくとも格納に適
合することを特徴とする記録担体上のトラックからディ
ジタル信号を再生する装置。 - 【請求項６】 請求項１に記載の装置であって、 前記遅延線手段が、N1個のタップを持つ第１遅延線部分
と、N-N1個のタップを持つ第２遅延線手段を有し、 前記信号結合手段が、第１及び第２信号結合部分を有
し、 前記乗算手段が、前記第１信号結合手段に、乗算の後に
前記第１遅延線部分のN1タップで提供した前記出力信号
を供給すること及び、前記第２信号結合手段に、乗算の
後に前記第２遅延線部分のN-N1タップで提供した前記出
力信号の供給することに適合し、 前記信号結合手段がさらに、前記第２遅延線部分に、結
合の後に前記第１遅延線部分の前記乗算出力信号を供給
すること及び、前記可変イコライザ手段の出力に、前記
第２遅延線部分の乗算出力信号を供給することに適合
し、 前記乗算因数発生手段が、乗算因数演算手段を有し、 前記乗算因数演算手段は、以下の式に従って前記第１遅
延線部分のN1個の出力信号の多数のN1個の乗算因数a(n)
の演算に少なくとも適合し、 a(n)=A1(n)+A2(n)*HF， ここで、ｎは０〜N1-1の幅にあり、 前記乗算因数演算手段が、以下の式に従って前記第２遅
延線部分のN-N1個の出力信号の多数のN-N1個の乗算因数
a(n)の少なくとも演算に適合され、 a(n)=A3(n)+A4(n)*PHI， （第１値域に在る値を持つPHIの場合）ここで、ｎは０
からN-N1-1の間を変化し、HFは前記第１制御信号ための
値で、PHIは前記第２制御信号ための値で、A1(n)，A2
(n)，A3(n)，A4(n)は前記各乗算因数a(n)ための値で、
前記メモリ手段が多数の当該定数の少なくとも格納に使
用可能であることを特徴とする記録担体上のトラックか
らディジタル信号を再生する装置。 - 【請求項７】 請求項６に記載の装置であって、 前記乗算因数演算手段が、以下の式を使用して前記第１
遅延線部分のN1個の乗算因数の残りの当該乗算因数を演
算することにさらに適合し、 a(n)=A1(N1-1-n)+A2(N1-1-n)*HF， そして、以下の式を使用して前記第２遅延線部分のN-N1
個の乗算因数の残りの当該乗算因数を演算することにさ
らに適合し、 a(n)=A3(N-N1-1-n)+A4(N-N1-1-n)*{2PHIC-PHI}， ここで、PHICはゼロに等しい可変イコライザ手段におけ
る遅延の差に対応するPHIの値であることを特徴とする
記録担体上のトラックからディジタル信号を再生する装
置。 - 【請求項８】 請求項６または７に記載の装置であっ
て、 前記乗算因数演算手段が、以下の式に従って前記第２遅
延線部分のN-N1個の出力信号の乗算因数a(n)の演算にさ
らに適合し、 a(n)=B3(n)+B4(n)*PHI， （前記第１値域と重畳しない第２値域に在る値を持つPH
Iの場合）ここで、B3(n)及びB4(n)は前記各乗算因数a
(n)の定数で、前記メモリ手段は多数の前記定数B3及びB
4の少なくとも格納に適合したことを特徴とする記録担
体上のトラックからディジタル信号を再生する装置。 - 【請求項９】 請求項８に記載の装置であって、 前記乗算因数演算手段が、以下の式に従って前記第２遅
延線部分のN-N1個の出力信号の乗算因数a(n)の演算に適
合し、 a(n)=C3(n)+C4(n)*PHI， （前記第１及び第２値域に重畳しない第３値域に在る値
を持つPHIの場合）ここで、C3及びC4が前記各乗算因数a
(n)の定数で、前記メモリ手段が多数の前記定数C3(n)及
びC4(n)の格納にさらに適合したことを特徴とする記録
担体上のトラックからディジタル信号を再生する装置。
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