JPH0620172Y2

JPH0620172Y2 - 電熱装置用交流電力制御装置

Info

Publication number: JPH0620172Y2
Application number: JP1986139438U
Authority: JP
Inventors: 宏白江; 信一白江
Original assignee: 白光電気株式会社
Priority date: 1985-09-13
Filing date: 1986-09-12
Publication date: 1994-05-25
Anticipated expiration: 2001-09-12
Also published as: JPS6253709U

Description

【考案の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この考案は、交流電源の電圧ゼロクロス点で電流のスイ
ッチングを行うことにより電熱装置への供給電力を調節
する交流電力制御装置に関する。

〔従来の技術〕

電気炉等の電熱応用分野では、温度制御が必要となる
が、特に最近では製品の品質管理や歩留りを向上させる
ため高精度の温度制御が要求されている。抵抗発熱体や
赤外線ランプを発熱体とする電気炉では、殆どの装置が
サイリスタやトライアック等の制御整流素子を使用した
交流電力制御を採用している。このようなサイリスタを
使用した従来の技術での交流電力制御では、点弧位相角
を調整することによる電力制御が広く実施されている。

このような点弧位相角調整による交流電力制御が多用さ
れるようになると、交流電源系の波形歪や等価的な力率
の悪化が問題となる。このような問題を解決するため、
電源電圧のゼロクロス点でスイッチングを行うサイクル
制御装置（またはゼロクロス制御装置）が採用されるよ
うになった。このサイクル制御装置は、適当な時間幅、
例えば100サイクル時間を１時間周期としてこの周期内
のオン時間とオフ時間との比率を適宜可変させて交流電
力制御を行うものである（第２図）。このようなサイク
ル制御装置には下記のような難点があるため、その利点
が認識されているにもかかわらず、点弧位相制御によっ
て代わるに至っていない。

(i)出力精度を１％とするためには、50Hzで100サイクル
（60Hzでは120サイクル）に相当する２秒の制御周期が
必要となる。制御出力の実効電圧・電流・電力等の検出
に当たり、２秒サイクルのリップルを除去する必要があ
る。その結果、検出精度を向上させることが困難とな
り、検出の遅れも大きくなる。

（ii）１制御周期内で制御量を変える必要が生じても、
実際の出力変更は次の制御周期で制御されるにすぎず、
入力変化に対する出力変化のむだ時間が大きくなる。

（iii）上述の諸難点を除去するため、制御周期を短縮
すると、出力精度が低下し、所望の温度精度が得られな
くなる。

〔考案の課題〕

この考案の課題は、従来の技術によるサイクル制御装置
の諸難点を解決した、つまり高い出力精度を保ち、必要
な出力変化に短時間で応答し、しかも出力の実効電圧・
電流・電力を高い精度で検出できるようにした新規の電
熱装置用交流電力制御装置を提供することにある。

〔課題を解決する手段〕

上記の課題は、この考案により、電熱装置１０６内の温
度検出器１１４および電源導線に設けた電流検出器１１
２のそれぞれの検出信号と温度プログラム設定器１３０
の温度制御信号とに応じて所望電力Ｅ₂を発生するため
制御入力信号ｅを出力する温度制御回路１１０と、前記
制御入力信号ｅに基づき逆並列に接続されたサイリスタ
１０４を点弧するゲート信号を発生する制御回路１００
とを備え、交流電源Ｅ₁から前記サイリスタ１０４を経
由して電熱装置１０６の発熱体１０８に所望電力Ｅ₂を
供給する電熱装置用交流電力制御装置にあって、交流電源の電圧零点毎に一つのサイクルパルスＣＰを発
生する手段と、前記サイクルパルスＣＰを制御周期Ｔまで繰り返して連
続的に計数する第一循環計数器３２４と、前記制御周期Ｔとは異なるサンプル周期Ｓ_sで繰り返し
計数する第二循環計数器３２０と、温度制御回路１１０からの出力信号ｅを目標出力比率ｙ
に変換する出力演算回路３１２と、前記出力演算回路の出力信号ｙを前記第二循環計数器３
２０の出力パルスＨ_sの発生時点で保持し、目標出力比
率に相当するデジタル出力Ｙに変換する入力保持・Ａ／
Ｄ変換器３１４と、各種目標出力比率に対応する通電期間と非通電期間の出
力パターンを保存し、第一循環計数器の計数値ｔ_cと共
に連続したデジタル値の出力値Ｙとして読み出せる記憶
器３２８と、を制御回路１００に設け、前記記憶器３２８の出力値Ｙを第一循環計数器の最大計
数値と第二循環計数器の最大計数値のうちの小さい値に
相当するサイクル数まで連続して読み出せ、前記目標出力比率が交流電源の連続するサイクル中の通
電期間に相当するサイクル数と全サイクル数の比によ
り、電源の全出力時を100％として指定され、０％〜100
％の全出力範囲の間で所定値づつ漸増する離散的な値を
示すと共に、制御周期Ｔ内で通電期間のサイクルと非通
電期間のサイクルが均等に配分されている交流電力制御
装置によって解決されている。

〔作用〕

この考案の主要点は以下の二つの点にある。

(1)所望制御出力の変化に対する実際の出力の精度を向
上させるため、必要に応じて制御周期Ｔを長くとること
ができる。具体的には、制御周期Ｔは、Ｔ＝Ｔ_u×Ｎで表せる。ここに、Ｔは電源波形の１サイクル時間であ
り、Ｎは100％出力に対応する出力サイクル数である。
この場合、Ｎは、以上にとる必要がある。例えば50Hzで所望出力精度が0.
2％であれば、 ∴Ｔ＝20ms×500＝10sec の制御周期が必要である。

(2)上の式に応じて入力信号に対応する出力をＭサイク
ルとした時（０≦Ｍ≦Ｎ），１サイクルを最小単位とし
て制御周期（Ｔ）内に均等に配分する（第１図）。

このような制御によって、出力信号変換装置としての分
解精度を充分に高めることができる。

第１図の制御信号波形から明らかなように、この考案の
装置によれば、以下のような特徴が得られる。

(1)出力オン状態の波形は制御周期内にほぼ均等に分布
しているので、出力電圧が最大電力の1/10〜9/10の時に
は、実際の電力のオン・オフ周期が10サイクル以内とな
り、通常は１〜５サイクル程度の周期でオン・オフ制御
される。

(2)負荷の電圧・電流・電力等の検出も10サイクル程度
（約0.2秒）の遅れで実施できるので、電熱制御用とし
て充分な精度が得られる（このサイクル10の場合は、従
来の位相制御の場合に比べて応答遅れが10倍となるが、
周期２秒のゼロクロス制御の場合に比べて1/10にな
る）。

(3)制御期間内であっても、(1)のように最大５サイクル
時間程度を経過すれば、ほぼ完全に新たな入力信号に対
応する出力状態への移行が完了しているので、入力変化
に対する追従性が向上する。従って、入力信号の変化に
応答する周期が10サイクル以下でよければ、１制御周期
内で10サイクル程度のサンプリング周期を設定し、サン
プリング周期毎に入力信号に対応する出力を発生するこ
とができ、全体から見れば入力信号を平均した値に対応
するサイクル数の出力を発生することができる。

〔実施例〕

以下、添付図面に基づきこの考案をより詳しく説明す
る。

第２図は、従来のゼロクロス制御により電力のサイクル
制御を行う場合の交流出力波形である。横軸を制御周期
Ｔ（ここでは、Ｔ＝10）として、この周期内の出力サイ
クル数に応じて出力０％から100％までの平均出力が得
られることを示したもので、各波形は制御周期内で出力
波形を平均した平均電力を与える。この電力制御では連
続するオン時間とこれに続くオフ時間によって制御周期
を２分しているため前述のような難点が指摘される。

第１図はこの考案による制御装置で得られる出力波形を
示し、前述の制御周期Ｔと同じ周期で示してある。第１
図の出力０％と100％の場合では、第２図と同様である
が、出力20％以上の場合になると明確な相違が生じる。
即ち、出力20％では制御周期の初めに１サイクルの出力
が出力され、次いで制御周期の中程で次の１サイクルの
出力が出力された後、４サイクルの間出力が休止する出
力波形パターンとなる。60％以上の場合では、対応する
オンサイクルの数を１制御周期内にできる限り均等な頻
度に配分して分割出力している。前述のように、電熱用
の出力制御では、このような出力オン時間の微細な差異
が問題になることはなく、通常は50％以上の出力状態で
制御することを考慮すれば、この考案による制御装置に
より極めて合理的な制御を実施できる。このような制御
状態は以下に述べる具体的な制御系によって達成でき
る。

第３図は電熱装置に供給する交流電力を制御するこの考
案の基礎となる制御装置のブロック図を示す。右上の制
御回路１００の出力Ｚは逆並列に接続されたサイリスタ
１０４を点弧するために使用するゲート信号を発生させ
るゲート信号発生回路１０２に導入される。このゲート
信号発生回路１０２は同期信号として交流電源の波形も
取り入れて逆並列に接続されたサイリスタ１０４のゲー
トを制御する。サイリスタ１０４は交流電源から電熱装
置である電気炉１０６に供給される電力を制御する。こ
の電気炉１０６は抵抗発熱体または赤外線ランプ等の発
熱体１０８を有し、炉内温度を上昇させる。

第３図で一点鎖線で囲まれたブロック１１０は制御回路
１００に対する入力信号を決定する温度制御回路であ
る。この温度制御回路１００は電源線に設置された負荷
電流検出用の変流器（ＣＴ）１１２の電流検出信号ｉと
炉内温度検出用の熱電対１１４の温度検出信号θとを基
に以下のような信号処理により制御回路１００に対する
入力信号ｅを形成する。

変流器１１２で検出された電流検出信号ｉは実効値検出
回路１１６，フィルタ１１８を経由した後、信号ａとし
て出力される。減算器１２２でこの信号ａと負荷電流上
限値設定器１２０の出力の差が形成される。この差出力
から極性選択回路１２４で減算器１２２の出力の負の値
のみが選択され、係数Ｋの掛算器１２６を経て信号ｂと
して加算器１２８に導入される。

熱電対１１４で検出された温度検出信号θは、一方で温
度プログラム設定器１３０に接続されている温度制御用
のＰＩＤ調節計１３２に導入される。このＰＩＤ調節計
１３２の出力ｃは出力上限設定器１３４の設定（α％）
を受けて、α／100を係数とする掛算器１３６に導入さ
れる。掛算器１３６の出力ｄは加算器１２８で前述の信
号ｂと加算され、所望発熱電力を与えるため制御回路１
００の入力信号ｅを形成する。

温度制御回路１１０によって形成された入力信号ｅに基
づき制御される制御回路１００はその時点で電気炉１０
６にとって最適の交流入力電力が得られるように逆並列
に接続されたサイリスタ１０４を制御する。この場合、
出力は第１図に示したような出力波形となる。即ち、オ
ン出力サイクルは制御周期Ｔ内にほぼ均等に分布し、負
荷状態の変化や電源変動に応じて適宜新規の出力状態に
移行できる制御が可能になる。

第４図はこの考案の基礎となる交流電力制御装置の要部
である制御回路１００に相当するブロック回路図を示
す。出力演算回路２０２では、端子に入力される制御入
力信号ｘから対応する出力信号ｙが得られる。この出力
演算回路２０２は入力０％〜100％に対して出力０％〜1
00％の関係を与える演算器である。出力演算回路２０２
の出力信号ｙは一点鎖線で示す電圧・周波数変換器２０
３の入力信号になる。電圧・周波数変換器２０３は０％
〜100％の入力を０〜50（60）Hzの周波数信号に変換す
るものであり、この変換を実現するため種々の周知回路
構成を採用できる。例えば、積分器２０８，電圧比較器
２０９および基準電圧２１０を第４図のように接続して
構成できる。積分器２０８は入力信号ｙを時間積分す
る。電圧比較器２０９は積分器２０８の出力信号を基準
電圧２１０と比較し、積分器２０８の出力が基準電圧に
一致するかそれ以上の時に出力ＦＰをオン（真）にす
る。この出力は積分器２０８に帰還されて、積分器２０
８の積分値をリセットする。従って、出力ＦＰが幅の短
いパルスとなる。なお、基準電圧２１０は入力信号ｙが
100％の際に１サイクル時間（１／50sec）経過後の積分
器２０８の出力と一致するように設定されている。

電圧・周波数変換器２０３の出力信号ＦＰはフリップフ
ロップ２０４の出力信号Ａをオン（真）にセットする。
フリップフロップ２０４の出力信号ＡはＡＮＤ回路２０
５の一方の入力端に導入される。ＡＮＤ回路２０５の他
方の入力端には電源電圧のゼロクロス点に同期している
サイクルパルスＣＰが導入される。このサイクルパルス
ＣＰはサイクル開始点検出回路２０７によって形成され
る。ＡＮＤ回路２０５の出力はワンショットマルチバイ
ブレータ２０６の入力端に導入される。この場合、ワン
ショットマルチバイブレータ２０６の出力信号Ｚは入力
パルスが印加されてから１サイクル時間よりも短い所定
時間、例えば15msだけ高い状態を持続する。なお、ワン
ショットマルチバイブレータ２０６の出力信号Ｚはフリ
ップフロップ２０４のリセット入力端に導入され、出力
信号の立ち上がりエッジ信号によってフリップフロップ
２０４をリセットし、その出力信号Ａはオフ（偽）状態
になる。このような動作によって電圧・周波数変換器２
０３の出力信号ＦＰが一個出力される毎にサイクルパル
スＣＰに同期してパルス状の出力信号Ｚが一個つづ出力
される。

第５図では、電源の電圧波形Ｅ₁，制御回路１００の入
力信号Ｘ（第３図の信号ｅ）に対する電気炉の出力波形
Ｅ₂および第４図に示した制御回路要素の各部での信号
波形ＣＰ，ＦＰ，Ａ，Ｚが同じ時間軸に対して示してあ
る。

第６図は、第４図に相当するアナログ方式の制御回路１
００をデジタル方式で実現するこの考案による制御回路
１００の詳細ブロック回路図を示す。

この回路方式では、入力信号に対して所望出力波形のパ
ターンを予め記憶しておき、温度制御回路１１０で順次
決定された制御入力信号ｅに応じて上記所望出力波形の
パターンを選択して、電力を制御するものである。

入力端３１０に制御入力信号ｅが印加され、出力演算回
路３１２から対応する出力信号ｙが得られる。出力演算
回路３１２は第４図の出力演算回路２０２と同じように
入力０％〜100％に対する出力０％〜100％の関係を与え
る演算器である。出力演算回路３１２の出力信号ｙはア
ナログ入力保持・Ａ／Ｄ変換器３１４の第一入力端に導
入される。

サイクル開始点検出回路３１６は入力端３１８から電源
電圧の波形を受け取り、電源電圧波形の各サイクルのゼ
ロクロス点を検出してサイクルパルスＣＰを発生する。
このサイクルパルスＣＰは出力サンプル決定回路３２０
の第一入力端に導入される。出力サンプル決定回路３２
０の第二入力端には図していないサンプル周期設定器
（図示せず）の出力端３２２から、例えば０〜15である
サンプル周期Ｓ_Sが入力する。

周期内カウンタ（計数値ｔ_c）３２４はサイクル開始点
検出回路３１６の出力信号であるサイクルパルスＣＰを
受け取り、周期設定回路３２６で設定されている周期Ｔ
に応じた制御周期内の経過時間を表す出力信号ｔ_cを発
生する。ここで、周期設定回路３２６は制御周期Ｔの幅
を決定する設定器であり、１制御周期内のサイクル数の
設定を行う。周期内カウンタ３２４の出力ｔ_cは制御周
期内の経過時間を表すもので、出力サンプル決定回路３
２０の第三入力端に導入される。出力サンプル決定回路
３２０の出力パルスＨ_sはアナログ入力保持・Ａ／Ｄ変
換回路３１４の第二入力端に導入される。

出力サンプル決定回路３２０は入力信号に応答して常時
変化している出力信号を適当な時間毎に固定化する周期
を決定する回路である。出力サンプル決定回路３２０は
サイクルパルスＣＰを計数し、０〜Ｓ_sを周期的に循環
するリングカウンタ（Ｓ_c）を保有しており、更に、(a)
Ｓ_s＝０の時にｔ_c＝０であること、並びに(b)Ｓ_s≠０の
時にｔ_c＝０あるいはＳ_c＝０であることを判別して出力
パルスＨ_s（＝１）を発生する論理回路を保有する。

アナログ入力保持・Ａ／Ｄ変換回路３１４の出力信号Ｙ
は出力分散パターン決定回路３２８の縦軸入力端に導入
される。他方、出力分散パターン決定回路３２８の横軸
入力端には、周期内カウンタ３２４の出力信号ｔ_cが導
入される。それ故、出力分散パターン決定回路３２８は
縦軸入力Ｙと横軸入力ｔ_cとによって決定される出力信
号Ｚを発生する。この出力信号Ｚは１がオンに、０がオ
フに対応する。この考案による出力分散パターン決定回
路３２８は、例えば256ビット、横256ビット、つまり
（256×256＝65536ビット＝８Ｋバイト）に記憶器と、
この記憶器の縦軸および横軸の入力信号に対応する出力
信号Ｚを取り出す回路とで構成されている。しかし、こ
の記憶容量・配列等は単なる例示であり、他の構成を取
り得ることは言うまでもない。

第７図には、第６図の制御回路を使用し、制御周期Ｔ＝
15，サンプル周期Ｓ_s＝３の場合に付いて各構成要素で
の信号を同一時間軸に対して図示してある。通常制御精
度を高めるためにＴを長くするが、温度および電源電流
の検出信号から求める所望制御入力信号をサンプリング
する時間を短くするためにサンプル周期設定器３２２が
使用される。

【図面の簡単な説明】

第１図、この考案による制御装置で得られる出力波形の
線図、第２図、従来の技術によるサイクル制御で得られる出力
波形の線図、第３図、この考案の基礎とする制御装置の基本構成を示
すブロック図、第４図、第３図の制御回路の詳細なブロック回路図、第５図、第３図の装置の各構成要素で得られる信号波形
図、第６図、この考案による交流電力制御装置の第３図の制
御回路に相当する部分の詳細なブロック回路図、第７図、第６図の制御装置の各構成要素で得られる信号
波形図。図中参照符号：１００…制御回路１０２…ゲート信号発生回路１０４…逆並列接続されたサイリスタ１０６…電気炉１１０…温度制御回路１１２…電流変成器１１４…熱電対１２０…上限設定器１２４…極性選択回路１２６…乗算器１３０…温度プログラム設定器１３２…ＰＩＤ制御回路１３４…出力上限設定器２０２，３１２…出力演算回路２０３…電圧・周波数変換器２０９…電圧比較器３１４…入力保持・Ａ／Ｄ変換器３１６…サイクル開始点検出回路３２０…出力サンプル決定回路３２４…周期内カウンタ３２６…周期設定器３２８…出力分散パターン決定回路

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】電熱装置（１０６）内の温度検出器（１１
４）および電源導線に設けた電流検出器（１１２）のそ
れぞれの検出信号と温度プログラム設定器（１３０）の
温度制御信号とに応じて所望電力（Ｅ₂）を発生するた
め制御入力信号（ｅ）を出力する温度制御回路（１１
０）と、前記制御入力信号（ｅ）に基づき逆並列に接続
されたサイリスタ（１０４）を点弧するゲート信号を発
生する制御回路（１００）とを備え、交流電源（Ｅ₁）
から前記サイリスタ（１０４）を経由して電熱装置（１
０６）の発熱体（１０８）に所望電力（Ｅ₂）を供給す
る電熱装置用交流電力制御装置において、交流電源の電圧零点毎に一つのサイクルパルス（ＣＰ）
を発生する手段と、前記サイクルパルス（ＣＰ）を制御周期（Ｔ）まで繰り
返して連続的に計数する第一循環計数器（３２４）と、前記制御周期（Ｔ）とは異なるサンプル周期（Ｓ_s）で
繰り返し計数する第二循環計数器（３２０）と、温度制御回路（１１０）からの出力信号（ｅ）を目標出
力比率（ｙ）に変換する出力演算回路（３１２）と、前記記出力演算回路の出力信号（ｙ）を前記第二循環計
数器（３２０）の出力パルス（Ｈ_s）の発生時点で保持
し、目標出力比率に相当するデジタル出力（Ｙ）に変換
する入力保持・Ａ／Ｄ変換器（３１４）と、各種目標出力比率に対応する通電期間と非通電期間の出
力パターンを保存し、第一循環計数器の計数値（ｔ_c）
と共に連続したデジタル値の出力値（Ｙ）として読み出
せる記憶器（３２８）と、を制御回路（１００）に設け、前記記憶器（３２８）の出力値（Ｙ）が第二循環計数器
の最大計数値の周期で目標出力のパターンに切り換えら
れ、第一循環計数器の最大計数値まで連続して読み出
せ、前記目標出力比率が交流電源の連続するサイクル中の通
電期間に相当するサイクル数と全サイクル数の比によ
り、電源の全出力時を100％として指定され、出力が０
％〜100％の全範囲の間で所定値づつ漸増する離散的な
値を示すと共に、制御周期（Ｔ）内で通電期間のサイク
ルと非通電期間のサイクルが均等に配分されていること
を特徴とする交流電力制御装置。