JPH061978B2 - 擬似共振を用いるｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
擬似共振を用いるｄｃ／ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH061978B2 JPH061978B2 JP1044977A JP4497789A JPH061978B2 JP H061978 B2 JPH061978 B2 JP H061978B2 JP 1044977 A JP1044977 A JP 1044977A JP 4497789 A JP4497789 A JP 4497789A JP H061978 B2 JPH061978 B2 JP H061978B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- switching means
- winding
- converter
- circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に進行波管増
幅器（ＴＷＴＡ）用の電子電力調節器（ＥＰＣ）で用い
られる如きコンバータに関する。本発明は高周波数ＤＣ
／ＤＣコンバータにも有用である。
幅器（ＴＷＴＡ）用の電子電力調節器（ＥＰＣ）で用い
られる如きコンバータに関する。本発明は高周波数ＤＣ
／ＤＣコンバータにも有用である。
従来の技術とその問題点 かかるコンバータは、トランスと、前記トランスの１次
巻線に直列の周期的スイッチング手段と、ＤＣ電源に並
列に接続された入力キャパシタと、負荷に並列に接続さ
れた出力キャパシタとからなる。
巻線に直列の周期的スイッチング手段と、ＤＣ電源に並
列に接続された入力キャパシタと、負荷に並列に接続さ
れた出力キャパシタとからなる。
かかるコンバータの設計の際生じる問題の１つに、スイ
ッチの高いブレーキング電圧及びスイッチング手段のス
イッチング中の寄生電圧によるものである。
ッチの高いブレーキング電圧及びスイッチング手段のス
イッチング中の寄生電圧によるものである。
また、巻線の寄生リアクタンスにより、特に高周波動作
時に擾乱が発生する。
時に擾乱が発生する。
1982年１０月９日のヨーロッパ特許は、整流サイクル内
に電流の打消し時間の生成，同期化及び挿入を行なう数
個の制御電子回路を用いて、整流時にスイッチを流れる
電流が打消されてＤＣ／ＤＣコンバータを開示する。こ
れには複雑で取扱いの面倒な電子回路を用いなければな
らないという欠点がある。
に電流の打消し時間の生成，同期化及び挿入を行なう数
個の制御電子回路を用いて、整流時にスイッチを流れる
電流が打消されてＤＣ／ＤＣコンバータを開示する。こ
れには複雑で取扱いの面倒な電子回路を用いなければな
らないという欠点がある。
Ｐ．ビンシァレリの米国特許4415959は、スイッチング
強度がゼロのＤＣ／ＤＣコンバータを開示する。このコ
ンバータは、出力キャパシタとともに疑似共振回路を構
成する漏れインダクタンスを有するトランスを用いる。
これにより周期的スイッチング手段のブレーキング強度
を打消すことができる。しかしこの従来のＤＣ／ＤＣコ
ンバータの出力には大きなリップル電圧が含まれる。
強度がゼロのＤＣ／ＤＣコンバータを開示する。このコ
ンバータは、出力キャパシタとともに疑似共振回路を構
成する漏れインダクタンスを有するトランスを用いる。
これにより周期的スイッチング手段のブレーキング強度
を打消すことができる。しかしこの従来のＤＣ／ＤＣコ
ンバータの出力には大きなリップル電圧が含まれる。
本発明の目的は、前記の欠点を示さない進行波管増幅器
（ＴＷＴＡ）用電子電力調節器（ＥＰＣ）等のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータを提供するにある。
（ＴＷＴＡ）用電子電力調節器（ＥＰＣ）等のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータを提供するにある。
問題点を解決するための手段 本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、入力キ
ャパシタ（Ｃin）の容量は出力キャパシタ（Ｃｏ）の容
量より大幅に小さくされ、入力キャパシタ（Ｃin）及び
前記トランスの２次インダクタンス（Ｌｓ，Ｌｌ）全体
が定める回路の共振周期は、前記周期的スイッチング手
段（Ｓ，Ｓ１，Ｓ２）の動作周期より短くされ、前記ト
ランスの１次巻線の全寄生容量及び前記トランスの磁化
インダクタンスが定める共振周期は、前記周期的スイッ
チング手段の動作周期より短くされる。
ャパシタ（Ｃin）の容量は出力キャパシタ（Ｃｏ）の容
量より大幅に小さくされ、入力キャパシタ（Ｃin）及び
前記トランスの２次インダクタンス（Ｌｓ，Ｌｌ）全体
が定める回路の共振周期は、前記周期的スイッチング手
段（Ｓ，Ｓ１，Ｓ２）の動作周期より短くされ、前記ト
ランスの１次巻線の全寄生容量及び前記トランスの磁化
インダクタンスが定める共振周期は、前記周期的スイッ
チング手段の動作周期より短くされる。
本発明の別の特徴によれば同調キャパシタが前記スイッ
チング手段に並列に接続される。
チング手段に並列に接続される。
本発明の一例としては、前記トランスが中点接続を有す
る１次巻線からなり、前記周期的スイッチング手段は、
前記１次巻線の一端にそれぞれ直列に接続される２つの
スイッチから構成されてなるプッシュプルＤＣ／ＤＣコ
ンバータがある。この場合前記全寄生容量は、一方の巻
線半体と付随するスイッチとの全寄生容量となる。
る１次巻線からなり、前記周期的スイッチング手段は、
前記１次巻線の一端にそれぞれ直列に接続される２つの
スイッチから構成されてなるプッシュプルＤＣ／ＤＣコ
ンバータがある。この場合前記全寄生容量は、一方の巻
線半体と付随するスイッチとの全寄生容量となる。
実施例 第１図を参照するに、１次巻線２１からなるＤＣ／ＤＣ
コンバータには、端子１０及び１１に印加される定常Ｄ
Ｃ電圧Ｖinが供給される。トランス２０の１次回路は、
直列入力インダクタンスＬin及び並列入力キャパシタン
スＣinからなる。このコンバータの２次回路は直列イン
ダクタンスＬｌ及び出力並列キャパシタンスＣｏからな
り、２次電流はダイオードＤにより整流されて、出力端
子１２と１３との間に接続された抵抗Ｒｏで表わされる
負荷が印加される。１次回路にはスイッチング手段Ｓ
が、１次回線２１と直列に接続される。このスイッチン
グ手段は、制御回路１４により制御される、例えば電界
効果トランジスタ等の周期的スイッチング手段である。
磁化インダクタンスＬｍ及び浮遊又は寄生容量Ｃｓの全
体は破線で示されている。
コンバータには、端子１０及び１１に印加される定常Ｄ
Ｃ電圧Ｖinが供給される。トランス２０の１次回路は、
直列入力インダクタンスＬin及び並列入力キャパシタン
スＣinからなる。このコンバータの２次回路は直列イン
ダクタンスＬｌ及び出力並列キャパシタンスＣｏからな
り、２次電流はダイオードＤにより整流されて、出力端
子１２と１３との間に接続された抵抗Ｒｏで表わされる
負荷が印加される。１次回路にはスイッチング手段Ｓ
が、１次回線２１と直列に接続される。このスイッチン
グ手段は、制御回路１４により制御される、例えば電界
効果トランジスタ等の周期的スイッチング手段である。
磁化インダクタンスＬｍ及び浮遊又は寄生容量Ｃｓの全
体は破線で示されている。
本発明によれば、入力インダクタンスＬinと入力容量Ｃ
inとの値は、それぞれ２次回路のインダクタンス全体、
つまりトランスのインダクタンス及び直列インダクタン
スＬｌの和と、出力キャパシタＣｏの値より大幅に小さ
い。
inとの値は、それぞれ２次回路のインダクタンス全体、
つまりトランスのインダクタンス及び直列インダクタン
スＬｌの和と、出力キャパシタＣｏの値より大幅に小さ
い。
入力キャパシタＣｉｎと、トランスの漏れインダクタン
ス及び存在する場合には直列出力インダクタンスＬｌか
らなる直列出力インダクタンスとは、Ｔ＝π√Ｌｓ・Ｃ
inなる周期を有する共振回路を形成する。
ス及び存在する場合には直列出力インダクタンスＬｌか
らなる直列出力インダクタンスとは、Ｔ＝π√Ｌｓ・Ｃ
inなる周期を有する共振回路を形成する。
本発明によればこの周期Ｔは、周期的スイッチング手段
Ｓの動作周期つまりブレーキング周期より短くされる。
その結果、第２ｂ図に示されるスイッチＳでの電流Ｉｓ
は、正弦半波波形を有する。第２ａ図の曲線は、Ｎをト
ランス２０の公称変圧比として値ＮＶｏ＋ｄＶからＮＶ
ｏ−ｄＶまで低下する、入力キャパシタＣin両端の電圧
差を示す。
Ｓの動作周期つまりブレーキング周期より短くされる。
その結果、第２ｂ図に示されるスイッチＳでの電流Ｉｓ
は、正弦半波波形を有する。第２ａ図の曲線は、Ｎをト
ランス２０の公称変圧比として値ＮＶｏ＋ｄＶからＮＶ
ｏ−ｄＶまで低下する、入力キャパシタＣin両端の電圧
差を示す。
第２ｃ図の曲線はスイッチＳ両端の電圧差を示す。本発
明によれば、磁化インダクタンスＬｍ及び全浮遊又は寄
生容量Ｃｓからなる回路の共振周期も、周期的スイッチ
ング手段の動作周期より短い。その結果スイッチＳ両端
の電圧差は正弦半波２３の形状となる。この電圧差はス
イッチＳが改めて閉成する前にゼロとなる。その結果寄
生要素Ｌｍ及びＣｓでの損失はない。
明によれば、磁化インダクタンスＬｍ及び全浮遊又は寄
生容量Ｃｓからなる回路の共振周期も、周期的スイッチ
ング手段の動作周期より短い。その結果スイッチＳ両端
の電圧差は正弦半波２３の形状となる。この電圧差はス
イッチＳが改めて閉成する前にゼロとなる。その結果寄
生要素Ｌｍ及びＣｓでの損失はない。
全１次電流Ｉｐを得るには磁化インダクタンスＬｍを流
れている磁化電流Ｉｍを１次巻線２１の電流Ｉｓに加え
なければならない。これは、正弦半波２２後に電流Ｉｓ
がゼロとなる磁化電流Ｉｍが残るということを意味す
る。実際には磁化電流は微弱であるから、スイッチＳの
ブレーキングによるスイッチング損失は、微弱である。
れている磁化電流Ｉｍを１次巻線２１の電流Ｉｓに加え
なければならない。これは、正弦半波２２後に電流Ｉｓ
がゼロとなる磁化電流Ｉｍが残るということを意味す
る。実際には磁化電流は微弱であるから、スイッチＳの
ブレーキングによるスイッチング損失は、微弱である。
第５ａ図は、第１図の寄生又は浮遊容量Ｃｓを詳細に示
す図である。実際には本発明によれば、疑似共振は、全
ての寄生容量、つまりスイッチＳを構成するパワーＦＥ
Ｔのドレイン−ソース容量Ｃdsと、巻線浮遊容量Ｃ
ｗと、物理的な基板レイアウトによる他の容量Ｃｂに関
係する。これらの寄生容量の全ては、合わせて第５ｂ図
中ＦＥＴの両端にまたがって接続される等価総容量Ｃｓ
として表わされる。必要ならば第５ｂ図に示される如く
この総容量を同調キャパシタＣｔの容量と組み合わせる
ことができる。
す図である。実際には本発明によれば、疑似共振は、全
ての寄生容量、つまりスイッチＳを構成するパワーＦＥ
Ｔのドレイン−ソース容量Ｃdsと、巻線浮遊容量Ｃ
ｗと、物理的な基板レイアウトによる他の容量Ｃｂに関
係する。これらの寄生容量の全ては、合わせて第５ｂ図
中ＦＥＴの両端にまたがって接続される等価総容量Ｃｓ
として表わされる。必要ならば第５ｂ図に示される如く
この総容量を同調キャパシタＣｔの容量と組み合わせる
ことができる。
第３図は、プッシュプルＤＣ／ＤＣコンバータに適用さ
れた本発明の別の実施例を示す。この実施例では、第１
図の構成要素と等価な構成要素は同一の参照番号で示さ
れている。プッシュプルコンバータは、中点接続３１を
有する１次巻線からなるトランス３０を用いる。周期的
スイッチング手段は、各々がトランス３０の１次巻線の
一端に直列に接続される２つのスイッチＳ１及びＳ２か
らなる。２次回路は、アノードが２次巻線の一端に接続
される２つのダイオードＤ１及びＤ２からなる全波整流
器からなる。ダイオードＤ１及びＤ２のカソードは正の
端子１２に接続される。負の端子１３は２次巻線の中点
接続３２に接続される。
れた本発明の別の実施例を示す。この実施例では、第１
図の構成要素と等価な構成要素は同一の参照番号で示さ
れている。プッシュプルコンバータは、中点接続３１を
有する１次巻線からなるトランス３０を用いる。周期的
スイッチング手段は、各々がトランス３０の１次巻線の
一端に直列に接続される２つのスイッチＳ１及びＳ２か
らなる。２次回路は、アノードが２次巻線の一端に接続
される２つのダイオードＤ１及びＤ２からなる全波整流
器からなる。ダイオードＤ１及びＤ２のカソードは正の
端子１２に接続される。負の端子１３は２次巻線の中点
接続３２に接続される。
この場合寄生リアクタンスの疑似共振は、１次巻線の各
巻線半体に対して起こる。
巻線半体に対して起こる。
第３ａ図乃至第３ｅ図はそれぞれ、入力キャパシタＣin
両端の電圧差、１次巻線の第１の巻線半体での電流
Ｉs1、１次巻線の第２の巻線半体での電流Ｉs2、第１の
巻線半体両端の電位差、及び第２の巻線半体両端の電位
差を示す。
両端の電圧差、１次巻線の第１の巻線半体での電流
Ｉs1、１次巻線の第２の巻線半体での電流Ｉs2、第１の
巻線半体両端の電位差、及び第２の巻線半体両端の電位
差を示す。
スイッチＳ１とＳ２とは、対称に交番する仕方で動作す
る。（ＤＣ電源Ｖinによる入力キャパシタＣinの充電が
行なわれるよう）両方のスイッチが開成されている期間
３３及び３４中は、トランス３２の極性が、磁化インダ
クタンスＬｍに蓄えられたエネルギーにより逆転され
る。この電圧逆転は、磁化インダクタンスＬｍ及び浮遊
キャパシタンスＣｓの並列共振により制御される。
る。（ＤＣ電源Ｖinによる入力キャパシタＣinの充電が
行なわれるよう）両方のスイッチが開成されている期間
３３及び３４中は、トランス３２の極性が、磁化インダ
クタンスＬｍに蓄えられたエネルギーにより逆転され
る。この電圧逆転は、磁化インダクタンスＬｍ及び浮遊
キャパシタンスＣｓの並列共振により制御される。
第４図は、幾つかの、この場合では２つの、出力を有す
る本発明によるプッシュプルＤＣ／ＤＣコンバータの実
施例を示す。
る本発明によるプッシュプルＤＣ／ＤＣコンバータの実
施例を示す。
本発明の好ましい実施例における構成要素の値は次の通
りである。
りである。
Ｌin＝５０マイクロヘンリー Ｃin＝0.1マイクロファラッド Ｃｏ＝１マイクロファラッド 動作周波数は500kHzであり、出力電力は100Ｗである。
本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータは、効率が大幅に改
善されかつ重量が低減されるようにして寄生リアクタン
スによる損失がなくされるので宇宙船で使用される高周
波数コンバータとして特に有用である。
善されかつ重量が低減されるようにして寄生リアクタン
スによる損失がなくされるので宇宙船で使用される高周
波数コンバータとして特に有用である。
以上を要約するに、本発明によれば、特に高周波数で動
作し、あるいは進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）に給電を行
ない、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記
トランスの１次回路に直列に接続される周期的スイッチ
ング手段（Ｓ，Ｓ１，Ｓ２）と、該トランスの１次回路
に並列に接続される入力キャパシタ（Ｃin）と、前記ト
ランスの２次回路に並列に接続される出力キャパシタ
（Ｃｏ）とからなり、入力キャパシタ（Ｃin）の容量は
出力キャパシタ（Ｃｏ）の容量より大幅に小さくされ、
入力キャパシタ（Ｃin）及び前記トランスの２次インダ
クタンス（Ｌｓ，Ｌｌ）全体が定める回路の共振周期
は、前記周期的スイッチング手段（Ｓ，Ｓ１，Ｓ２）の
動作周期より短くされ、前記トランスの１次巻線の全寄
生容量（Ｃｓ）及びトランスの磁化インダクタンス（Ｌ
ｍ）が定める共振周期は、前記周期的スイッチング手段
の動作周期より短くされてなるＤＣ／ＤＣコンバータが
提供される。
作し、あるいは進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）に給電を行
ない、１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、前記
トランスの１次回路に直列に接続される周期的スイッチ
ング手段（Ｓ，Ｓ１，Ｓ２）と、該トランスの１次回路
に並列に接続される入力キャパシタ（Ｃin）と、前記ト
ランスの２次回路に並列に接続される出力キャパシタ
（Ｃｏ）とからなり、入力キャパシタ（Ｃin）の容量は
出力キャパシタ（Ｃｏ）の容量より大幅に小さくされ、
入力キャパシタ（Ｃin）及び前記トランスの２次インダ
クタンス（Ｌｓ，Ｌｌ）全体が定める回路の共振周期
は、前記周期的スイッチング手段（Ｓ，Ｓ１，Ｓ２）の
動作周期より短くされ、前記トランスの１次巻線の全寄
生容量（Ｃｓ）及びトランスの磁化インダクタンス（Ｌ
ｍ）が定める共振周期は、前記周期的スイッチング手段
の動作周期より短くされてなるＤＣ／ＤＣコンバータが
提供される。
第１図は本発明の第１実施例を示す回路図、第２図は第
１の回路図の特性曲線を示す図、第３図は本発明による
プッシュプルＤＣ／ＤＣコンバータの回路図とその特性
曲線を示す図、第４図は本発明によるプッシュプル多出
力ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図、第５ａ図及び第５ｂ
図は寄生又は浮遊容量に関する詳細な回路図である。 １０，１１，１２，１３…端子、１４…制御回路、２
０，３０…トランス、２１…１次巻線、３１，３２…中
点接続。
１の回路図の特性曲線を示す図、第３図は本発明による
プッシュプルＤＣ／ＤＣコンバータの回路図とその特性
曲線を示す図、第４図は本発明によるプッシュプル多出
力ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図、第５ａ図及び第５ｂ
図は寄生又は浮遊容量に関する詳細な回路図である。 １０，１１，１２，１３…端子、１４…制御回路、２
０，３０…トランス、２１…１次巻線、３１，３２…中
点接続。
Claims (4)
- 【請求項１】特に高周波数で動作し、あるいは進行波管
増幅器（ＴＷＴＡ）に給電をおこない、１次巻線及び２
次巻線を有するトランスと、該トランスの１次回路に直
列に接続される周期的スイッチング手段（Ｓ，Ｓ１，Ｓ
２）と、該トランスの１次回路に並列に接続される入力
キャパシタ（Ｃin）と、該トランスの２次回路に並列に
接続される出力キャパシタ（Ｃｏ）とからなり、入力キ
ャパシタ（Ｃin）の容量は出力キャパシタ（Ｃｏ）の容
量より大幅に小さくされ、入力キャパシタ（Ｃin）及び
該トンラスの２次インダクタンス（Ｌｓ，Ｌｌ）全体が
定める回路の共振周期は、該周期的スイッチング手段
（Ｓ，Ｓ１，Ｓ２）の動作周期より短くされ、該トラン
スの１次巻線の全寄生容量（Ｃｓ）及び該トランスの磁
化インダクタンス（Ｌｍ）が定める共振周期は、該周期
的スイッチング手段の動作周期より短くされてなるＤＣ
／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】該スイッチング手段に並列に接続される同
調キャパシタ（Ｃｔ）からなることを特徴とする請求項
１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】該トランスが中点接続を有する１次巻線か
らなり、該周期的スイッチング手段は、該１次巻線の一
端にそれぞれ直列に接続される２つのスイッチ（Ｓ１，
Ｓ２）から構成されてなるプッシュプルコンバータであ
って、該全寄生容量（Ｃｓ）は、一方の巻線半体と付随
するスイッチとの全寄生容量（Ｃｓ）であることを特徴
とする請求項１又は２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】該トランスは、それぞれ出力を行なう少な
くとも２つの別々の２次巻線からなることを特徴とする
請求項１乃至３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8802239 | 1988-02-24 | ||
| FR8802239A FR2627644B1 (fr) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | Convertisseur continu-continu, sans pertes de commutation, notamment pour alimentation continue haute frequence ou pour amplificateur a tube a ondes progressives |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0246166A JPH0246166A (ja) | 1990-02-15 |
| JPH061978B2 true JPH061978B2 (ja) | 1994-01-05 |
Family
ID=9363579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1044977A Expired - Lifetime JPH061978B2 (ja) | 1988-02-24 | 1989-02-23 | 擬似共振を用いるｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4959765A (ja) |
| JP (1) | JPH061978B2 (ja) |
| FR (1) | FR2627644B1 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0734652B2 (ja) * | 1989-10-14 | 1995-04-12 | 東光株式会社 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| FR2658674B1 (fr) * | 1990-02-20 | 1992-05-07 | Europ Agence Spatiale | Convertisseur continu-continu a commutation a tension nulle. |
| MX9200368A (es) * | 1991-01-29 | 1992-08-01 | Dawari Datubo Dan Harry | Sistema de conversion de potencia de alta densidad y alta frecuencia. |
| WO1992013385A1 (en) * | 1991-01-29 | 1992-08-06 | Dan Harry Dawari Datubo | High frequency, high density power conversion system |
| FR2672447B1 (fr) * | 1991-02-05 | 1995-06-16 | Europ Agence Spatiale | Convertisseur continu-continu, en particulier convertisseur push-pull a mosfets. |
| DE4120147A1 (de) * | 1991-06-19 | 1993-01-07 | Ant Nachrichtentech | Schaltregler |
| US5177675A (en) * | 1991-10-16 | 1993-01-05 | Shindengen Archer Corp. | Zero voltage, zero current, resonant converter |
| US5430635A (en) * | 1993-12-06 | 1995-07-04 | Bertonee, Inc. | High power factor electronic transformer system for gaseous discharge tubes |
| FR2720567B1 (fr) * | 1994-05-27 | 1996-07-26 | Europ Agence Spatiale | Convertisseur continu continu à rendement élevé. |
| DE19745008A1 (de) * | 1997-10-11 | 1999-04-15 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Steuerung des Schaltverhaltens eines Durchflußwandler-Stellgliedes sowie Durchflußwandler |
| US6175255B1 (en) * | 1998-11-23 | 2001-01-16 | National Seniconductor Corporation | Line driver circuit for low voltage and low power applications |
| US6807073B1 (en) * | 2001-05-02 | 2004-10-19 | Oltronics, Inc. | Switching type power converter circuit and method for use therein |
| US6466460B1 (en) | 2001-08-24 | 2002-10-15 | Northrop Grumman Corporation | High efficiency, low voltage to high voltage power converter |
| US6836414B1 (en) | 2002-10-17 | 2004-12-28 | University Of Central Florida | PWM half-bridge converter with dual-equally adjustable control signal dead-time |
| US7352596B2 (en) * | 2004-12-23 | 2008-04-01 | Astec International Limited | Method of operating a resonant push-pull converter in an above resonant frequency mode |
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