JPH09198799A - 適応アナログ汎用化トランスバーサル等化器 - Google Patents
適応アナログ汎用化トランスバーサル等化器Info
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- JPH09198799A JPH09198799A JP8259740A JP25974096A JPH09198799A JP H09198799 A JPH09198799 A JP H09198799A JP 8259740 A JP8259740 A JP 8259740A JP 25974096 A JP25974096 A JP 25974096A JP H09198799 A JPH09198799 A JP H09198799A
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- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディスク装置ＰＲＭＬ読出しチャンネルのフ
ィルタリングシステム内に使用する低コスト、小寸法、
製造容易な適応アナログ汎用化トランスバーサル等化器
を得る。 【解決手段】 フィルタリングシステムはアナログプレ
フィルタの出力に直列に接続されたトランスバーサル等
化器２２を含む。プレフィルタは、複数の直列接続され
た適応アナログフィルタ段を含み適正振幅特性信号を出
力する。トランスバーサル等化器２２内の遅延回路９０
を構成する直列接続された適応アナログ低域通過フィル
タ部９２、９４、９６、９８の各々はその伝達関数をバ
ス４０を通して受信する適応パラメータに関連して連続
的に変化して対応タップに可変遅延信号を供給し、複数
の可変利得乗算器１００、１０２、…、１０８は対応タ
ップの信号に線路１１０、１１２、…、１１８を通して
受信する適応プロセス結果の各タップ重みを乗算して加
算回路１２０に送り、後者が公称波形を精密に近似した
複合信号を出力する。
ィルタリングシステム内に使用する低コスト、小寸法、
製造容易な適応アナログ汎用化トランスバーサル等化器
を得る。 【解決手段】 フィルタリングシステムはアナログプレ
フィルタの出力に直列に接続されたトランスバーサル等
化器２２を含む。プレフィルタは、複数の直列接続され
た適応アナログフィルタ段を含み適正振幅特性信号を出
力する。トランスバーサル等化器２２内の遅延回路９０
を構成する直列接続された適応アナログ低域通過フィル
タ部９２、９４、９６、９８の各々はその伝達関数をバ
ス４０を通して受信する適応パラメータに関連して連続
的に変化して対応タップに可変遅延信号を供給し、複数
の可変利得乗算器１００、１０２、…、１０８は対応タ
ップの信号に線路１１０、１１２、…、１１８を通して
受信する適応プロセス結果の各タップ重みを乗算して加
算回路１２０に送り、後者が公称波形を精密に近似した
複合信号を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般に電子フィル
タの改善に関し、限定はされないが、特にディスク装置
ＰＲＭＬ読出しチャンネル内に使用されるのに適した電
子フィルタの改善に関する。
タの改善に関し、限定はされないが、特にディスク装置
ＰＲＭＬ読出しチャンネル内に使用されるのに適した電
子フィルタの改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】コンピュータフィアルを記憶するために
使用されるディスク装置内で、これらのファイルは回転
するディスクの表面の磁化可能被覆（被膜）内に区画さ
れた同心データトラックに沿って記憶される。この目的
のために、書込みヘッドはディスク表面に隣接して置か
れかつファイルを記憶するために選択されたトラックに
整列するように半径方向に移動可能であり、従って書込
みヘッドに電流を通すことによってこのトラックを磁化
することができる。このトラックを磁化する方向は書込
みヘッドを通る電流の方向によって決定され、従ってフ
ァイルから導出されるパターンにトラックを磁化するこ
とによってこのファイルを記憶することができる。特
に、書込み駆動回路がファイルから導出されるビット列
をクロック入力し、書込みヘッド電流が書込み駆動回路
によって供給され、かつ各クロック周期におけるこの電
流の方向が書込み駆動回路の受信するビットの論理値に
よって決定される。したがって、データトラックの連続
したセグメントは、ファイルの内容を反映するパターン
に磁化されることになる。磁化されたトラックセグメン
ト、すなわち、データ要素は、次いで磁界を発生し、こ
の磁界を読出しヘッドによって読み出して電気信号を発
生することができ、この信号はデータトラックに沿うデ
ータ要素列を反映するように時間に従って変動してファ
イルの検索を可能にする。
使用されるディスク装置内で、これらのファイルは回転
するディスクの表面の磁化可能被覆（被膜）内に区画さ
れた同心データトラックに沿って記憶される。この目的
のために、書込みヘッドはディスク表面に隣接して置か
れかつファイルを記憶するために選択されたトラックに
整列するように半径方向に移動可能であり、従って書込
みヘッドに電流を通すことによってこのトラックを磁化
することができる。このトラックを磁化する方向は書込
みヘッドを通る電流の方向によって決定され、従ってフ
ァイルから導出されるパターンにトラックを磁化するこ
とによってこのファイルを記憶することができる。特
に、書込み駆動回路がファイルから導出されるビット列
をクロック入力し、書込みヘッド電流が書込み駆動回路
によって供給され、かつ各クロック周期におけるこの電
流の方向が書込み駆動回路の受信するビットの論理値に
よって決定される。したがって、データトラックの連続
したセグメントは、ファイルの内容を反映するパターン
に磁化されることになる。磁化されたトラックセグメン
ト、すなわち、データ要素は、次いで磁界を発生し、こ
の磁界を読出しヘッドによって読み出して電気信号を発
生することができ、この信号はデータトラックに沿うデ
ータ要素列を反映するように時間に従って変動してファ
イルの検索を可能にする。
【０００３】従来のディスク装置においては、書込み駆
動回路は、これが受信するビット列に論理１が起こる度
に書込みヘッドを通る電流の方向を反転させ、したがっ
て、この列に論理１が起こる度にトラックに沿う磁気媒
体の磁化方向を反転させる。後続する読出し中、データ
トラックの磁化の各反転、云わゆる磁束遷移が読出しヘ
ッドの発生した信号にピークを生じ、かつピーク検出回
路を用いてこれらのピークを位相ロックループが確立し
た「読出し窓」内に置く。この位相ロックループはピー
ク検出回路からの信号を受信して、読出しヘッドによる
磁束遷移の通過に同期する読出しクロックを設定するも
のである。特に、読出し窓内の信号ピークの出現は、デ
ータトラックに沿う磁束遷移の標識である。したがっ
て、磁束遷移は復号されたユーザファイル内の論理１に
よって発生されるので、信号ピークの出現は書込み駆動
回路が受信したデータビット列内の論理１を表示する。
次いで、読出し位相ロックループを用いてピークがその
中で検出される読出し窓について論理１を記憶ファイル
再生電子回路へクロック出力し、及びピークがその中で
検出されない読出し窓について論理０を同電子回路へク
ロック出力する。
動回路は、これが受信するビット列に論理１が起こる度
に書込みヘッドを通る電流の方向を反転させ、したがっ
て、この列に論理１が起こる度にトラックに沿う磁気媒
体の磁化方向を反転させる。後続する読出し中、データ
トラックの磁化の各反転、云わゆる磁束遷移が読出しヘ
ッドの発生した信号にピークを生じ、かつピーク検出回
路を用いてこれらのピークを位相ロックループが確立し
た「読出し窓」内に置く。この位相ロックループはピー
ク検出回路からの信号を受信して、読出しヘッドによる
磁束遷移の通過に同期する読出しクロックを設定するも
のである。特に、読出し窓内の信号ピークの出現は、デ
ータトラックに沿う磁束遷移の標識である。したがっ
て、磁束遷移は復号されたユーザファイル内の論理１に
よって発生されるので、信号ピークの出現は書込み駆動
回路が受信したデータビット列内の論理１を表示する。
次いで、読出し位相ロックループを用いてピークがその
中で検出される読出し窓について論理１を記憶ファイル
再生電子回路へクロック出力し、及びピークがその中で
検出されない読出し窓について論理０を同電子回路へク
ロック出力する。
【０００４】上述の方式を使用する従来のディスク装置
は大量のデータを記憶するに当たって信頼性を以て動作
することはできるが、この型式のディスク装置のデータ
記憶容量をディスク装置のユーザが要求するますます高
くなるレベルへ上げることは次第に困難になってきた。
特に、ディスク装置のデータ記憶容量は書込みヘッドと
データトラックとの間及びデータトラックと読出しヘッ
ドとの間のデータビットの転送速度に依存し、及び汎用
型のディスク装置の転送速度を上昇させるに従って種々
の問題が生じるようになった。
は大量のデータを記憶するに当たって信頼性を以て動作
することはできるが、この型式のディスク装置のデータ
記憶容量をディスク装置のユーザが要求するますます高
くなるレベルへ上げることは次第に困難になってきた。
特に、ディスク装置のデータ記憶容量は書込みヘッドと
データトラックとの間及びデータトラックと読出しヘッ
ドとの間のデータビットの転送速度に依存し、及び汎用
型のディスク装置の転送速度を上昇させるに従って種々
の問題が生じるようになった。
【０００５】従来のディスク装置においては、いくつか
の影響が転送速度を制限する傾向にある。読出しクロッ
クと読出しヘッドによる磁束遷移の通過との間の同期
は、読出しヘッド内に誘導される信号のピークと読出し
ヘッドによる個別磁束遷移の通過との間の対応性に依存
する。しかしながら、読出しヘッド信号を発生させる磁
界は、ディスク上の磁束遷移の全てが発生する磁界を重
畳したものである。したがって、転送速度が上昇するに
従って、データトラックに沿う磁束遷移の間隔を大きく
すること、云わゆる「符号間干渉」、すなわち、データ
トラック上の連続した磁束遷移からの磁界の可なりの重
畳が読出しヘッド内のピークをこのようなピークが孤立
磁束遷移の場合に起こる時刻から時間的にシフトさせ
る。ピークシフトの影響を、例えば、パルスのスリム
化、ユーザデータの符号化、及びプリライト（ｐｒｅｗ
ｒｉｔｅ）補償によって最小限にすることができるが、
このようなディスク装置内のデータの転送速度を制限す
るピーク検出ディスク装置に関する問題が残る。
の影響が転送速度を制限する傾向にある。読出しクロッ
クと読出しヘッドによる磁束遷移の通過との間の同期
は、読出しヘッド内に誘導される信号のピークと読出し
ヘッドによる個別磁束遷移の通過との間の対応性に依存
する。しかしながら、読出しヘッド信号を発生させる磁
界は、ディスク上の磁束遷移の全てが発生する磁界を重
畳したものである。したがって、転送速度が上昇するに
従って、データトラックに沿う磁束遷移の間隔を大きく
すること、云わゆる「符号間干渉」、すなわち、データ
トラック上の連続した磁束遷移からの磁界の可なりの重
畳が読出しヘッド内のピークをこのようなピークが孤立
磁束遷移の場合に起こる時刻から時間的にシフトさせ
る。ピークシフトの影響を、例えば、パルスのスリム
化、ユーザデータの符号化、及びプリライト（ｐｒｅｗ
ｒｉｔｅ）補償によって最小限にすることができるが、
このようなディスク装置内のデータの転送速度を制限す
るピーク検出ディスク装置に関する問題が残る。
【０００６】更に、連続した磁束遷移の磁界の重畳は、
第２の問題を持たらす。隣接した磁束遷移によって発生
された磁界は破壊的に重なり合い、従って磁束遷移の通
過によって読出しヘッド内に誘導される信号の振幅は転
送速度の上昇に従って小さくなる。したがって、読出し
ヘッドの出力の信号対雑音比は、転送速度を上昇させる
に従って低下して、データの読出し中に起こる誤りの数
を増大する。ピークシフトの場合におけるように、補正
対策、例えば、適応信号フィルタリング、及び誤り検出
及び補正回路の使用を採用することはできるが、転送速
度を高くするに従ってこれらの対策を採用することが次
第に困難になる。その正味結果として、ピーク検出回路
を使用するディスク装置の改善の余地は依然存在するも
のの、その改善を達成するには、採用がますます困難か
つ高価になりつつある対策に頼よらざるを得ない。
第２の問題を持たらす。隣接した磁束遷移によって発生
された磁界は破壊的に重なり合い、従って磁束遷移の通
過によって読出しヘッド内に誘導される信号の振幅は転
送速度の上昇に従って小さくなる。したがって、読出し
ヘッドの出力の信号対雑音比は、転送速度を上昇させる
に従って低下して、データの読出し中に起こる誤りの数
を増大する。ピークシフトの場合におけるように、補正
対策、例えば、適応信号フィルタリング、及び誤り検出
及び補正回路の使用を採用することはできるが、転送速
度を高くするに従ってこれらの対策を採用することが次
第に困難になる。その正味結果として、ピーク検出回路
を使用するディスク装置の改善の余地は依然存在するも
のの、その改善を達成するには、採用がますます困難か
つ高価になりつつある対策に頼よらざるを得ない。
【０００７】読出しチャンネルにピーク検出を採用する
ディスク装置内のデータ転送速度を上昇させるに当たっ
てのこの困難のために、近年、実務者はディスク装置内
に云わゆる部分応答、ＰＲＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅ
ｓｐｏｎｓｅ，Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏ
ｄ）読出しを使用するようになった。用語「部分応答
（ｐａｒｔｉａｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）」は、単一ビッ
トの転送される２進情報の応答が隣接ビット間隔へ分散
される、すなわち、ビット応答の部分だけが対応する公
称ビット間隔の内側にあることを表示する。この型式の
ディスク装置においては、部分応答信号方式（ｐａｒｔ
ｉａｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）が符
号間干渉（ＩＳＩ）を抑制するのでなく制御するために
利用され、かつ雑音の影響がデータトラックのセグメン
ト列の磁化のＰＲＭＬ検出の使用によって最小限にされ
る。この目的のために、個別磁束情報に相当する信号が
フィルタされて、雑音がなければ公称形状を取るであろ
う信号にされ、次にこの信号が最大公算検出ための公称
形状に関連して決定された時刻にサンプルされる。この
検出において、符号化データの各ビットがディスクに書
き込まれたビット列の文脈に従って再生され、その結
果、雑音の影響を制限する。
ディスク装置内のデータ転送速度を上昇させるに当たっ
てのこの困難のために、近年、実務者はディスク装置内
に云わゆる部分応答、ＰＲＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅ
ｓｐｏｎｓｅ，Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏ
ｄ）読出しを使用するようになった。用語「部分応答
（ｐａｒｔｉａｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）」は、単一ビッ
トの転送される２進情報の応答が隣接ビット間隔へ分散
される、すなわち、ビット応答の部分だけが対応する公
称ビット間隔の内側にあることを表示する。この型式の
ディスク装置においては、部分応答信号方式（ｐａｒｔ
ｉａｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）が符
号間干渉（ＩＳＩ）を抑制するのでなく制御するために
利用され、かつ雑音の影響がデータトラックのセグメン
ト列の磁化のＰＲＭＬ検出の使用によって最小限にされ
る。この目的のために、個別磁束情報に相当する信号が
フィルタされて、雑音がなければ公称形状を取るであろ
う信号にされ、次にこの信号が最大公算検出ための公称
形状に関連して決定された時刻にサンプルされる。この
検出において、符号化データの各ビットがディスクに書
き込まれたビット列の文脈に従って再生され、その結
果、雑音の影響を制限する。
【０００８】ディスク装置内の部分応答信号方式及びＰ
ＲＬＭ検出の使用は、最尤（ｍａｘｉｍｕｌ ｌｉｋｅ
ｌｙｈｏｏｄ) 検出に先立ち読出しヘッド内に誘導され
る信号のフィルタリングに特に厳しい要件を課する。満
足する結果を達成するために、雑音を減少させるように
フィルタリングを周波数領域において及び既知かつ制御
された符号間干渉を伴う特定波形を得るように時間領域
において行わなければならない。最大公算検出は、ディ
スクからデータブロックを読み出すに当たってランダム
雑音の影響を制限するが、読出しヘッド内に誘導される
信号を理想的にフィルタして得られる公称形状と実際に
フィルタされた信号との間の相違は系統雑音を構成し、
この雑音がデータトラックから最終的に再生されるデー
タに誤りを発生するおそれがある。したがって、読出し
ヘッド内に誘導される信号の電子フィルタリングは、Ｐ
ＲＭＬを使用するディスク装置の動作に非常に重要な役
割を演じる。
ＲＬＭ検出の使用は、最尤（ｍａｘｉｍｕｌ ｌｉｋｅ
ｌｙｈｏｏｄ) 検出に先立ち読出しヘッド内に誘導され
る信号のフィルタリングに特に厳しい要件を課する。満
足する結果を達成するために、雑音を減少させるように
フィルタリングを周波数領域において及び既知かつ制御
された符号間干渉を伴う特定波形を得るように時間領域
において行わなければならない。最大公算検出は、ディ
スクからデータブロックを読み出すに当たってランダム
雑音の影響を制限するが、読出しヘッド内に誘導される
信号を理想的にフィルタして得られる公称形状と実際に
フィルタされた信号との間の相違は系統雑音を構成し、
この雑音がデータトラックから最終的に再生されるデー
タに誤りを発生するおそれがある。したがって、読出し
ヘッド内に誘導される信号の電子フィルタリングは、Ｐ
ＲＭＬを使用するディスク装置の動作に非常に重要な役
割を演じる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ディスク装置読出しヘ
ッド内に誘導される信号を公称形状にフィルタするに当
たっての複雑因子は、たとえ雑音を無視しても、特定の
読出しヘッドに誘導される信号の形状がヘッド間で変動
し、また読み出されつつあるデータを記憶するデータト
ラックの半径によっても変動すると云うことである。こ
のような変動は、トラック半径と共にトラック周辺が増
大することと関連しており、読出しヘッドとデータトラ
ックの磁化との間の磁気相互作用の使用から起こり、こ
の相互作用がデータトラックを読み出すことを可能に
し、したがって、読出しヘッドの内に誘導される信号の
固有特性である。
ッド内に誘導される信号を公称形状にフィルタするに当
たっての複雑因子は、たとえ雑音を無視しても、特定の
読出しヘッドに誘導される信号の形状がヘッド間で変動
し、また読み出されつつあるデータを記憶するデータト
ラックの半径によっても変動すると云うことである。こ
のような変動は、トラック半径と共にトラック周辺が増
大することと関連しており、読出しヘッドとデータトラ
ックの磁化との間の磁気相互作用の使用から起こり、こ
の相互作用がデータトラックを読み出すことを可能に
し、したがって、読出しヘッドの内に誘導される信号の
固有特性である。
【００１０】経済的理由のために、ディスク装置の製造
上充分な歩留まりを得るには、ヘッド媒体成分の変動に
及びこれらの変動の影響を補償するチャネルエレクトロ
ニクスの能力に比較的緩い公差を許容することが必要で
ある。それゆえ、ＰＲＭＬ読出しチャンネル内のフィル
タは、読出しヘッド内に誘導される信号をフィルタして
指定波形を合理的に近似する能力がなければならないだ
けでなく、またそれを適応的に行いかつ低コストで行う
ことができなければならない。
上充分な歩留まりを得るには、ヘッド媒体成分の変動に
及びこれらの変動の影響を補償するチャネルエレクトロ
ニクスの能力に比較的緩い公差を許容することが必要で
ある。それゆえ、ＰＲＭＬ読出しチャンネル内のフィル
タは、読出しヘッド内に誘導される信号をフィルタして
指定波形を合理的に近似する能力がなければならないだ
けでなく、またそれを適応的に行いかつ低コストで行う
ことができなければならない。
【００１１】これまで、部分応答信号方式及び最尤検出
を採用するディスク装置に必要とされた適応フィルタリ
ングを実施する好適なアプローチとしては、時間領域フ
ィルタの構成をしたディジタルエレクトロニクスが採用
されてきた。このようなフィルタは、一般に、部分フィ
ルタリングを行なった後に信号をディジタル化するアナ
ログ・ディジタル変換器（以下、ＡＤ変換器と称する）
及び遅延素子としてシフトレジスタを採用するトランス
バーサル等化器を含み、それであるからこのフィルタリ
ングをサンプル値を適当に重み付けをしておいてこれら
の連続したサンプル値を加算することによって実施でき
る。特に、読出しヘッドからの生アナログ信号が、（雑
音を減少させる）事前周波数領域フィルタリングの後、
チャンネルビット速度でクロック制御されるＡＤ変換器
によってサンプルされてディジタル形状に変換される。
ＡＤ変換器は、同じクロックによってクロック制御され
る上述のシフトレレジスタから構成されるような、ディ
ジタル遅延を採用する従来のディジタル・トランスバー
サル等化器に入力を供給する。次に、ディジタル信号処
理が、このシフトレジスタのセルから供給されかつディ
ジタル乗算器によって適当に重み付けされた連続したサ
ンプル値の加算を通して行われて、等化された信号のサ
ンプルを供給する。次いで、これらのサンプルが、デー
タ再生及び自己同期に使用される。ディジタル・トラン
スバーサル等化に関する更に詳細な議論に関しては、Ｍ
ｃＲａｅ等に１９７９年３月２７日に発行された「等化
器重み用記号タイミングを得る技術（ＴＥＣＨＮＩＱＵ
Ｅ ＦＯＲ ＯＢＴＡＩＮＩＮＧ ＳＹＭＢＯＬ ＴＩ
ＭＩＮＧ ＦＯＲ ＲＱＵＡＬＩＺＥＲ ＷＥＩＧＨＴ
Ｓ）」と題する米国特許第４，１４６，８４０号を参
照。
を採用するディスク装置に必要とされた適応フィルタリ
ングを実施する好適なアプローチとしては、時間領域フ
ィルタの構成をしたディジタルエレクトロニクスが採用
されてきた。このようなフィルタは、一般に、部分フィ
ルタリングを行なった後に信号をディジタル化するアナ
ログ・ディジタル変換器（以下、ＡＤ変換器と称する）
及び遅延素子としてシフトレジスタを採用するトランス
バーサル等化器を含み、それであるからこのフィルタリ
ングをサンプル値を適当に重み付けをしておいてこれら
の連続したサンプル値を加算することによって実施でき
る。特に、読出しヘッドからの生アナログ信号が、（雑
音を減少させる）事前周波数領域フィルタリングの後、
チャンネルビット速度でクロック制御されるＡＤ変換器
によってサンプルされてディジタル形状に変換される。
ＡＤ変換器は、同じクロックによってクロック制御され
る上述のシフトレレジスタから構成されるような、ディ
ジタル遅延を採用する従来のディジタル・トランスバー
サル等化器に入力を供給する。次に、ディジタル信号処
理が、このシフトレジスタのセルから供給されかつディ
ジタル乗算器によって適当に重み付けされた連続したサ
ンプル値の加算を通して行われて、等化された信号のサ
ンプルを供給する。次いで、これらのサンプルが、デー
タ再生及び自己同期に使用される。ディジタル・トラン
スバーサル等化に関する更に詳細な議論に関しては、Ｍ
ｃＲａｅ等に１９７９年３月２７日に発行された「等化
器重み用記号タイミングを得る技術（ＴＥＣＨＮＩＱＵ
Ｅ ＦＯＲ ＯＢＴＡＩＮＩＮＧ ＳＹＭＢＯＬ ＴＩ
ＭＩＮＧ ＦＯＲ ＲＱＵＡＬＩＺＥＲ ＷＥＩＧＨＴ
Ｓ）」と題する米国特許第４，１４６，８４０号を参
照。
【００１２】しかしながら、このようなディジタル信号
処理を使用すると、システム性能及び経済に関して次の
ような問題に行き当たる。まず第一に、ディジタル信号
処理及びトランスバーサル等化器内に固有の遅延は、少
なくともいくつかの追加のクロックサイクルを必要とす
る。これは、ＡＤ変換器用サンプリングクロックを供給
するタイミング回路（位相ロックループ、すなわち、Ｐ
ＬＬ）に追加の処理時間を導入し、その結果、時間補正
がサンプルを取り上げる時間に対して遅延する。このよ
うな遅延は、制御理論において「輸送タグ（ｔｒａｎｓ
ｐｏｒｔａｔｉｏｎ ｔａｇ）」又は「不感時間（ｄｅ
ａｄ ｔｉｍｅ）」と通常称される。例えば、Ｋ・オガ
タ、「現代制御技術」、プレンティスホール、エングル
ウッド、カルフォルニア、１９７０年、３４６〜３５０
頁（Ｋ・Ｏｇａｔａ，”Ｍｏｄｅｒｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ
Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ”，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａ
ｌｌ，Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ Ｃｌｉｆｆ．，１９７０，
ｐｐ．３４６−３５０）を参照。この不感時間は、位相
ロックループの安定性に悪影響する。したがって、ディ
ジタルフィルタリングの使用は、フィルタされたデイジ
タル信号が公称波形を近似する程度とタイミング回路に
導入される許容遅延の値との間に妥協を図ることを必要
とする。
処理を使用すると、システム性能及び経済に関して次の
ような問題に行き当たる。まず第一に、ディジタル信号
処理及びトランスバーサル等化器内に固有の遅延は、少
なくともいくつかの追加のクロックサイクルを必要とす
る。これは、ＡＤ変換器用サンプリングクロックを供給
するタイミング回路（位相ロックループ、すなわち、Ｐ
ＬＬ）に追加の処理時間を導入し、その結果、時間補正
がサンプルを取り上げる時間に対して遅延する。このよ
うな遅延は、制御理論において「輸送タグ（ｔｒａｎｓ
ｐｏｒｔａｔｉｏｎ ｔａｇ）」又は「不感時間（ｄｅ
ａｄ ｔｉｍｅ）」と通常称される。例えば、Ｋ・オガ
タ、「現代制御技術」、プレンティスホール、エングル
ウッド、カルフォルニア、１９７０年、３４６〜３５０
頁（Ｋ・Ｏｇａｔａ，”Ｍｏｄｅｒｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ
Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ”，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａ
ｌｌ，Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ Ｃｌｉｆｆ．，１９７０，
ｐｐ．３４６−３５０）を参照。この不感時間は、位相
ロックループの安定性に悪影響する。したがって、ディ
ジタルフィルタリングの使用は、フィルタされたデイジ
タル信号が公称波形を近似する程度とタイミング回路に
導入される許容遅延の値との間に妥協を図ることを必要
とする。
【００１３】このようなディジタル信号処理の使用に関
連した第二の欠点は、経済的考察に関係する。要求に従
って、ディスク装置内のチャンネルの転送速度は絶えず
上昇し（現在までに２００Ｍｂｉｔ／ｓに達してい
る）、ディジタル信号処理を非常に高速で遂行すること
を必要とする。これが、大きな電力消費を伴う極めて高
速で大形な電子回路を必要とする。結果として、読出し
チャンネル内の電力消費が低コスト、低電力、小寸法デ
ィスク装置に対する制限因子になり、このフィルタリン
グに極めて高転送速度のディジタル信号処理を使用する
ことを実行不可能にする。
連した第二の欠点は、経済的考察に関係する。要求に従
って、ディスク装置内のチャンネルの転送速度は絶えず
上昇し（現在までに２００Ｍｂｉｔ／ｓに達してい
る）、ディジタル信号処理を非常に高速で遂行すること
を必要とする。これが、大きな電力消費を伴う極めて高
速で大形な電子回路を必要とする。結果として、読出し
チャンネル内の電力消費が低コスト、低電力、小寸法デ
ィスク装置に対する制限因子になり、このフィルタリン
グに極めて高転送速度のディジタル信号処理を使用する
ことを実行不可能にする。
【００１４】ディジタルフィルタリングＰＲＭＬチャン
ネルから生じるこれらの欠点を克服するために、ディジ
タル時間領域フィルタリングをアナログ・トランスバー
サル等化器の使用を通してアナログ時間領域フィルタリ
ングで置換することを企図するようになった。理想遅延
素子を採用するアナログ・トランスバーサル等化器の更
に詳細な論議については、参考試料として本明細書に組
み入れられているＡ・Ｇｅｒｓｈｏ著「データ伝送用高
度分散チャンネルの適応等化」（”Ａｄａｐｔｉｖｅ
Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ｈｉｇｈｌｙ Ｄｉ
ｓｐｅｒｓｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌｓｆｏｒ Ｄａｔａ
Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”）、Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔ
ｅｍ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ、１９６９
年１月、５５〜６９頁を参照。しかしながら、ディスク
装置読出しチャンネル内にアナログ・トランスバーサル
等化器を実現しようとする企図は、経済的非実用性のた
めに、ほとんど成功しなかった。周知のように、電気信
号は光速に近い速度で伝搬するが、しかし電気回路内で
大きなプログラマブル信号遅延をエミュレートする（ア
ナログ遅延線のような）既知のデバイスは、低コスト、
小寸法ディスク装置を実現するには余りに高価でかつ大
形である。
ネルから生じるこれらの欠点を克服するために、ディジ
タル時間領域フィルタリングをアナログ・トランスバー
サル等化器の使用を通してアナログ時間領域フィルタリ
ングで置換することを企図するようになった。理想遅延
素子を採用するアナログ・トランスバーサル等化器の更
に詳細な論議については、参考試料として本明細書に組
み入れられているＡ・Ｇｅｒｓｈｏ著「データ伝送用高
度分散チャンネルの適応等化」（”Ａｄａｐｔｉｖｅ
Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ｈｉｇｈｌｙ Ｄｉ
ｓｐｅｒｓｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌｓｆｏｒ Ｄａｔａ
Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”）、Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔ
ｅｍ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ、１９６９
年１月、５５〜６９頁を参照。しかしながら、ディスク
装置読出しチャンネル内にアナログ・トランスバーサル
等化器を実現しようとする企図は、経済的非実用性のた
めに、ほとんど成功しなかった。周知のように、電気信
号は光速に近い速度で伝搬するが、しかし電気回路内で
大きなプログラマブル信号遅延をエミュレートする（ア
ナログ遅延線のような）既知のデバイスは、低コスト、
小寸法ディスク装置を実現するには余りに高価でかつ大
形である。
【００１５】このような先行技術のアナログ・トランス
バーサル等化器に関連した問題はＲ．Ｍｉｌｌｅｒに１
９９４年６月２８日に発行された「ゴーストキャンセラ
（ＧＨＯＳＴ ＣＡＮＣＥＬＬＥＲ）」と題する米国特
許第５，３２５，１３０号に説明されている。この米国
特許は、高精細度ディジタルテレビジョン（以下、ＨＤ
ＤＴと称する）応用ためのプログラマブルアナログ・ト
ランスバーサル等化器を記載している。妥当な電子的遅
延素子が欠けているために、その回路による合理的性能
を達成するに当たって、この等化器は、均一遅延を含む
「外来の（ｅｘｏｔｉｃ）」電子音響遅延素子を採用す
る。このようなアプローチは、ＨＤＤＴ応用に使用され
るには適当なことがあるが、寸法及びコスト制約のため
にディスク装置読出しチャンネル内に実現されるには適
当でない。
バーサル等化器に関連した問題はＲ．Ｍｉｌｌｅｒに１
９９４年６月２８日に発行された「ゴーストキャンセラ
（ＧＨＯＳＴ ＣＡＮＣＥＬＬＥＲ）」と題する米国特
許第５，３２５，１３０号に説明されている。この米国
特許は、高精細度ディジタルテレビジョン（以下、ＨＤ
ＤＴと称する）応用ためのプログラマブルアナログ・ト
ランスバーサル等化器を記載している。妥当な電子的遅
延素子が欠けているために、その回路による合理的性能
を達成するに当たって、この等化器は、均一遅延を含む
「外来の（ｅｘｏｔｉｃ）」電子音響遅延素子を採用す
る。このようなアプローチは、ＨＤＤＴ応用に使用され
るには適当なことがあるが、寸法及びコスト制約のため
にディスク装置読出しチャンネル内に実現されるには適
当でない。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、フィルタされ
た信号のサンプリングのタイミングに問題を生じさせる
ことなく、所望の最尤検出用にサンプルされる公称波形
を精密に近似するようにディスク装置の読出しヘッド内
に誘導される信号をフィルタするために採用することの
できる完全適応フィルタリングシステムを提供する。特
に、このフィルタリングは、信号をサンプルする前に完
了され、従ってサンプリング動作に使用されるクロック
信号を発生する電子回路はサンプルの発生とサンプリン
グに当たって存在するかもしれないタイミグ誤りの補正
との間に実質的に遅延を生せずに動作する。このような
電子回路の例は、１９９４年９月２１日に出願された
「ＰＲＭＬ読出しチャンネル用タイミング及び利得制御
回路（ＴＩＭＩＮＧ ＡＮＤＧＡＩＮ ＣＯＮＴＲＯＬ
ＣＩＲＣＵＩＴ ＦＯＲ Ａ ＰＲＭＬ ＲＥＡＤ
ＣＨＡＮＮＥＬ）」と題する米国特許出願第０８／３０
９，７６１号に記載されており、これの教示はここに引
用することにより本明細書に組み入れるもととする。
た信号のサンプリングのタイミングに問題を生じさせる
ことなく、所望の最尤検出用にサンプルされる公称波形
を精密に近似するようにディスク装置の読出しヘッド内
に誘導される信号をフィルタするために採用することの
できる完全適応フィルタリングシステムを提供する。特
に、このフィルタリングは、信号をサンプルする前に完
了され、従ってサンプリング動作に使用されるクロック
信号を発生する電子回路はサンプルの発生とサンプリン
グに当たって存在するかもしれないタイミグ誤りの補正
との間に実質的に遅延を生せずに動作する。このような
電子回路の例は、１９９４年９月２１日に出願された
「ＰＲＭＬ読出しチャンネル用タイミング及び利得制御
回路（ＴＩＭＩＮＧ ＡＮＤＧＡＩＮ ＣＯＮＴＲＯＬ
ＣＩＲＣＵＩＴ ＦＯＲ Ａ ＰＲＭＬ ＲＥＡＤ
ＣＨＡＮＮＥＬ）」と題する米国特許出願第０８／３０
９，７６１号に記載されており、これの教示はここに引
用することにより本明細書に組み入れるもととする。
【００１７】本発明のフィルタリングシステムは構成に
融通性を持たせており、このことが本発明を読出しヘッ
ドの種々の型式又は部分応答信号方式の種々のクラスを
使用するディスク装置にだけでなく、また種々の転送速
度で、すなわち、事実複数の転送速度で動作するディス
ク装置に容易に適応可能にする。製造上の可なりの経済
的利益が、公称波形に対する最終的時間領域フィルタリ
ングを実施するために重み付けしかつ加算することので
きる遅延信号を供給する適応周波数領域フィルタを使用
する周波数領域遅延回路を利用することによって達成さ
れることが、明らかになる。特に、遅延素子としてのフ
ィルタの使用は、遅延された信号の発生に先立ち実施さ
れるフィルタリングを制限し、かつそのように使用され
るフィルタの適応性は読出しヘッドに誘導される信号の
フィルタリングに融通性を持たせ、これがまたフィルタ
リングシステムの能力を損なうことなくフィルタの数を
減少させて、いかなるデータトラック半径に対しても及
びディスク装置に記憶されたデータを再生するためにフ
ィルタされた信号の最尤検出に充分な実質的にいかなる
データ転送速度においても公称波形の近似を達成する。
融通性を持たせており、このことが本発明を読出しヘッ
ドの種々の型式又は部分応答信号方式の種々のクラスを
使用するディスク装置にだけでなく、また種々の転送速
度で、すなわち、事実複数の転送速度で動作するディス
ク装置に容易に適応可能にする。製造上の可なりの経済
的利益が、公称波形に対する最終的時間領域フィルタリ
ングを実施するために重み付けしかつ加算することので
きる遅延信号を供給する適応周波数領域フィルタを使用
する周波数領域遅延回路を利用することによって達成さ
れることが、明らかになる。特に、遅延素子としてのフ
ィルタの使用は、遅延された信号の発生に先立ち実施さ
れるフィルタリングを制限し、かつそのように使用され
るフィルタの適応性は読出しヘッドに誘導される信号の
フィルタリングに融通性を持たせ、これがまたフィルタ
リングシステムの能力を損なうことなくフィルタの数を
減少させて、いかなるデータトラック半径に対しても及
びディスク装置に記憶されたデータを再生するためにフ
ィルタされた信号の最尤検出に充分な実質的にいかなる
データ転送速度においても公称波形の近似を達成する。
【００１８】これらの目的のために、本発明の一態様に
おいては、本発明のフィルタリングシステムは、低コス
ト通信チャンネルにおける所望信号形状へプログラマブ
ル適応する融通性のある、堅牢、低コスト、小寸法、製
造容易な、適応アナログ汎用化トランスバーサル等化器
を提供する。以下に説明されるように、用語「汎用化
（ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ）」は、この等化器が理想遅
延素子を比較的緩い公差を有する実現容易な、非理想Ｌ
ＳＩ（大規模集積回路）周波数領域フィルタで置換する
こと「一般化（ｇｅｎｅｒａｌｉｚａｔｉｏｎ）」を意
味する。
おいては、本発明のフィルタリングシステムは、低コス
ト通信チャンネルにおける所望信号形状へプログラマブ
ル適応する融通性のある、堅牢、低コスト、小寸法、製
造容易な、適応アナログ汎用化トランスバーサル等化器
を提供する。以下に説明されるように、用語「汎用化
（ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ）」は、この等化器が理想遅
延素子を比較的緩い公差を有する実現容易な、非理想Ｌ
ＳＩ（大規模集積回路）周波数領域フィルタで置換する
こと「一般化（ｇｅｎｅｒａｌｉｚａｔｉｏｎ）」を意
味する。
【００１９】本発明の第２態様は、適応アナログプレフ
ィルタ（ｐｒｅｆｉｌｔｅｒ）を含むディスク装置内の
ＰＲＭＬチャンネル用フィルタリングシステムを提供す
る。このアナログプレフィルタは、適応アナログ汎用化
トランスバーサル等化器と組み合わされたこのプレフィ
ルタが受信した少なくとも１つの適応パラメータによっ
て決定される伝達関数に従ってこのプレフィルタの励起
と共に連続的に変動する応答を有する。このアナログ汎
用化トランスバーサル等化器は、遅延回路として直列接
続された周波数領域フィルタ部を使用し、これらのフィ
ルタ部は、このトランスバーサル等化器が受信した信号
から発生された遅延信号の重み付け加算をするようにタ
ップされる。フィルタリングの実施にアナログ電子回路
を使用することによって、信号のサンプリングを実施す
る前にフィルタリングが完了し、従って読出しヘッド内
に誘導される信号の公称波形へのフィルタリングとこの
波形のサンプリングとの間になんら干渉が存在しない。
それゆえ、本発明のフィルタを使用する状況と関係して
このフィルタをどの程度に適応させようとなんらの制限
も存在しない。したがって、フィルタは、種々の型式の
読出しヘッド及び部分応答信号のクラスに適応し又はい
かなるトラック半径においても実質的にいかなる転送速
度でも使用される。
ィルタ（ｐｒｅｆｉｌｔｅｒ）を含むディスク装置内の
ＰＲＭＬチャンネル用フィルタリングシステムを提供す
る。このアナログプレフィルタは、適応アナログ汎用化
トランスバーサル等化器と組み合わされたこのプレフィ
ルタが受信した少なくとも１つの適応パラメータによっ
て決定される伝達関数に従ってこのプレフィルタの励起
と共に連続的に変動する応答を有する。このアナログ汎
用化トランスバーサル等化器は、遅延回路として直列接
続された周波数領域フィルタ部を使用し、これらのフィ
ルタ部は、このトランスバーサル等化器が受信した信号
から発生された遅延信号の重み付け加算をするようにタ
ップされる。フィルタリングの実施にアナログ電子回路
を使用することによって、信号のサンプリングを実施す
る前にフィルタリングが完了し、従って読出しヘッド内
に誘導される信号の公称波形へのフィルタリングとこの
波形のサンプリングとの間になんら干渉が存在しない。
それゆえ、本発明のフィルタを使用する状況と関係して
このフィルタをどの程度に適応させようとなんらの制限
も存在しない。したがって、フィルタは、種々の型式の
読出しヘッド及び部分応答信号のクラスに適応し又はい
かなるトラック半径においても実質的にいかなる転送速
度でも使用される。
【００２０】本発明の第３態様において、適応アナログ
汎用化トランスバーサル等化器の遅延回路のフィルタ部
は、このトランスバーサル等化器が受信した信号に選択
可能な遅延を施す適応フィルタである。それゆえ、有効
な最尤検出用の公称波形に充分に近似した波形を達成す
るのに必要なフィルタ部の数を制限するだけでなく、ま
た更に、そうでなければプレフィルタについて要求され
るであろう複雑性を制限するように、遅延を実験的に最
適化することができる。
汎用化トランスバーサル等化器の遅延回路のフィルタ部
は、このトランスバーサル等化器が受信した信号に選択
可能な遅延を施す適応フィルタである。それゆえ、有効
な最尤検出用の公称波形に充分に近似した波形を達成す
るのに必要なフィルタ部の数を制限するだけでなく、ま
た更に、そうでなければプレフィルタについて要求され
るであろう複雑性を制限するように、遅延を実験的に最
適化することができる。
【００２１】本発明の更に第４態様において、適応アナ
ログ汎用化トランスバーサル等化器のフィルタ部は低域
通過フィルタであって、このことが更にプレフィルタの
簡単化を可能にする。特に、ＰＲＭＬシステムにおい
て、プレフィルタされた信号のスペクトルはサンプリン
グ速度の半分の遮断周波数を有し及びアナログ汎用化ト
ランスバーサル等化器のフィルタ部としての低域フィル
タの使用はフィルタリングシステムによって実施される
低域通過フィルタリングの次数を全体として増大する効
果を有することを意図している。したがって、そうでな
ければ読出しヘッド内に誘導される信号の低域通過フィ
ルタリングに充当されるであろう電子回路を除去又は簡
単化することができる。
ログ汎用化トランスバーサル等化器のフィルタ部は低域
通過フィルタであって、このことが更にプレフィルタの
簡単化を可能にする。特に、ＰＲＭＬシステムにおい
て、プレフィルタされた信号のスペクトルはサンプリン
グ速度の半分の遮断周波数を有し及びアナログ汎用化ト
ランスバーサル等化器のフィルタ部としての低域フィル
タの使用はフィルタリングシステムによって実施される
低域通過フィルタリングの次数を全体として増大する効
果を有することを意図している。したがって、そうでな
ければ読出しヘッド内に誘導される信号の低域通過フィ
ルタリングに充当されるであろう電子回路を除去又は簡
単化することができる。
【００２２】本発明の目的は、読出しチャンネル用タイ
ミング信号を発生する電子回路と独立に動作するＰＲＭ
Ｌ用フィルタリングシテムを提供することにある。
ミング信号を発生する電子回路と独立に動作するＰＲＭ
Ｌ用フィルタリングシテムを提供することにある。
【００２３】本発明の他の目的は、フィルタリングシス
テムを使用するに当たってこれと共に用いられる実施的
にいかなる型式のＰＲＭＬ読出しチャンネルにも適応す
ることのできるＰＲＭＬ読出しチャネンル用フィルタリ
ングシステムを提供することにある。
テムを使用するに当たってこれと共に用いられる実施的
にいかなる型式のＰＲＭＬ読出しチャンネルにも適応す
ることのできるＰＲＭＬ読出しチャネンル用フィルタリ
ングシステムを提供することにある。
【００２４】本発明のなお他の目的は、製造上経済的な
ＰＲＭＬ読出しチャンネル用フィルタリングシステムを
提供することにある。
ＰＲＭＬ読出しチャンネル用フィルタリングシステムを
提供することにある。
【００２５】本発明の更に他の目的は、ＰＲＭＬ読出し
チャンネル内に利用されるフィルタリングシステムの複
雑性を制限することにある。
チャンネル内に利用されるフィルタリングシステムの複
雑性を制限することにある。
【００２６】本発明の他の目的、特徴、及び利点は、次
の詳細な説明を添付の図面及び添付の特許請求の範囲と
関連して読むとき、明白になる。
の詳細な説明を添付の図面及び添付の特許請求の範囲と
関連して読むとき、明白になる。
【００２７】
【発明の実施例の形態】上述したように、本発明は、先
行技術の欠点を克服し、かつ一般に通信チャンネル内に
有効な、特にディスク装置読出し／書込みチャンネル内
に有効な、プログラマブル（適応可能）な、低コスト、
低電力、小寸法、ＬＳＩ実現、適応アナログ汎用化トラ
ンスバーサル等化器を提供する。本発明の好適実施例の
実現において、「汎用化」（ｇｅｎｅｒａｌｉｚａｔｉ
ｏｎ）は、先行技術の理想遅延素子を実現容易なＬＳＩ
周波数領域フィルタを含む非理想一般化遅延素子で置換
することによって行われる。これらの一般化遅延素子
は、不均一な大きさの応答、非線形位相応答、及び可な
り変動する遅延を含む、比較的大きな公差及び出力応答
変動を持つことを許される。以下に説明されるように、
適応等化を行う能力は、遅延素子のこれらの不完全性及
び変動の全ての影響を補償する。
行技術の欠点を克服し、かつ一般に通信チャンネル内に
有効な、特にディスク装置読出し／書込みチャンネル内
に有効な、プログラマブル（適応可能）な、低コスト、
低電力、小寸法、ＬＳＩ実現、適応アナログ汎用化トラ
ンスバーサル等化器を提供する。本発明の好適実施例の
実現において、「汎用化」（ｇｅｎｅｒａｌｉｚａｔｉ
ｏｎ）は、先行技術の理想遅延素子を実現容易なＬＳＩ
周波数領域フィルタを含む非理想一般化遅延素子で置換
することによって行われる。これらの一般化遅延素子
は、不均一な大きさの応答、非線形位相応答、及び可な
り変動する遅延を含む、比較的大きな公差及び出力応答
変動を持つことを許される。以下に説明されるように、
適応等化を行う能力は、遅延素子のこれらの不完全性及
び変動の全ての影響を補償する。
【００２８】本発明の好適実施例の構成及び動作を論じ
る前に、汎用化トランスバーサル等化理論の概要を論じ
ておく。この理論の次の論議を前掲のＧｅｒｓｈｏの文
献に載っている先行技術の理論と比較するのは、当業者
にとって有効であろう。
る前に、汎用化トランスバーサル等化理論の概要を論じ
ておく。この理論の次の論議を前掲のＧｅｒｓｈｏの文
献に載っている先行技術の理論と比較するのは、当業者
にとって有効であろう。
【００２９】ｍ個のタップを備える汎用化トランスバー
サル等化器の（時点ｎＴにおいてサンプルされた）出力
Ｙn は、全てのタップｋからの重み付け信号の和であ
り、次のように与えられる。
サル等化器の（時点ｎＴにおいてサンプルされた）出力
Ｙn は、全てのタップｋからの重み付け信号の和であ
り、次のように与えられる。
【００３０】
【数１】
【００３１】ここに、Ｙn は等化器の出力、Ｘknは時点
ｎＴでのタップｋにおける信号、及びＣk はタップｋに
おける係数（タップ重み）である。注意するのは、Ｔは
任意のサンプリング間隔であり、タップ信号Ｘknはビッ
ト速度で正確にサンプルを供給し、かつ形状が同等（無
ひずみかつ理想遅延）であるＧｅｒｓｈｏの文献の場合
と対照的に、異なるｋに対して異なる波形を取ること
（ひずみのあるかつ非理想遅延素子内のフィルタ動作）
を許される。
ｎＴでのタップｋにおける信号、及びＣk はタップｋに
おける係数（タップ重み）である。注意するのは、Ｔは
任意のサンプリング間隔であり、タップ信号Ｘknはビッ
ト速度で正確にサンプルを供給し、かつ形状が同等（無
ひずみかつ理想遅延）であるＧｅｒｓｈｏの文献の場合
と対照的に、異なるｋに対して異なる波形を取ること
（ひずみのあるかつ非理想遅延素子内のフィルタ動作）
を許される。
【００３２】等化誤差の２乗の和（Ｇｅｒｓｈｏの文献
と同等である誤差判定基準）は、次のように与えられ
る。
と同等である誤差判定基準）は、次のように与えられ
る。
【００３３】
【数２】
【００３４】ここに、ｄn は瞬間ｎＴに理想的に等化さ
れた出力の所望（サンプルされた）値の列である。
れた出力の所望（サンプルされた）値の列である。
【００３５】誤差関数（２）は、ｍ個のタップ重みの関
数であり、かつｍ次元超平面の或る連続表面を形成す
る。この関数は、次に定義される点上で最小値を有す
る。すなわち、タップ重みＣk に対してのこの関数の全
ての偏導関数
数であり、かつｍ次元超平面の或る連続表面を形成す
る。この関数は、次に定義される点上で最小値を有す
る。すなわち、タップ重みＣk に対してのこの関数の全
ての偏導関数
【００３６】
【数３】
【００３７】が零に等しくなる（式（１）のＹn を式
（３）に代入）所の点において最小値となる。したがっ
て、ここでは、次の関係が成り立つ。
（３）に代入）所の点において最小値となる。したがっ
て、ここでは、次の関係が成り立つ。
【００３８】
【数４】
【００３９】式（４）は、ｍ個の未知のタップ重みＣk
に対するｍ個の線形方程式の系である。したがって、こ
れらの方程式の解は、等化の最小二乗誤差（以下、ＬＭ
Ｓと称する））を生じる最適タップ係数を与える。
に対するｍ個の線形方程式の系である。したがって、こ
れらの方程式の解は、等化の最小二乗誤差（以下、ＬＭ
Ｓと称する））を生じる最適タップ係数を与える。
【００４０】上の議論とＧｅｒｓｈｏの文献のそれとの
間には２つの顕著な差があることが判る。すなわち、ま
ず第一に、Ｘknは異なるタップに対して異なることを許
される（非理想遅延素子を用いてひずみ及びフィルタ動
作が遂行される）、第二に、サンプリングが任意のサン
プリング間隔で遂行される。
間には２つの顕著な差があることが判る。すなわち、ま
ず第一に、Ｘknは異なるタップに対して異なることを許
される（非理想遅延素子を用いてひずみ及びフィルタ動
作が遂行される）、第二に、サンプリングが任意のサン
プリング間隔で遂行される。
【００４１】それゆえ、この議論は、先行技術理論及び
技術の一般化であり、かつ以下に論じるように、実用的
な意義を含み及び先行技術に優る利点を有する。
技術の一般化であり、かつ以下に論じるように、実用的
な意義を含み及び先行技術に優る利点を有する。
【００４２】式（４）はまた別の解釈をされる。すなわ
ち、その左辺は、等化器出力誤差の列Ｙn −ｄn とタッ
プ信号列Ｘknとの間の決定論的相互相関である。式
（４）は、これらの相関が零なる値を持たなければなら
ず、したがって、一般化に対して成立し、先行技術の場
合に限らないことを規定する。したがって、式（４）
は、その線形方程式の系の適応解に対する「てこ比（ｌ
ｅｖｅｒａｇｅ）」を提供する。その解は、全ての相関
（式（４））の反復漸化（ｉｔｅｒａｔｉｖｅ ｒｅｄ
ｕｃｔｉｏｎ）によって達成される。
ち、その左辺は、等化器出力誤差の列Ｙn −ｄn とタッ
プ信号列Ｘknとの間の決定論的相互相関である。式
（４）は、これらの相関が零なる値を持たなければなら
ず、したがって、一般化に対して成立し、先行技術の場
合に限らないことを規定する。したがって、式（４）
は、その線形方程式の系の適応解に対する「てこ比（ｌ
ｅｖｅｒａｇｅ）」を提供する。その解は、全ての相関
（式（４））の反復漸化（ｉｔｅｒａｔｉｖｅ ｒｅｄ
ｕｃｔｉｏｎ）によって達成される。
【００４３】説明した汎用化トランスバーサル等化は、
コスト、寸法、及び簡単性に限らず、選考技術に比較し
て顕著な利点を有する。この等化器は、周波数領域にお
いて追加の信号フィルタリング（非理想遅延フィルタ内
の雑音の追加抑制）を行うので、優れた総合性能を有す
る。
コスト、寸法、及び簡単性に限らず、選考技術に比較し
て顕著な利点を有する。この等化器は、周波数領域にお
いて追加の信号フィルタリング（非理想遅延フィルタ内
の雑音の追加抑制）を行うので、優れた総合性能を有す
る。
【００４４】以下、図面全体を参照して説明する。特に
図１は、本発明により構成されたフィルタリングシステ
ム１０のブロック図を示す。フィルタリングシステム１
０は、ＰＲＭＬ読出しチャンネルの他の部分（図示され
ていない）と共に単一シリコンチップ上に形成され、か
つ下に説明される適応特徴を有することを意図してい
る。これらの特徴の実現に当たって、フィルタリングシ
ステム１０はマイクロプロセッサ（図示されていない）
からチャンネルインタフェース１２を経由してディジタ
ル表現された適応パラメータを受信し、チャンネルイン
タフェース１２はこれらのパラメータを記憶する複数の
ラッチ（図示されていない）を含むことも更に意図され
ている。
図１は、本発明により構成されたフィルタリングシステ
ム１０のブロック図を示す。フィルタリングシステム１
０は、ＰＲＭＬ読出しチャンネルの他の部分（図示され
ていない）と共に単一シリコンチップ上に形成され、か
つ下に説明される適応特徴を有することを意図してい
る。これらの特徴の実現に当たって、フィルタリングシ
ステム１０はマイクロプロセッサ（図示されていない）
からチャンネルインタフェース１２を経由してディジタ
ル表現された適応パラメータを受信し、チャンネルイン
タフェース１２はこれらのパラメータを記憶する複数の
ラッチ（図示されていない）を含むことも更に意図され
ている。
【００４５】同様に、フィルタリングシステム１０の適
応は、フィルタリングシステム１０を部分とするＰＲＭ
Ｌ読出しチャンネルを採用するディスク装置が製造され
るときに実施されること、及びこのような適応がフィル
タリングシステム１０上の種々の位置で信号を測定する
ことを含むことを意図している。それゆえ、チャンネル
インタフェース１２は、これらの信号の測定のために外
部機器と接続することのできる電気接続器（図示されて
いない）を更に含むことがある。
応は、フィルタリングシステム１０を部分とするＰＲＭ
Ｌ読出しチャンネルを採用するディスク装置が製造され
るときに実施されること、及びこのような適応がフィル
タリングシステム１０上の種々の位置で信号を測定する
ことを含むことを意図している。それゆえ、チャンネル
インタフェース１２は、これらの信号の測定のために外
部機器と接続することのできる電気接続器（図示されて
いない）を更に含むことがある。
【００４６】図１に示されたように、フィルタリングシ
ステム１０は一般に適応アナログフィルタ１４を含み、
このフィルタはプログラマブル利得増幅器（図示されて
いない）からのフィルタされる信号を信号経路１６を通
して受信し、この利得増幅器はフィルタリングシステム
１０と同じチップ上に形成されかつフィルタリングシス
テムのように、ディスク装置用ＰＲＭＬ読出しチャンネ
ルの部分である。以下に論じる目的のために、信号経路
１６上のフィルタされていない信号は、また、信号経路
１８を経由してチャンネルインタフェース１２へ供給さ
れ、フィルタリングシステム１０の適応に利用される外
部機器へ伝達される。
ステム１０は一般に適応アナログフィルタ１４を含み、
このフィルタはプログラマブル利得増幅器（図示されて
いない）からのフィルタされる信号を信号経路１６を通
して受信し、この利得増幅器はフィルタリングシステム
１０と同じチップ上に形成されかつフィルタリングシス
テムのように、ディスク装置用ＰＲＭＬ読出しチャンネ
ルの部分である。以下に論じる目的のために、信号経路
１６上のフィルタされていない信号は、また、信号経路
１８を経由してチャンネルインタフェース１２へ供給さ
れ、フィルタリングシステム１０の適応に利用される外
部機器へ伝達される。
【００４７】プレフィルタ（ｐｒｅｆｉｌｔｅｒ）１４
の出力は、信号経路２０を経由して適応アナログ汎用化
トランスバーサル等化器２２の入力へ伝達され、適応ア
ナログ汎用化トランスバーサル等化器２２はフィルタさ
れた信号を、信号経路２４を経由してサンプリング回路
（図示されていない）へ供給する。これらのサンプリン
グ回路は、前掲の米国特許出願第０８／３０９，７６１
号に記載されたように、同じチップ上に形成されたタイ
ミング及び利得制御回路の部分であってよい。フィルタ
された信号は、また、信号経路２６を経由してチャンネ
ルインタフェース１２内の電気接続器（図示されていな
い）に伝達されることがあり、以下に説明される目的に
使用される。
の出力は、信号経路２０を経由して適応アナログ汎用化
トランスバーサル等化器２２の入力へ伝達され、適応ア
ナログ汎用化トランスバーサル等化器２２はフィルタさ
れた信号を、信号経路２４を経由してサンプリング回路
（図示されていない）へ供給する。これらのサンプリン
グ回路は、前掲の米国特許出願第０８／３０９，７６１
号に記載されたように、同じチップ上に形成されたタイ
ミング及び利得制御回路の部分であってよい。フィルタ
された信号は、また、信号経路２６を経由してチャンネ
ルインタフェース１２内の電気接続器（図示されていな
い）に伝達されることがあり、以下に説明される目的に
使用される。
【００４８】上に注意したように、プレフィルタ１４及
びトランスバーサル等化器２２の両方は共に適応性であ
り、従ってそれらのフィルタリング特性をマイクロプロ
セッサによって提供される適応パラメータを介して調節
することができる。これらのパラメータはプレフィルタ
１４及びトランスバーサル等化器２２においてアナログ
信号として表現され、従って、ディジタル・アナログ変
換器（以下、ＤＡ変換器と称する）アセンブリがあっ
て、これらのアセンブリがマイクロプロセッサに記憶さ
れまたチャネンルインタフェース１２内のラッチへ出力
されるためのこれらのパラメータの２進表現をアナログ
パラメータ信号の形に変換してプレフィルタ１４及びト
ランスバーサル等化器２２に使用されるようにすること
を意図している。
びトランスバーサル等化器２２の両方は共に適応性であ
り、従ってそれらのフィルタリング特性をマイクロプロ
セッサによって提供される適応パラメータを介して調節
することができる。これらのパラメータはプレフィルタ
１４及びトランスバーサル等化器２２においてアナログ
信号として表現され、従って、ディジタル・アナログ変
換器（以下、ＤＡ変換器と称する）アセンブリがあっ
て、これらのアセンブリがマイクロプロセッサに記憶さ
れまたチャネンルインタフェース１２内のラッチへ出力
されるためのこれらのパラメータの２進表現をアナログ
パラメータ信号の形に変換してプレフィルタ１４及びト
ランスバーサル等化器２２に使用されるようにすること
を意図している。
【００４９】特に、フィルタリングシステム１０は、プ
レフィルタ伝達関数調節ＤＡ変換器アセンブリ２８を含
み、ＤＡ変換器アセンブリ２８は複数のＤＡ変換器を含
み、これらの変換器はチャンネルインタフェース１２か
らバス３０を経由して２進表現された適応パラメータを
受信し、かつ適応アナログパラメータ信号を出力し、こ
れらのアナログ信号は図１にバス３２として集約的に表
示された信号経路を通してプレフィルタ１４へパラメー
タを供給する。以下に論じるプレフィルタ１４の好適実
施例の場合、ＤＡ変換器アセンブリ２８が出力する適応
パラメータは、ＤＡ変換器アセンブリ２８が受信した２
進値によって決定された大きさを有する電流である。同
様に、ディジタル表現タップ重みがチャンネルインタフ
ェース１２からバス３６を通して等化器タップ重みＤＡ
変換器アセンブリ３４内の複数のＤＡ変換器（図示され
ていない）へ供給され、ＤＡ変換器アセンブリ３４内で
アナログ信号に変換され、図１にアナログバス３８によ
って集約的に表示された複数の信号経路を経由してトラ
ンスバーサル等化器２２へ伝達される。以下に論じるよ
うに、トランスバーサル等化器２２は、複数の適応フィ
ルタ部を含む。これらのフィルタ区分の特性を調節する
ために使用されるアナログ信号は、等化器遅延調節ＤＡ
変換器アセンブリ４２から図１にアナログバス４０とし
て集約的に表示された複数の信号経路を通してトランス
バーサル等化器２２に受信される。
レフィルタ伝達関数調節ＤＡ変換器アセンブリ２８を含
み、ＤＡ変換器アセンブリ２８は複数のＤＡ変換器を含
み、これらの変換器はチャンネルインタフェース１２か
らバス３０を経由して２進表現された適応パラメータを
受信し、かつ適応アナログパラメータ信号を出力し、こ
れらのアナログ信号は図１にバス３２として集約的に表
示された信号経路を通してプレフィルタ１４へパラメー
タを供給する。以下に論じるプレフィルタ１４の好適実
施例の場合、ＤＡ変換器アセンブリ２８が出力する適応
パラメータは、ＤＡ変換器アセンブリ２８が受信した２
進値によって決定された大きさを有する電流である。同
様に、ディジタル表現タップ重みがチャンネルインタフ
ェース１２からバス３６を通して等化器タップ重みＤＡ
変換器アセンブリ３４内の複数のＤＡ変換器（図示され
ていない）へ供給され、ＤＡ変換器アセンブリ３４内で
アナログ信号に変換され、図１にアナログバス３８によ
って集約的に表示された複数の信号経路を経由してトラ
ンスバーサル等化器２２へ伝達される。以下に論じるよ
うに、トランスバーサル等化器２２は、複数の適応フィ
ルタ部を含む。これらのフィルタ区分の特性を調節する
ために使用されるアナログ信号は、等化器遅延調節ＤＡ
変換器アセンブリ４２から図１にアナログバス４０とし
て集約的に表示された複数の信号経路を通してトランス
バーサル等化器２２に受信される。
【００５０】以下に論じるように、トランスバーサル等
化器２２のフィルタ部は、これらのフィルタ部が受信す
る信号に対して時間的に遅延された信号を発生し、及び
これらの遅延された信号は図１にバス４６として集約的
に表示された複数の信号経路を経由してチャンネルイン
タフェース１２に伝達され、インタフェース１２に接続
されたチップ外の装置がこれらの信号を測定することが
できる。
化器２２のフィルタ部は、これらのフィルタ部が受信す
る信号に対して時間的に遅延された信号を発生し、及び
これらの遅延された信号は図１にバス４６として集約的
に表示された複数の信号経路を経由してチャンネルイン
タフェース１２に伝達され、インタフェース１２に接続
されたチップ外の装置がこれらの信号を測定することが
できる。
【００５１】図２及び３は、本発明のプレフィルタ１４
の構成を示す。図２に示されているように、プレフィル
タ１４は複数の直列接続段を含み、これらの３つの段４
８、５０、及び５２だけが示されている。クラスＩＶ部
分応答信号方式を採用するディスク装置内の使用に適応
した本発明の好適実施例においては、プレフィルタ１４
にとって都合の良い段の数は５である。しかしながら、
当業者に認められるようにこれと異なる段の数を使用す
ることもある。特に、本発明は、プレフィルタ１４の段
の数及び各段の構成を、フィルタリングシステム１０を
使用しようとするディスク装置にプレフィルタ１４を適
応させるように変化させることができることを意図して
いる。それゆえ、例えば、異なる型式の読出しヘッド内
に誘導されると思われる信号の相違を計算に入れるため
に又はディスク装置内に使用されると思われる部分応答
信号方式の種々のクラスの使用にプレフィルタ１４を適
応させるために、段の数及び各段の構成を変化させるこ
とができる。
の構成を示す。図２に示されているように、プレフィル
タ１４は複数の直列接続段を含み、これらの３つの段４
８、５０、及び５２だけが示されている。クラスＩＶ部
分応答信号方式を採用するディスク装置内の使用に適応
した本発明の好適実施例においては、プレフィルタ１４
にとって都合の良い段の数は５である。しかしながら、
当業者に認められるようにこれと異なる段の数を使用す
ることもある。特に、本発明は、プレフィルタ１４の段
の数及び各段の構成を、フィルタリングシステム１０を
使用しようとするディスク装置にプレフィルタ１４を適
応させるように変化させることができることを意図して
いる。それゆえ、例えば、異なる型式の読出しヘッド内
に誘導されると思われる信号の相違を計算に入れるため
に又はディスク装置内に使用されると思われる部分応答
信号方式の種々のクラスの使用にプレフィルタ１４を適
応させるために、段の数及び各段の構成を変化させるこ
とができる。
【００５２】図３はプレフィルタ１４の選択された段５
４の好適構成を示す。ここに示されたように、段５４は
その第１の枝路５８に線形位相アナログ低域通過フィル
タ５６を含み、かつ枝路５８と並列に接続された第２枝
路６４に線形位相アナログ高域通過フィルタ６０とプロ
グラマブル利得増幅器６２との直列接続を含む。フィル
タ５６と６０の入力は段５４の入力信号を受信するよう
に一括して接続され、及び低域通過フィルタ５６とプロ
グラマブル利得増幅器６２の出力は加算回路６６によっ
て加算又は減算されて段５４の応答を供給する。
４の好適構成を示す。ここに示されたように、段５４は
その第１の枝路５８に線形位相アナログ低域通過フィル
タ５６を含み、かつ枝路５８と並列に接続された第２枝
路６４に線形位相アナログ高域通過フィルタ６０とプロ
グラマブル利得増幅器６２との直列接続を含む。フィル
タ５６と６０の入力は段５４の入力信号を受信するよう
に一括して接続され、及び低域通過フィルタ５６とプロ
グラマブル利得増幅器６２の出力は加算回路６６によっ
て加算又は減算されて段５４の応答を供給する。
【００５３】上に挙げたプレフィルタ１４の好適実施例
において、プレフィルタ１４の最初の４つの段のフィル
タ５６及び６０は、線形位相特性を有する二次フィルタ
であり、従ってこれらの段の各々は低域通過フィルタ５
６の出力とプログラマブル利得増幅器６２の出力との加
算によって選択周波数範囲内でプレフィルタ１４が受信
した信号の振幅を増大することができ、又はこのような
段における低域通過フィルタ５６の出力からプログラマ
ブル利得増幅器６２の出力を減算することによってやは
り選択周波数範囲内でこのような信号の振幅を減少させ
ることができる。
において、プレフィルタ１４の最初の４つの段のフィル
タ５６及び６０は、線形位相特性を有する二次フィルタ
であり、従ってこれらの段の各々は低域通過フィルタ５
６の出力とプログラマブル利得増幅器６２の出力との加
算によって選択周波数範囲内でプレフィルタ１４が受信
した信号の振幅を増大することができ、又はこのような
段における低域通過フィルタ５６の出力からプログラマ
ブル利得増幅器６２の出力を減算することによってやは
り選択周波数範囲内でこのような信号の振幅を減少させ
ることができる。
【００５４】更に、各段５４の低域通過フィルタ５６及
び高域通過フィルタ６０は、図１のバス３２の部分を形
成するアナログバス６８及び７０を通して受信された適
応パラメータ信号に応答して調節することのできる伝達
関数を有する適応フィルタである。この能力を有するフ
ィルタは、本発明の讓受人に譲渡されかつここに引用す
ることにより本明細書に組み入れられるＫｏｖｎｅｒ、
Ｍｉｎｕｈｉｎ、及びＳｒｉｎｉｖａｓａｎに１９９５
年２月２１日に発行された、「ディスク装置サブシステ
ム用完全集積プログラマブルフィルタ（ＦＵＬＬＹ Ｉ
ＮＴＥＧＲＡＴＥＤ ＰＲＯＧＲＡＭＭＡＢＬＥ ＦＩ
ＬＴＥＲＳ ＤＩＳＣ ＤＲＩＶＥ ＳＵＢＳＹＳＴＥ
ＭＳ）」と題する米国特許第５，３９２，１７１号に記
載されているばかりでなく、Ｒ・Ｌ・Ｇｅｉｇｅｒ及び
Ｅ・Ｓａｎｃｈｅｚ−Ｓｉｎｅｎｃｉｏの論文「演算相
互コンダクタンス増幅器を使用する能動フィルタ設計；
指導書」（“Ａｃｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｄｅｓｉｇ
ｎ Ｕｓｉｎｇ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓ
ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ；Ａ
Ｔｕｔｏｒｉａｌ”）、ＩＥＥＥ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ
ａｎｄ Ｄｅｖｉｃｅｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ、ｖｏｌ．
１，Ｎｏ．２，Ｍａｒ．１９８５）にも記載されてい
る。この論文に開示されているように、演算相互コンダ
クタンス増幅器の利得をこの増幅器が受信した電流によ
って調節することができ、かつこのような特性をフィル
タを構成するのに利用することができ、これらのフィル
タの数はこの論文に示されており、このようなフィルタ
の伝達関数内の周波数係数をこの演算相互コンダクタン
ス増幅器に供給される電流によって調節することができ
る。
び高域通過フィルタ６０は、図１のバス３２の部分を形
成するアナログバス６８及び７０を通して受信された適
応パラメータ信号に応答して調節することのできる伝達
関数を有する適応フィルタである。この能力を有するフ
ィルタは、本発明の讓受人に譲渡されかつここに引用す
ることにより本明細書に組み入れられるＫｏｖｎｅｒ、
Ｍｉｎｕｈｉｎ、及びＳｒｉｎｉｖａｓａｎに１９９５
年２月２１日に発行された、「ディスク装置サブシステ
ム用完全集積プログラマブルフィルタ（ＦＵＬＬＹ Ｉ
ＮＴＥＧＲＡＴＥＤ ＰＲＯＧＲＡＭＭＡＢＬＥ ＦＩ
ＬＴＥＲＳ ＤＩＳＣ ＤＲＩＶＥ ＳＵＢＳＹＳＴＥ
ＭＳ）」と題する米国特許第５，３９２，１７１号に記
載されているばかりでなく、Ｒ・Ｌ・Ｇｅｉｇｅｒ及び
Ｅ・Ｓａｎｃｈｅｚ−Ｓｉｎｅｎｃｉｏの論文「演算相
互コンダクタンス増幅器を使用する能動フィルタ設計；
指導書」（“Ａｃｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｄｅｓｉｇ
ｎ Ｕｓｉｎｇ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓ
ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ；Ａ
Ｔｕｔｏｒｉａｌ”）、ＩＥＥＥ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ
ａｎｄ Ｄｅｖｉｃｅｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ、ｖｏｌ．
１，Ｎｏ．２，Ｍａｒ．１９８５）にも記載されてい
る。この論文に開示されているように、演算相互コンダ
クタンス増幅器の利得をこの増幅器が受信した電流によ
って調節することができ、かつこのような特性をフィル
タを構成するのに利用することができ、これらのフィル
タの数はこの論文に示されており、このようなフィルタ
の伝達関数内の周波数係数をこの演算相互コンダクタン
ス増幅器に供給される電流によって調節することができ
る。
【００５５】プログラマブル利得増幅器６２もまた演算
相互コンダクタンス増幅器を使用して構成することがで
き、増幅器６２は、同様に、図１のバス３０の部分を形
成する信号経路７２を通して少なくとも１つの適応パラ
メータを受信して、フィルタ５６及び６０の通過帯域内
の信号の相対振幅を調節する。したがって、段５４が受
信した信号のスペクトルの部分をプログラマブル利得増
幅器６２が選択した量によって増幅又は減衰することが
できる。
相互コンダクタンス増幅器を使用して構成することがで
き、増幅器６２は、同様に、図１のバス３０の部分を形
成する信号経路７２を通して少なくとも１つの適応パラ
メータを受信して、フィルタ５６及び６０の通過帯域内
の信号の相対振幅を調節する。したがって、段５４が受
信した信号のスペクトルの部分をプログラマブル利得増
幅器６２が選択した量によって増幅又は減衰することが
できる。
【００５６】上に挙げた好適実施例の最終段は、一次能
動適応低域通過フィルタであって、このフィルタの伝達
関数を、同様に、図１に示されたプレフィルタ伝達関数
調節ＤＡ変換器アセンブリ２８へマイクロプロセッサが
出力した適応パラメータに応答して信号経路７４（図
２）を通してこの段に受信された電流にまた応答して、
調節することができる。したがって、プレフィルタ１４
の伝達関数を図２のバス７６及び７８を通してプレフィ
ルタ１４の段に供給された電流によって調節することが
でき、図２で２つの段へのアナログ信号経路８０及び８
２を通してプレフィルタ１４内の段に供給される電流に
よってこれらの段に含まれる高域通過フィルタ及び低域
通過フィルタの伝達関数を調節して、これらの段の高周
波数応答及び低周波数応答の相対振幅を調節することが
でき、及びアナログ信号経路７４を経由してプレフィル
タ１４の最終段に供給される電流によってこの最終段の
伝達関数を調節することができる。
動適応低域通過フィルタであって、このフィルタの伝達
関数を、同様に、図１に示されたプレフィルタ伝達関数
調節ＤＡ変換器アセンブリ２８へマイクロプロセッサが
出力した適応パラメータに応答して信号経路７４（図
２）を通してこの段に受信された電流にまた応答して、
調節することができる。したがって、プレフィルタ１４
の伝達関数を図２のバス７６及び７８を通してプレフィ
ルタ１４の段に供給された電流によって調節することが
でき、図２で２つの段へのアナログ信号経路８０及び８
２を通してプレフィルタ１４内の段に供給される電流に
よってこれらの段に含まれる高域通過フィルタ及び低域
通過フィルタの伝達関数を調節して、これらの段の高周
波数応答及び低周波数応答の相対振幅を調節することが
でき、及びアナログ信号経路７４を経由してプレフィル
タ１４の最終段に供給される電流によってこの最終段の
伝達関数を調節することができる。
【００５７】適応特性を備えるプレフィルタ１４を提供
する目的は、図４に示された信号特性に関連させると良
く判る。曲線８４は、周波数の関数として典型的薄膜読
出しヘッドによってデータトラック上を孤立磁化パルス
が通過させられ、これによってこの読出しヘッド内に誘
導される信号の振幅特性である。一般に、かつこの図に
示されているように、このような特性は、周波数零にお
いて零から急速に立ち上がり、次いで高周波数になるに
従って零に向かって次第に降下する。これに反して、デ
ィスク装置の読出しチャンネル内に部分応答信号方式を
使用すると、孤立磁化パルスから生じる信号のスペクト
ル、すなわち、サンプルされる信号がこのディスク装置
内に採用されている部分応答信号方式のクラスに依存す
る指定形状を取るようになる。例えば、クラスＩＶ部分
応答信号方式をディスク装置に使用すると、サンプルし
ようとする波形は、Ｔを逐次サンプル間の時間とする
と、図４の曲線８６によって一般に示されるスペクトル
を有することを要する。信号のこのようなクラスの場
合、読出しヘッド内に誘導される信号方式は低周波数に
おいて所望より大きい振幅特性を及び高周波数において
所望より小さい振幅特性を示す。更に、読出しヘッド内
に誘導される信号のスペクトルはクラスＩＶ部分応答信
号方式に対する遮断周波数を超えて拡がる高周波数成分
を含む。
する目的は、図４に示された信号特性に関連させると良
く判る。曲線８４は、周波数の関数として典型的薄膜読
出しヘッドによってデータトラック上を孤立磁化パルス
が通過させられ、これによってこの読出しヘッド内に誘
導される信号の振幅特性である。一般に、かつこの図に
示されているように、このような特性は、周波数零にお
いて零から急速に立ち上がり、次いで高周波数になるに
従って零に向かって次第に降下する。これに反して、デ
ィスク装置の読出しチャンネル内に部分応答信号方式を
使用すると、孤立磁化パルスから生じる信号のスペクト
ル、すなわち、サンプルされる信号がこのディスク装置
内に採用されている部分応答信号方式のクラスに依存す
る指定形状を取るようになる。例えば、クラスＩＶ部分
応答信号方式をディスク装置に使用すると、サンプルし
ようとする波形は、Ｔを逐次サンプル間の時間とする
と、図４の曲線８６によって一般に示されるスペクトル
を有することを要する。信号のこのようなクラスの場
合、読出しヘッド内に誘導される信号方式は低周波数に
おいて所望より大きい振幅特性を及び高周波数において
所望より小さい振幅特性を示す。更に、読出しヘッド内
に誘導される信号のスペクトルはクラスＩＶ部分応答信
号方式に対する遮断周波数を超えて拡がる高周波数成分
を含む。
【００５８】フィルタリングシステム１０の目的は、読
出しヘッドから発する信号を、ディスク装置の読出しチ
ャンネル内に使用しようとする部分応答信号方式の選択
されたクラス用の波形に精密に近似させるように処理す
ることにあり、かつ本発明はこのような処理をプレフィ
ルタ１４によって部分的に実施することを構想する。特
に、プレフィルタ１４は、一般に、低周波数ノッチ、高
周波数でのブースト、及び部分信号遮断周波数より上で
の大きな減衰を施して、信号の総振幅特性を調節するこ
とが構想される。次いで、所望信号波形を精密に近似す
るために信号の時間−波形形成がトランスバーサル等化
器２２を使用して実施される。トランスバーサル等化器
２２は、図５に更に詳細に示されている。
出しヘッドから発する信号を、ディスク装置の読出しチ
ャンネル内に使用しようとする部分応答信号方式の選択
されたクラス用の波形に精密に近似させるように処理す
ることにあり、かつ本発明はこのような処理をプレフィ
ルタ１４によって部分的に実施することを構想する。特
に、プレフィルタ１４は、一般に、低周波数ノッチ、高
周波数でのブースト、及び部分信号遮断周波数より上で
の大きな減衰を施して、信号の総振幅特性を調節するこ
とが構想される。次いで、所望信号波形を精密に近似す
るために信号の時間−波形形成がトランスバーサル等化
器２２を使用して実施される。トランスバーサル等化器
２２は、図５に更に詳細に示されている。
【００５９】図５を参照すると、本発明の適応アナログ
汎用化トランスバーサル等化器２２は、遅延回路９０を
含み、この回路は直列接続されたアナログ周波数領域フ
ィルタ部９２、９４、９６及び９８を含み、これらの各
々は連続励起に対して連続応答を生じ、この応答を各フ
ィルタ部の伝達関数に依存する量だけ励起に対して時間
的に遅延させて出力する。遅延回路９０は、フィルタ部
９２の入力において、フィルタ部９８の出力において、
及びフィルタ部９２、９４、９６及び９８各対間におい
て、それぞれタップされ、これらのタップ位置における
信号が、図５に示されたようにアナログ可変利得乗算器
１００、１０２、１０４、１０６及び１０８へ伝達され
る。
汎用化トランスバーサル等化器２２は、遅延回路９０を
含み、この回路は直列接続されたアナログ周波数領域フ
ィルタ部９２、９４、９６及び９８を含み、これらの各
々は連続励起に対して連続応答を生じ、この応答を各フ
ィルタ部の伝達関数に依存する量だけ励起に対して時間
的に遅延させて出力する。遅延回路９０は、フィルタ部
９２の入力において、フィルタ部９８の出力において、
及びフィルタ部９２、９４、９６及び９８各対間におい
て、それぞれタップされ、これらのタップ位置における
信号が、図５に示されたようにアナログ可変利得乗算器
１００、１０２、１０４、１０６及び１０８へ伝達され
る。
【００６０】乗算器１００、１０２、１０４、１０６及
び１０８の乗算係数は図１のバス３８を形成する、それ
ぞれ、信号経路１１０、１１２、１１４、１１６及び１
１８を通して受信されたアナログタップ重み信号によっ
て決定され、従って乗算器１００、１０２、１０４、１
０６及び１０８の応答は、タップ位置における信号にマ
イクロプロセッサからチャンネルインタフェース１２と
等化器タップ重みＤＡ変換器アセンブリ３４とを経由し
て受信されたタップ重みを乗じたものである。乗算器１
００、１０２、１０４、１０６及び１０８は、好適に
は、ギルバートセル乗算器（Ｇｉｌｂｅｒｔ ｃｅｌｌ
ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）である。このような場合、チ
ャンネルインタフェース１２内でディジタル表現された
タップ重みは、図１のトランスバーサル等化器タップ重
みＤＡ変換器アセンブリ３４によってアナログ信号に変
換される。
び１０８の乗算係数は図１のバス３８を形成する、それ
ぞれ、信号経路１１０、１１２、１１４、１１６及び１
１８を通して受信されたアナログタップ重み信号によっ
て決定され、従って乗算器１００、１０２、１０４、１
０６及び１０８の応答は、タップ位置における信号にマ
イクロプロセッサからチャンネルインタフェース１２と
等化器タップ重みＤＡ変換器アセンブリ３４とを経由し
て受信されたタップ重みを乗じたものである。乗算器１
００、１０２、１０４、１０６及び１０８は、好適に
は、ギルバートセル乗算器（Ｇｉｌｂｅｒｔ ｃｅｌｌ
ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）である。このような場合、チ
ャンネルインタフェース１２内でディジタル表現された
タップ重みは、図１のトランスバーサル等化器タップ重
みＤＡ変換器アセンブリ３４によってアナログ信号に変
換される。
【００６１】それゆえ、可変利得乗算器１００、１０
２、１０４、１０６及び１０８の出力をアナログ加算器
１２０が受信し、その出力を、読出しヘッドから図１の
信号経路１６上を（図示されていない可変利得増幅器を
経由して）受信される信号に対するフィルタリングシス
テム１０の応答として供給する。
２、１０４、１０６及び１０８の出力をアナログ加算器
１２０が受信し、その出力を、読出しヘッドから図１の
信号経路１６上を（図示されていない可変利得増幅器を
経由して）受信される信号に対するフィルタリングシス
テム１０の応答として供給する。
【００６２】フィルタリングシステム１０は、上に説明
された限りでは、最尤検出のためにディスク装置内でサ
ンプルされる部分応答信号波形を達成する回路を提供す
るが、システム１０は、このシステムの構成及び能力を
最適化するために使用される追加の特徴を含む。このよ
うな特徴の１つは、図５に示されたようなフィルタ部９
２、９４、９６及び９８用適応周波数領域フィルタの使
用である。特に、本発明は、フィルタ部９２、９４、９
６及び９８を演算相互コンダクタンス増幅器を使用して
構成することで以て、これらのフィルタ部９２、９４、
９６及び９８の伝達関数を図５内にも示されている図１
のアナログバス４０を経由してトランスバーサル等化器
遅延調節ＤＡ変換器アセンブリ４２から受信された電流
に関連して調節できるようにすることを意図している。
単一バスの使用によって表示されるように、フィルタリ
ングシステム１０を調節するために使用される適応パラ
メータを決定するのに要する時間を制限するようにフィ
ルタ部９２、９４、９６及び９８の全てに信号を供給す
る単一ＤＡ変換器を使用して、これらのフィルタ部９
２、９４、…、９８を同時に調節可能とすることが好ま
しい。しかしながら、本発明は、フィルタ部９２、９
４、９６及び９８の個別調節を実施できることを意図し
ている。特に、もしディスク装置内に使用される読出し
ヘッドの型式又は部分応答信号方式の選択がフィルタ部
９２、９４、９６及び９８の個別適応を使用することを
有利にするならば、このような個別適応はフィルタパラ
メータを選択する方法を利用して容易に実施することが
できる。それゆえ、先行技術のトランスバーサル等化器
と対照的に、フィルタ部９２、９４、９６及び９８によ
って提供される遅延時間は連続的に可変であり、これに
よって、加算回路１２０の出力上の複合信号は、読出し
ヘッド内に誘導されるフィルタしようとする信号を公称
波形へ精密に近似させるように時間的にどれだけでも遅
延される信号の重み付け和で構成可能にされる。加え
て、フィルタ部９２、９４、９６及び９８の適応性は、
フィルタリングシステム１０の設計が目指す結果を達成
するために、そうでなければシステム１０にとって必要
とされることもある例外的な製造上の公差に対するいか
なる要件をも除去する。
された限りでは、最尤検出のためにディスク装置内でサ
ンプルされる部分応答信号波形を達成する回路を提供す
るが、システム１０は、このシステムの構成及び能力を
最適化するために使用される追加の特徴を含む。このよ
うな特徴の１つは、図５に示されたようなフィルタ部９
２、９４、９６及び９８用適応周波数領域フィルタの使
用である。特に、本発明は、フィルタ部９２、９４、９
６及び９８を演算相互コンダクタンス増幅器を使用して
構成することで以て、これらのフィルタ部９２、９４、
９６及び９８の伝達関数を図５内にも示されている図１
のアナログバス４０を経由してトランスバーサル等化器
遅延調節ＤＡ変換器アセンブリ４２から受信された電流
に関連して調節できるようにすることを意図している。
単一バスの使用によって表示されるように、フィルタリ
ングシステム１０を調節するために使用される適応パラ
メータを決定するのに要する時間を制限するようにフィ
ルタ部９２、９４、９６及び９８の全てに信号を供給す
る単一ＤＡ変換器を使用して、これらのフィルタ部９
２、９４、…、９８を同時に調節可能とすることが好ま
しい。しかしながら、本発明は、フィルタ部９２、９
４、９６及び９８の個別調節を実施できることを意図し
ている。特に、もしディスク装置内に使用される読出し
ヘッドの型式又は部分応答信号方式の選択がフィルタ部
９２、９４、９６及び９８の個別適応を使用することを
有利にするならば、このような個別適応はフィルタパラ
メータを選択する方法を利用して容易に実施することが
できる。それゆえ、先行技術のトランスバーサル等化器
と対照的に、フィルタ部９２、９４、９６及び９８によ
って提供される遅延時間は連続的に可変であり、これに
よって、加算回路１２０の出力上の複合信号は、読出し
ヘッド内に誘導されるフィルタしようとする信号を公称
波形へ精密に近似させるように時間的にどれだけでも遅
延される信号の重み付け和で構成可能にされる。加え
て、フィルタ部９２、９４、９６及び９８の適応性は、
フィルタリングシステム１０の設計が目指す結果を達成
するために、そうでなければシステム１０にとって必要
とされることもある例外的な製造上の公差に対するいか
なる要件をも除去する。
【００６３】一般的にフィルタリングシステム１０の第
２特徴、特にトランスバーサル等化器２２の第２特徴
は、それらのフィルタ区分が低域通過フィルタである、
例えば、上掲の本発明の１好適実施例においては６次低
域通過フィルタであると云うことである。それゆえ、フ
ィルタ部９２、９４、９６及び９８は、読出しヘッド内
に誘導される信号の高周波数成分の所望減衰に寄与し
て、プレフィルタ１４に課せられる要件を最小限にし、
したがってフィルタリングシステム１０の製造上の経済
化を可能にする。
２特徴、特にトランスバーサル等化器２２の第２特徴
は、それらのフィルタ区分が低域通過フィルタである、
例えば、上掲の本発明の１好適実施例においては６次低
域通過フィルタであると云うことである。それゆえ、フ
ィルタ部９２、９４、９６及び９８は、読出しヘッド内
に誘導される信号の高周波数成分の所望減衰に寄与し
て、プレフィルタ１４に課せられる要件を最小限にし、
したがってフィルタリングシステム１０の製造上の経済
化を可能にする。
【００６４】フィルタリングシステム１０の随意選択特
徴は、トランスバーサル等化器２２のタップ位置へのア
クセスを行うチャンネルインタフェース１２内に電気接
続器を含ませることである。もしこのような特徴を使用
するならば、これらのアクセスは、図１のバス４６を構
成する信号経路１３０、１３２、１３４、１３６及び１
３８によって行われる。このような特徴は、フィルタリ
ングシステム１０に対する適応パラメータの決定を促進
させると云う利点を有するが、しかしフィルタリングシ
ステム１０を表面に形成されているチップへの追加接続
を必要とする。したがって、外部機器に対するタップ位
置へのアクセスが行われない場合に対する適応パラメー
タの決定を以下に論じる。
徴は、トランスバーサル等化器２２のタップ位置へのア
クセスを行うチャンネルインタフェース１２内に電気接
続器を含ませることである。もしこのような特徴を使用
するならば、これらのアクセスは、図１のバス４６を構
成する信号経路１３０、１３２、１３４、１３６及び１
３８によって行われる。このような特徴は、フィルタリ
ングシステム１０に対する適応パラメータの決定を促進
させると云う利点を有するが、しかしフィルタリングシ
ステム１０を表面に形成されているチップへの追加接続
を必要とする。したがって、外部機器に対するタップ位
置へのアクセスが行われない場合に対する適応パラメー
タの決定を以下に論じる。
【００６５】適応パラメータの決定 汎用化トランスバーサル等化器２２のタップ重み、プレ
フィルタ１４の段の伝達関数、及び汎用化トランスバー
サル等化器２２の遅延回路を調節するために適応パラメ
ータを決定する方法を論じる前に、フィルタリングシス
テム１０を部分とするＰＲＭＬ読出しチャンネルを含む
ディスク装置内でのフィルタリングシステム１０の使用
を簡単に論じておくことが有効である。上掲のように、
フィルタリングシステム１０の目的は、読出しヘッド内
に誘導される信号を、最尤検出用にサンプルすることの
できる公称波形にするように処理することにある。
フィルタ１４の段の伝達関数、及び汎用化トランスバー
サル等化器２２の遅延回路を調節するために適応パラメ
ータを決定する方法を論じる前に、フィルタリングシス
テム１０を部分とするＰＲＭＬ読出しチャンネルを含む
ディスク装置内でのフィルタリングシステム１０の使用
を簡単に論じておくことが有効である。上掲のように、
フィルタリングシステム１０の目的は、読出しヘッド内
に誘導される信号を、最尤検出用にサンプルすることの
できる公称波形にするように処理することにある。
【００６６】本発明においては、Ｂｒｅｍｍｅｒ等に１
９８９年１月１７日発行された米国特許第４，７９９，
１１２号、及びＤａｈａｎｄｅｈ等に１９９２年２月１
１日に発行された米国特許第５，０８７，９９２号に記
載された方法を採用して転送速度をディスク表面を横断
して変動させて、本発明を使用するディスク装置に記憶
されるデータの容量の最大化を可能にすることを意図し
ている。したがって、適応パラメータは、読出しヘッド
内に誘導される信号のスペクトルがデータトラック半径
に従って変動するのを補償するようにフィルタリングシ
スシステム１０を調節するだけでなく、またディスクを
横断して転送速度が変動するのを補償するようにフィル
タリングシステム１０を調節するために決定される。い
ったん適応パラメータが決定されると、これらは、ディ
スク装置の始動中、ディスク装置の１つ以上のディスク
上の特定のトラックに記憶されて読出し及びその後の使
用に供される。
９８９年１月１７日発行された米国特許第４，７９９，
１１２号、及びＤａｈａｎｄｅｈ等に１９９２年２月１
１日に発行された米国特許第５，０８７，９９２号に記
載された方法を採用して転送速度をディスク表面を横断
して変動させて、本発明を使用するディスク装置に記憶
されるデータの容量の最大化を可能にすることを意図し
ている。したがって、適応パラメータは、読出しヘッド
内に誘導される信号のスペクトルがデータトラック半径
に従って変動するのを補償するようにフィルタリングシ
スシステム１０を調節するだけでなく、またディスクを
横断して転送速度が変動するのを補償するようにフィル
タリングシステム１０を調節するために決定される。い
ったん適応パラメータが決定されると、これらは、ディ
スク装置の始動中、ディスク装置の１つ以上のディスク
上の特定のトラックに記憶されて読出し及びその後の使
用に供される。
【００６７】上述したように、図５に示された適応アナ
ログ汎用化トランスバーサル等化器２２の遅延回路９０
は、周波数領域フィルタ部９２、９４、…、９８を含
み、これらは動作特性を可なり変動する。示例として、
図６は、図５のフィルタ部９２、９４、…、９８それぞ
れのタップから得られるアナログ信号パルスのグラフ図
である。特に、図６のアナログ信号パルス１５２は、第
１タップ信号、すなわち、（図１に示された）入力信号
経路２０から（図５の）第１フィルタ部９２へのパルス
を表示する。後続のアナログ信号パルス１５４、１５
６、１５８及び１６０は、それぞれ、非理想フィルタ部
９２、９４、…、９８を通して伝搬する結果、アナログ
信号パルス１５２内に起こるひずみを示す。図６に示さ
れているように、振幅及び位相ひずみを含む信号形状内
の可なりのひずみは、パルスがこれらの非理想フィルタ
部を通して伝搬するに従って生じる。もとより、本発明
は、汎用化トランスバーサル等化器回路内のこのような
非理想フィルタ部の使用を可能とし、かつこれらのひず
みを補償して、ＰＲＭＬ読出しチャンネルのための精確
な時間領域フィルタリングを提供する。
ログ汎用化トランスバーサル等化器２２の遅延回路９０
は、周波数領域フィルタ部９２、９４、…、９８を含
み、これらは動作特性を可なり変動する。示例として、
図６は、図５のフィルタ部９２、９４、…、９８それぞ
れのタップから得られるアナログ信号パルスのグラフ図
である。特に、図６のアナログ信号パルス１５２は、第
１タップ信号、すなわち、（図１に示された）入力信号
経路２０から（図５の）第１フィルタ部９２へのパルス
を表示する。後続のアナログ信号パルス１５４、１５
６、１５８及び１６０は、それぞれ、非理想フィルタ部
９２、９４、…、９８を通して伝搬する結果、アナログ
信号パルス１５２内に起こるひずみを示す。図６に示さ
れているように、振幅及び位相ひずみを含む信号形状内
の可なりのひずみは、パルスがこれらの非理想フィルタ
部を通して伝搬するに従って生じる。もとより、本発明
は、汎用化トランスバーサル等化器回路内のこのような
非理想フィルタ部の使用を可能とし、かつこれらのひず
みを補償して、ＰＲＭＬ読出しチャンネルのための精確
な時間領域フィルタリングを提供する。
【００６８】上掲の図５の回路についての構造及び動作
の説明に従い、図６に示されたパルスは、それぞれ、ギ
ルバートセル乗算器１００、１０２、１０４、１０６及
び１０８へ供給される。信号経路１１０、１１２、１１
４、１１６及び１１８上の対応する５つの制御入力は、
（ディスク装置製造中におけるような）一回限り適応又
はデータをディスクから読み出す際の実時間連続適応の
いずれかを容易にするために乗算係数を供給する。
の説明に従い、図６に示されたパルスは、それぞれ、ギ
ルバートセル乗算器１００、１０２、１０４、１０６及
び１０８へ供給される。信号経路１１０、１１２、１１
４、１１６及び１１８上の対応する５つの制御入力は、
（ディスク装置製造中におけるような）一回限り適応又
はデータをディスクから読み出す際の実時間連続適応の
いずれかを容易にするために乗算係数を供給する。
【００６９】一回限り適応中、汎用化トランスバーサル
等化器２２は、指定された入力パルス又はパルス列に応
答して所望出力信号形状を供給するように初期的に適応
させられる。特に、図７は、この回路のこのようなオフ
ライン一回限り適応中に遂行されるステップを示す。
等化器２２は、指定された入力パルス又はパルス列に応
答して所望出力信号形状を供給するように初期的に適応
させられる。特に、図７は、この回路のこのようなオフ
ライン一回限り適応中に遂行されるステップを示す。
【００７０】図７はこの一回限り適応に関する全般的プ
ロセスの流れ図であり、これはブロック１６２で開始
し、ここでトランスバーサル等化器２２からのタップ信
号がディジタル化される。特に、（ディスク装置内のＰ
ＲＭＬチャンネルより遥かに高いサンプリング速度を有
するオーバサンプリングディジタイザのような）ディス
ク装置の外部の試験機器が、共通同期点及び所定注入試
験パルス又はパルス列を使用して、全てのタップ信号を
順序にディジタル化するために使用される。このディジ
タル化中、乗算器（図５の１００、１０２、１０４、１
０６及び１０８）の出力は、最大にセットされている測
定されつつあるタップに対応する乗算器に対するものを
除き、全て零にセットされる。
ロセスの流れ図であり、これはブロック１６２で開始
し、ここでトランスバーサル等化器２２からのタップ信
号がディジタル化される。特に、（ディスク装置内のＰ
ＲＭＬチャンネルより遥かに高いサンプリング速度を有
するオーバサンプリングディジタイザのような）ディス
ク装置の外部の試験機器が、共通同期点及び所定注入試
験パルス又はパルス列を使用して、全てのタップ信号を
順序にディジタル化するために使用される。このディジ
タル化中、乗算器（図５の１００、１０２、１０４、１
０６及び１０８）の出力は、最大にセットされている測
定されつつあるタップに対応する乗算器に対するものを
除き、全て零にセットされる。
【００７１】タップ信号がブロック１６２においてディ
ジタル化されると、流れはブロック１６４へと進み、こ
こで等化器の中央タップにおける信号の最大エネルギー
に相当する時間基準が決定される。この時間基準は、
（この信号の単一パルス又は特定の列であろうとどちら
にしろ）クラスＰＲ−４信号のような目標形状の信号を
中心とするために基準点として使用される。この規準点
が決定されると、プロセスの流れはブロック１６６へ進
み、ここで最小ＬＭＳ誤差判定規準が指定される。特に
ブロック１６６は、チャンネルデータ速度サンプリング
点に相当する時点における、中心とされた目標形状（上
掲の式（２）内の項「ｄn 」を参照）と実際に出力され
た等化器信号との間の最小ＬＭＳ誤差を指定することを
伴う。
ジタル化されると、流れはブロック１６４へと進み、こ
こで等化器の中央タップにおける信号の最大エネルギー
に相当する時間基準が決定される。この時間基準は、
（この信号の単一パルス又は特定の列であろうとどちら
にしろ）クラスＰＲ−４信号のような目標形状の信号を
中心とするために基準点として使用される。この規準点
が決定されると、プロセスの流れはブロック１６６へ進
み、ここで最小ＬＭＳ誤差判定規準が指定される。特に
ブロック１６６は、チャンネルデータ速度サンプリング
点に相当する時点における、中心とされた目標形状（上
掲の式（２）内の項「ｄn 」を参照）と実際に出力され
た等化器信号との間の最小ＬＭＳ誤差を指定することを
伴う。
【００７２】ブロック１６８は、ＬＭＳ誤り判定規準が
指定されると、最適タップ重みが一連の線形方程式（上
掲の式（４）を見よ）から決定されることを示してい
る。汎用化トランスバーサル等化器の挙動を記述する線
形方程式（上掲の式（４））は先行技術のトランスバー
サル等化器に関する式とは異なり、かつより複雑であ
り、及び（図７の）ブロック１６２によって提供される
オーバサンプリングはこれらの線形方程式に対する係数
を決定する上で必要であることが判る。
指定されると、最適タップ重みが一連の線形方程式（上
掲の式（４）を見よ）から決定されることを示してい
る。汎用化トランスバーサル等化器の挙動を記述する線
形方程式（上掲の式（４））は先行技術のトランスバー
サル等化器に関する式とは異なり、かつより複雑であ
り、及び（図７の）ブロック１６２によって提供される
オーバサンプリングはこれらの線形方程式に対する係数
を決定する上で必要であることが判る。
【００７３】この汎用化トランスバーサル等化器の場合
の重要な特質は、汎用化遅延回路内の遅延の値について
仮定を行わないで、代わりに、適当なタップ重みを決定
するためにタップ信号から得られる実際データに信頼を
置くと云うことである。更に、本発明の汎用化トランス
バーサル等化器２２は比較的大きな量の遅延変動（ＰＲ
ＭＬ読出しチャンネル内のビット遅延の±５０％まで）
に順応することが判っている。
の重要な特質は、汎用化遅延回路内の遅延の値について
仮定を行わないで、代わりに、適当なタップ重みを決定
するためにタップ信号から得られる実際データに信頼を
置くと云うことである。更に、本発明の汎用化トランス
バーサル等化器２２は比較的大きな量の遅延変動（ＰＲ
ＭＬ読出しチャンネル内のビット遅延の±５０％まで）
に順応することが判っている。
【００７４】タップ重みが識別されると、図７の流れは
ブロック１７０へ進み、ここでタップ重みがセットさ
れ、その後、回路の正しい性能を検査するために信号が
トランスバーサル等化器２２に通される、すなわち、得
られたタップ重みが入力パルスの適当な時間領域フィル
タリングを生じるかどうかを判定する。もし望むなら
ば、実際に等化されフィルタされたパルスを目標パルス
と比較して、等化が許容限界内にあるかどうかを判定す
る。もしタップ重みが正しいと判れば、次いで、ブロッ
ク１７２に示されるように、そのタップ重みがディスク
装置に記憶される。そうでなければ、満足する等化を達
成するように（図１の）プレフィルタ１４のパラメータ
を変化させる必要がある。
ブロック１７０へ進み、ここでタップ重みがセットさ
れ、その後、回路の正しい性能を検査するために信号が
トランスバーサル等化器２２に通される、すなわち、得
られたタップ重みが入力パルスの適当な時間領域フィル
タリングを生じるかどうかを判定する。もし望むなら
ば、実際に等化されフィルタされたパルスを目標パルス
と比較して、等化が許容限界内にあるかどうかを判定す
る。もしタップ重みが正しいと判れば、次いで、ブロッ
ク１７２に示されるように、そのタップ重みがディスク
装置に記憶される。そうでなければ、満足する等化を達
成するように（図１の）プレフィルタ１４のパラメータ
を変化させる必要がある。
【００７５】図８は、図７の流れ図のブロック１７０か
ら得られる等化されフィルタされたパルスのグラフ図ば
かりでなく、目標パルス１７６のグラフ図である。図８
に示されたように、図６に示されたひずみ応答を有する
トランスバーサル等化器２２内の非理想遅延回路を使用
しても、その等化されフィルタされたパルス１７４は、
目標パルス１７６に非常に良く一致する。特に、図６及
び８を検討すると、先行技術の従来アナログトランスバ
ーサル等化器と本発明の汎用化トランスバーサル等化器
との間の相違が良く判る。すなわち、上述したように、
先行技術は有効な等化を行うために精確な理想に近い遅
延回路の使用を必要とするが、図６及び８によって良く
判るように、本発明の好適実施例は、非理想遅延回路を
使用して優れた時間領域フィルタリングを施すことがで
きる。
ら得られる等化されフィルタされたパルスのグラフ図ば
かりでなく、目標パルス１７６のグラフ図である。図８
に示されたように、図６に示されたひずみ応答を有する
トランスバーサル等化器２２内の非理想遅延回路を使用
しても、その等化されフィルタされたパルス１７４は、
目標パルス１７６に非常に良く一致する。特に、図６及
び８を検討すると、先行技術の従来アナログトランスバ
ーサル等化器と本発明の汎用化トランスバーサル等化器
との間の相違が良く判る。すなわち、上述したように、
先行技術は有効な等化を行うために精確な理想に近い遅
延回路の使用を必要とするが、図６及び８によって良く
判るように、本発明の好適実施例は、非理想遅延回路を
使用して優れた時間領域フィルタリングを施すことがで
きる。
【００７６】オフライン一回限り適応の検討を結論する
と、判るように、ディスク装置のＰＲＭＬ読出しチャン
ネル内の実時間適応を含む、使用することがある適応の
他のモードもある。一般に、判るように、大分部の実際
のシステム内で、基本的ＬＭＳ誤り判定規準調査研究
が、（データ）上の「ブラインド（ｂｌｉｎｄ）」ＬＭ
Ｓ等化、学習パターンに基づくＬＭＳ等化、及び種々の
符号ＬＭＳ等化を含む、種々のモード変調及び組合わせ
に使用されることがある。しかしながら、次の説明は、
上述のように本発明の好適実施例に使用されることがあ
る実時間適応等化の概要を提供する。
と、判るように、ディスク装置のＰＲＭＬ読出しチャン
ネル内の実時間適応を含む、使用することがある適応の
他のモードもある。一般に、判るように、大分部の実際
のシステム内で、基本的ＬＭＳ誤り判定規準調査研究
が、（データ）上の「ブラインド（ｂｌｉｎｄ）」ＬＭ
Ｓ等化、学習パターンに基づくＬＭＳ等化、及び種々の
符号ＬＭＳ等化を含む、種々のモード変調及び組合わせ
に使用されることがある。しかしながら、次の説明は、
上述のように本発明の好適実施例に使用されることがあ
る実時間適応等化の概要を提供する。
【００７７】Ｇｅｒｓｈｏの文献に記載されているよう
に、先行技術の適応アナログトランスバーサル等化器は
理想遅延適応実時間等化、及びチャンネルビット速度に
等しい通信チャンネル上のサンプリング速度を採用す
る。Ｇｅｒｓｈｏの文献に従って、このようなシステム
に対する適応実時間時間領域等化を遂行することは、等
化器の挙動を統制する線形方程式の系の反復解を、基礎
となる方程式の係数の知識を要せずに、見付け出すこと
を含む。必要な全ては、等化器出力における等化誤りの
値とサンプリング瞬間におけるタップ信号の値との間の
全ての相関を（反復的に）零へ減少させることである。
に、先行技術の適応アナログトランスバーサル等化器は
理想遅延適応実時間等化、及びチャンネルビット速度に
等しい通信チャンネル上のサンプリング速度を採用す
る。Ｇｅｒｓｈｏの文献に従って、このようなシステム
に対する適応実時間時間領域等化を遂行することは、等
化器の挙動を統制する線形方程式の系の反復解を、基礎
となる方程式の係数の知識を要せずに、見付け出すこと
を含む。必要な全ては、等化器出力における等化誤りの
値とサンプリング瞬間におけるタップ信号の値との間の
全ての相関を（反復的に）零へ減少させることである。
【００７８】したがって、もし図５の汎用化トランスバ
ーサル等化器２２の出力２４がビット速度でサンプルさ
れかつ非理想フィルタ部９２、９４、…、９８の平均遅
延がビット間隔に等しいならば、実時間適応を遂行する
ために同じ反復調査研究を汎用化トランスバーサル等化
器２２と共に使用してよい。それゆえ、ビット速度サン
プリングで汎用化トランスバーサル等化器２２を用いて
実時間適応を有効に実現するために、フィルタ部９２、
９４、…、９８内の遅延の平均値を１ビット間隔に等し
いようにかつディスク装置の動作中比較的一定に維持す
るようにこの平均値に関する公差を維持することが（オ
フライン一回限り適応に比較して）望ましい。あらゆる
点において、フィルタ部９２、９４、…、９８は、依
然、広く不完全応答特性を示してよい。
ーサル等化器２２の出力２４がビット速度でサンプルさ
れかつ非理想フィルタ部９２、９４、…、９８の平均遅
延がビット間隔に等しいならば、実時間適応を遂行する
ために同じ反復調査研究を汎用化トランスバーサル等化
器２２と共に使用してよい。それゆえ、ビット速度サン
プリングで汎用化トランスバーサル等化器２２を用いて
実時間適応を有効に実現するために、フィルタ部９２、
９４、…、９８内の遅延の平均値を１ビット間隔に等し
いようにかつディスク装置の動作中比較的一定に維持す
るようにこの平均値に関する公差を維持することが（オ
フライン一回限り適応に比較して）望ましい。あらゆる
点において、フィルタ部９２、９４、…、９８は、依
然、広く不完全応答特性を示してよい。
【００７９】本発明は上述の目的及び利点ばかりでなく
これに固有の目的及び利点を実施及び達成するのに充分
適応していることは明らかである。本好適実施例は開示
の目的のために説明されたが、多くの変更をこれに施す
ことが可能なことは当業者にもとより自明であり、これ
らの変更は添付の特許請求の範囲に開示されかつ明確に
された本発明の精神に包含される。
これに固有の目的及び利点を実施及び達成するのに充分
適応していることは明らかである。本好適実施例は開示
の目的のために説明されたが、多くの変更をこれに施す
ことが可能なことは当業者にもとより自明であり、これ
らの変更は添付の特許請求の範囲に開示されかつ明確に
された本発明の精神に包含される。
【００８０】関連出願 本願は、本発明の讓受者に譲渡されかつここに引用する
ことにより本明細書に組み入れられている、本発明と同
じ発明者によって１９９４年９月２１日に出願された、
「適応アナログトランスバーサル等化器を備えるディス
ク装置ＰＲＭＬチャンネル（ＤＩＳＣ ＤＲＩＶＥ Ｐ
ＲＭＬ ＣＨＡＮＮＥＬ ＷＩＴＨ ＡＤＡＰＴＩＶＥ
ＡＮＡＬＯＧ ＴＲＡＮＳＶＥＲＳＡＬ ＥＱＵＡＬ
ＩＺＥＲ）」と題する米国特許出願第０８／３０９，９
１２号の一部継続（ＣＩＰ）出願である。
ことにより本明細書に組み入れられている、本発明と同
じ発明者によって１９９４年９月２１日に出願された、
「適応アナログトランスバーサル等化器を備えるディス
ク装置ＰＲＭＬチャンネル（ＤＩＳＣ ＤＲＩＶＥ Ｐ
ＲＭＬ ＣＨＡＮＮＥＬ ＷＩＴＨ ＡＤＡＰＴＩＶＥ
ＡＮＡＬＯＧ ＴＲＡＮＳＶＥＲＳＡＬ ＥＱＵＡＬ
ＩＺＥＲ）」と題する米国特許出願第０８／３０９，９
１２号の一部継続（ＣＩＰ）出願である。
【図１】本発明により構成されたフィルタリングシステ
ムのブロック図。
ムのブロック図。
【図２】図１に示されたフィルタリングシステム内の周
波数領域プレフィルタのブロック図。
波数領域プレフィルタのブロック図。
【図３】図２に示されたプレフィルタ内の段のブロック
図。
図。
【図４】ディスク装置の読出しヘッドから出力される典
型的信号のスペクトルとクラスＩＶ部分応答信号のスペ
クトルとを比較して示すグラフ図。
型的信号のスペクトルとクラスＩＶ部分応答信号のスペ
クトルとを比較して示すグラフ図。
【図５】図１に示されたフィルタリングシステム内のア
ナログ汎用化トランスバーサル等化器のブロック図。
ナログ汎用化トランスバーサル等化器のブロック図。
【図６】図５に示されたアナログ汎用化トランスバーサ
ル等化器内の５つタップにおいて得られる信号を表示す
るグラフ図。
ル等化器内の５つタップにおいて得られる信号を表示す
るグラフ図。
【図７】本発明によりディスク装置の製造中行われる一
回限りオフライン適応の場合にＰＲＭＬ読出しチャンネ
ル等化を遂行するプロセスの一連のステップを示す流れ
図。
回限りオフライン適応の場合にＰＲＭＬ読出しチャンネ
ル等化を遂行するプロセスの一連のステップを示す流れ
図。
【図８】所望目標パルス、及び図５の等化器と図７の一
連のステップを使用して達成される等化されたパルスの
グラフ図。
連のステップを使用して達成される等化されたパルスの
グラフ図。
１０ フィルタリングシステム １２ チャンネルインタフェース １４ プレフィルタ ２２ 適応アナログ汎用化トランスバーサル等化器 ２８ プレフィルタ伝達関数調節ＤＡ変換器アセンブリ ３４ 等化器タップ重みＤＡ変換器アセンブリ ４２ 等化器遅延調節ＤＡ変換器アセンブリ ４８ プレフィルタ内の第１段 ５０ プレフィルタ内の第２段 ５２ プレフィルタ内の最終段 ５４ プレフィルタ内の選択された段 ５６ 低域通過フィルタ ６０ 高域通過フィルタ ６２ プログラマブル利得増幅器 ９０ 遅延回路 ９２ アナログ周波数領域フィルタ部 ９４ アナログ周波数領域フィルタ部 ９６ アナログ周波数領域フィルタ部 ９８ アナログ周波数領域フィルタ部 １００ アナログ可変利得乗算器 １０２ アナログ可変利得乗算器 １０４ アナログ可変利得乗算器 １０６ アナログ可変利得乗算器 １０８ アナログ可変利得乗算器 １２０ アナログ加算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 3/14 Ｈ０４Ｂ 3/14 (72)発明者 スリニバサン スレンドラン アメリカ合衆国オクラホマ州ノーマン，イ ー．ボイド 324，ナンバー ５
Claims (8)
- 【請求項１】 複数の直列接続されたアナログ周波数領
域フィルタ部を含む遅延回路にして、各前記フィルタ部
は前記フィルタ部の応答が前記フィルタ部の励起に関連
して変動する、前記遅延回路、 制御入力を有する複数のアナログ乗算器にして、前記乗
算器が前記遅延回路の選択されたタップ位置に接続さ
れ、前記乗算器の出力が前記乗算器の前記制御入力に受
信されたタップ重み信号に関連して決定された前記タッ
プ位置における信号の振幅の倍数である振幅を有する信
号である、前記複数のアナログ乗算器、及び前記乗算器
の出力を加算するために前記乗算器に接続されたアナロ
グ加算手段を含む適応アナログ汎用化トランスバーサル
等化器。 - 【請求項２】 請求項１において、前記周波数領域フィ
ルタ部が全域通過フィルタである、適応アナログ汎用化
トランスバーサル等化器。 - 【請求項３】 請求項１において、前記周波数領域フィ
ルタ部が低域通過フィルタである、適応アナログ汎用化
トランスバーサル等化器。 - 【請求項４】 請求項１において、前記周波数領域フィ
ルタ区分が通過帯域において周波数ブーストを伴う低域
通過フィルタである、適応アナログ汎用化トランスバー
サル等化器。 - 【請求項５】 ディスク装置ＰＲＭＬ読出しチャンネル
用アナログトランスバーサル等化器であって、 複数の直列接続されたアナログ周波数領域フィルタを含
みかつそれぞれフィルタ出力を供給する複数のタップ位
置を有する遅延回路、 制御入力を有する複数のアナログ乗算器にして、各前記
アナログ乗算器が対応するタップ位置に接続され、かつ
前記乗算器の前記制御入力に供給される信号を前記フィ
ルタ出力に乗算することによって乗算された出力を供給
する、前記複数のアナログ乗算器、 前記アナログ乗算器からの前記乗算された出力を加算す
るために前記アナログ乗算器に応答するアナログ加算器
を含むアナログトランスバーサル等化器。 - 【請求項６】 請求項５において、前記周波数領域フィ
ルタが全域通過フィルタである、アナログトランスバー
サル等化器。 - 【請求項７】 請求項５において、前記周波数領域フィ
ルタが低域通過フィルタである、アナログトランスバー
サル等化器。 - 【請求項８】 請求項５において、前記周波数領域フィ
ルタが通過帯域において周波数ブーストを伴う低域通過
フィルタである、アナログトランスバーサル等化器。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/536,008 US5682125A (en) | 1994-09-21 | 1995-09-29 | Adaptive analog transversal equalizer |
| US536008 | 1995-09-29 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=24136725
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25974096A Expired - Fee Related JP3720484B2 (ja) | 1995-09-29 | 1996-09-30 | トランスバーサル等化器および入力信号等化方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5682125A (ja) |
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| KR (1) | KR100445391B1 (ja) |
| DE (1) | DE69622489T2 (ja) |
| SG (1) | SG104909A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008219078A (ja) * | 2007-02-28 | 2008-09-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 等化回路および歪軽減方法 |
| US7460627B2 (en) | 2003-10-31 | 2008-12-02 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Data reproduction device |
| JP2009027296A (ja) * | 2007-07-18 | 2009-02-05 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電気分散補償等化回路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990061966A (ko) * | 1997-12-31 | 1999-07-26 | 윤종용 | 부분응답최우계열추정을 위한 비선형 부채널등화기 |
| JP2932380B1 (ja) * | 1998-01-30 | 1999-08-09 | 日本電気エンジニアリング株式会社 | 干渉波検出回路 |
| EP0961269A1 (en) * | 1998-04-29 | 1999-12-01 | STMicroelectronics S.r.l. | Read channel equalization with enhanced signal to noise ratio |
| US6216148B1 (en) | 1998-11-12 | 2001-04-10 | Quantum Corporation | Adaptive analog equalizer for partial response channels |
| US6687066B1 (en) * | 1999-02-22 | 2004-02-03 | Seagate Technology Llc | Partitioning disc drive read/write electronics to improve data transfer performance |
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| US7002940B2 (en) * | 2004-03-12 | 2006-02-21 | Freescale Semiconductor, Inc. | Multiple-stage filtering device and method |
| JP6226945B2 (ja) * | 2015-12-11 | 2017-11-08 | アンリツ株式会社 | マルチバンドイコライザ、それを用いた誤り率測定システム、誤り率測定装置、及び経路選択方法 |
| US9654310B1 (en) * | 2016-11-19 | 2017-05-16 | Nxp Usa, Inc. | Analog delay cell and tapped delay line comprising the analog delay cell |
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| US4799112A (en) * | 1987-02-19 | 1989-01-17 | Magnetic Peripherals Inc. | Method and apparatus for recording data |
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-
1995
- 1995-09-29 US US08/536,008 patent/US5682125A/en not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-09-25 KR KR1019960042377A patent/KR100445391B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1996-09-26 DE DE69622489T patent/DE69622489T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-09-26 EP EP96307037A patent/EP0766390B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-09-28 SG SG9610721A patent/SG104909A1/en unknown
- 1996-09-30 JP JP25974096A patent/JP3720484B2/ja not_active Expired - Fee Related
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