JPH0618287B2 - 超小形広帯域アンテナ - Google Patents
超小形広帯域アンテナInfo
- Publication number
- JPH0618287B2 JPH0618287B2 JP62019517A JP1951787A JPH0618287B2 JP H0618287 B2 JPH0618287 B2 JP H0618287B2 JP 62019517 A JP62019517 A JP 62019517A JP 1951787 A JP1951787 A JP 1951787A JP H0618287 B2 JPH0618287 B2 JP H0618287B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- ridge
- antenna
- waveguide
- coaxial connector
- coaxial
- Prior art date
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- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Waveguide Aerials (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［概要］ 本発明はアンテナの小形化を図るためにアンテナの開口
を下限周波数で四分の一波長以下とし、しかも１オクタ
ーブ以上の周波数の広帯域化を図るため、片端に同軸／
導波管変換部、ダブルリッジ導波管部、ダブルリッジ導
波管部の開口部に誘電体を設けた構成とし、例えば放射
アンテナとして用いる場合、同軸の入力端から誘電体を
介しての空間への出力まで特性インピーダンスを整合し
て良好な特性を得るとともに、エンドランチャー型導波
管タイプの超小形広帯域アンテナとしている。
を下限周波数で四分の一波長以下とし、しかも１オクタ
ーブ以上の周波数の広帯域化を図るため、片端に同軸／
導波管変換部、ダブルリッジ導波管部、ダブルリッジ導
波管部の開口部に誘電体を設けた構成とし、例えば放射
アンテナとして用いる場合、同軸の入力端から誘電体を
介しての空間への出力まで特性インピーダンスを整合し
て良好な特性を得るとともに、エンドランチャー型導波
管タイプの超小形広帯域アンテナとしている。
［産業上の利用分野］ 本発明はレーダや通信装置等のフェーズド・アレイ・ア
ンテナ・システムに用いられる超小形広帯域アンテナに
関し、特にリッジ導波管アンテナのリッジ部構造を最適
化することにより、小形で且つ広帯域特性を得るように
した超小形広帯域アンテナに関するものである。
ンテナ・システムに用いられる超小形広帯域アンテナに
関し、特にリッジ導波管アンテナのリッジ部構造を最適
化することにより、小形で且つ広帯域特性を得るように
した超小形広帯域アンテナに関するものである。
通常、マイクロ波帯域のレーダや通信装置等のフェーズ
ド・アレイ・アンテナ・システムにおいては、１オクタ
ーブ以上の周波数帯域を確保するには、広帯域フェーズ
ド・アレイ・アンテナに用いられるアンテナ素子は動作
周波数帯域の上限周波数で約０．６波長以下に限定する
必要がある。
ド・アレイ・アンテナ・システムにおいては、１オクタ
ーブ以上の周波数帯域を確保するには、広帯域フェーズ
ド・アレイ・アンテナに用いられるアンテナ素子は動作
周波数帯域の上限周波数で約０．６波長以下に限定する
必要がある。
この制限を超えると、ビーム走査方向の反対側に同レベ
ルのグレーティングローブと称する不要ローブが生じ
る。
ルのグレーティングローブと称する不要ローブが生じ
る。
この欠点を解消するために超小形で、且つ１オクターブ
以上の広帯域周波数を有するアンテナ素子が要望されて
いる。
以上の広帯域周波数を有するアンテナ素子が要望されて
いる。
第６図はフェーズド・アレイ・アンテナ・システムのブ
ロック図、第７図はそのアンテナ配置の一例図である。
ロック図、第７図はそのアンテナ配置の一例図である。
第６図に示すように、フェーズド・アレイ・アンテナ・
システムは、所定の周波数を発振する発振器１と、発振
器１の出力信号を複数回路に分配して出力する分配器２
と、分配された各回路の信号の位相を変える移相器３−
１〜３−ｎと、各移相器の出力信号を外部に送出するア
ンテナ４−１〜４−ｎとで構成されている。
システムは、所定の周波数を発振する発振器１と、発振
器１の出力信号を複数回路に分配して出力する分配器２
と、分配された各回路の信号の位相を変える移相器３−
１〜３−ｎと、各移相器の出力信号を外部に送出するア
ンテナ４−１〜４−ｎとで構成されている。
また、アンテナ４−１〜４−ｎは、第７図に示すよう
に、例えば導体板５上にマトリックス三角アレイ状に配
置されている。
に、例えば導体板５上にマトリックス三角アレイ状に配
置されている。
発振器１で発振した所定周波数の信号は分配器２で複数
回路に分配され、各移相器３−１〜３−ｎに入力する。
各移相器は図示しない位相制御回路によりそれぞれ入力
信号の位相を変化させ、それぞれのアンテナ４−１〜４
−ｎに出力する。
回路に分配され、各移相器３−１〜３−ｎに入力する。
各移相器は図示しない位相制御回路によりそれぞれ入力
信号の位相を変化させ、それぞれのアンテナ４−１〜４
−ｎに出力する。
ここで、各アンテナは第７図の如くマトリックス状に配
設されており、且つ各アンテナに印加されるＲＦ信号の
位相を変えることにより３次元のビーム走査を行う。
設されており、且つ各アンテナに印加されるＲＦ信号の
位相を変えることにより３次元のビーム走査を行う。
従来の広帯域アンテナとしては、ヘリカルアンテナ、
バイコニカルアンテナ、スパイラルアンテナ、対
数周期アンテナなどが挙げられるが、１オクターブ以上
の周波数帯域を持ち、且つ下限周波数(fL)で開口が四分
の一波長以下程度の小形に設計できるのはスパイラル
アンテナがあり、上述したフェーズド・アレイ・アンテ
ナの広帯域システムに用いられている例もあるが、問題
もある。
バイコニカルアンテナ、スパイラルアンテナ、対
数周期アンテナなどが挙げられるが、１オクターブ以上
の周波数帯域を持ち、且つ下限周波数(fL)で開口が四分
の一波長以下程度の小形に設計できるのはスパイラル
アンテナがあり、上述したフェーズド・アレイ・アンテ
ナの広帯域システムに用いられている例もあるが、問題
もある。
即ち、スパイラルアンテナは、原理的にビーム幅が70゜
〜80゜ と比較的に狭くビームを広域に走査できない。
また、定在波比（ＶＳＷＲ）特性も全帯域を通して良好
とは言えない。さらに、偏波面は円偏波でビーム幅外の
方向での軸比特性は極めて不安定であるといった欠点が
ある。
〜80゜ と比較的に狭くビームを広域に走査できない。
また、定在波比（ＶＳＷＲ）特性も全帯域を通して良好
とは言えない。さらに、偏波面は円偏波でビーム幅外の
方向での軸比特性は極めて不安定であるといった欠点が
ある。
本発明はこのような点に鑑みて創作されたもので、超小
形で、しかも給電部がアンテナ軸方向にあるエンドラン
チャー型であり、また、１オクターブ以上の周波数帯域
で良好なＶＳＷＲ特性と交差偏波特性を有し、安定した
アンテナパターンが得られる超小形広帯域アンテナを提
供することを目的としている。
形で、しかも給電部がアンテナ軸方向にあるエンドラン
チャー型であり、また、１オクターブ以上の周波数帯域
で良好なＶＳＷＲ特性と交差偏波特性を有し、安定した
アンテナパターンが得られる超小形広帯域アンテナを提
供することを目的としている。
第１図(a)，(b)は本発明の超小形広帯域アンテナの原理
断面図で、外形はフェーズド・アレイ・アンテナの素子
配列に有利な円筒形であり、導波管内部構造は小形化が
有利なリッジ導波管磁界壁を円形化させた構造である。
断面図で、外形はフェーズド・アレイ・アンテナの素子
配列に有利な円筒形であり、導波管内部構造は小形化が
有利なリッジ導波管磁界壁を円形化させた構造である。
図(a)中６は同軸コネクタ、７は同軸コネクタ芯（中心
導体）、８はステップトランスフォーマ、９はダブルリ
ッジ、10は開口部14を有する誘電体、11は同軸／導波管
変換部、12はシングルリッジ、13はダブルリッジ導波管
部である。
導体）、８はステップトランスフォーマ、９はダブルリ
ッジ、10は開口部14を有する誘電体、11は同軸／導波管
変換部、12はシングルリッジ、13はダブルリッジ導波管
部である。
第１図(a)に示すように、円筒体の一端面の軸心にアン
テナ軸方向から取着した同軸コネクタ６と、該同軸コネ
クタ６の同軸コネクタ芯７を、前記円筒体軸心に対し非
対称で平坦な電界壁に備えたシングルリッジ12の給電側
端面に接続すると共に磁界壁のみを円形化したシングル
リッジ導波管でなる同軸／導波管変換部11と、該同軸／
導波管変換部11のシングルリッジ12をアンテナ軸方向に
延出した一方のリッジと他方の対向するリッジとでダブ
ルリッジ９を形成し、該ダブルリッジ９の対向隙間は開
口端に向かってほぼ平行に保ち且つ前記円筒体軸心に対
し偏心した位置から傾斜しながら前記円筒体軸心に一致
するように形成すると共に電界壁を平坦にし磁界壁のみ
を円形化してなるダブルリッジ導波管部13と、該ダブル
リッジ導波管部13の開口端に前記円筒体と同一外径で設
けた、開口部14を有する空間整合用の誘電体10とで構成
し、前記同軸コネクタ６と外部空間との間で特性インピ
ーダンスを徐々に整合し、アンテナ断面径及び開口径を
上限周波数において約 0.6波長以下に小形化し、１オク
ターブ以上の広帯域周波数で動作するように構成する。
テナ軸方向から取着した同軸コネクタ６と、該同軸コネ
クタ６の同軸コネクタ芯７を、前記円筒体軸心に対し非
対称で平坦な電界壁に備えたシングルリッジ12の給電側
端面に接続すると共に磁界壁のみを円形化したシングル
リッジ導波管でなる同軸／導波管変換部11と、該同軸／
導波管変換部11のシングルリッジ12をアンテナ軸方向に
延出した一方のリッジと他方の対向するリッジとでダブ
ルリッジ９を形成し、該ダブルリッジ９の対向隙間は開
口端に向かってほぼ平行に保ち且つ前記円筒体軸心に対
し偏心した位置から傾斜しながら前記円筒体軸心に一致
するように形成すると共に電界壁を平坦にし磁界壁のみ
を円形化してなるダブルリッジ導波管部13と、該ダブル
リッジ導波管部13の開口端に前記円筒体と同一外径で設
けた、開口部14を有する空間整合用の誘電体10とで構成
し、前記同軸コネクタ６と外部空間との間で特性インピ
ーダンスを徐々に整合し、アンテナ断面径及び開口径を
上限周波数において約 0.6波長以下に小形化し、１オク
ターブ以上の広帯域周波数で動作するように構成する。
本発明によるダブルリッジ導波管方式では、動作周波数
外に遮断周波数がくるように第１図(b)に示す導波管帯
域断面を厳密に計算し、且つ同軸コネクタ６の特性イン
ピーダンス（50Ω）を、空間の特性インピーダンス(120
πΩ) に可能な限り整合させるため、同軸コネクタ６→
同軸コネクタ芯（中心導体）７→シングルリッジ12→ダ
ブルリッジ導波管部13→誘電体10→空間と連接し50Ωか
ら 120πΩに徐々に特性インピーダンス整合を行う。
外に遮断周波数がくるように第１図(b)に示す導波管帯
域断面を厳密に計算し、且つ同軸コネクタ６の特性イン
ピーダンス（50Ω）を、空間の特性インピーダンス(120
πΩ) に可能な限り整合させるため、同軸コネクタ６→
同軸コネクタ芯（中心導体）７→シングルリッジ12→ダ
ブルリッジ導波管部13→誘電体10→空間と連接し50Ωか
ら 120πΩに徐々に特性インピーダンス整合を行う。
第１図(a)に示すように、各部分の断面寸法及び長さを
厳密に計算し、徐々に特性インピーダンス整合を行い、
最後は誘電体10の積層量を調整して行う。
厳密に計算し、徐々に特性インピーダンス整合を行い、
最後は誘電体10の積層量を調整して行う。
本発明によれば、給電構造を同軸コネクタ化し円筒形ア
ンテナの軸心位置でアンテナ軸方向から接続する構造に
することで機械的な加工性がよくなり、接続作業がスト
リップ線路給電に比べてねじ結合のため容易となる。
ンテナの軸心位置でアンテナ軸方向から接続する構造に
することで機械的な加工性がよくなり、接続作業がスト
リップ線路給電に比べてねじ結合のため容易となる。
また、中心導体をシングルリッジの給電側端面に円筒体
の軸心位置でアンテナ軸方向から接続することでストリ
ップ線路給電（通常、プリント基板で製作されており或
る程度の面積を必要とする）に比較して同軸／導波管変
換部の小形化と機械的強度を確保することができる。ま
た、給電構造がアンテナ軸方向に対し垂直に接続する電
界結合構造でなく、アンテナ軸方向から給電する同軸と
シングルリッジ導波管との磁界結合構造であるため、フ
ェーズド・アレイ・アンテナにおける素子配列性に優れ
る。
の軸心位置でアンテナ軸方向から接続することでストリ
ップ線路給電（通常、プリント基板で製作されており或
る程度の面積を必要とする）に比較して同軸／導波管変
換部の小形化と機械的強度を確保することができる。ま
た、給電構造がアンテナ軸方向に対し垂直に接続する電
界結合構造でなく、アンテナ軸方向から給電する同軸と
シングルリッジ導波管との磁界結合構造であるため、フ
ェーズド・アレイ・アンテナにおける素子配列性に優れ
る。
また、シングルリッジは低インピーダンス、ダブルリッ
ジは比較的高インピーダンスであるため中心導体とダブ
ルリッジ導波管との間にシングルリッジを介在すること
によりインピーダンス変化を急激に変化させることなく
徐々に行うことができる。
ジは比較的高インピーダンスであるため中心導体とダブ
ルリッジ導波管との間にシングルリッジを介在すること
によりインピーダンス変化を急激に変化させることなく
徐々に行うことができる。
また、外形（外観）を円形にした円筒形アンテナにする
ことでアンテナ素子として配列ピッチを小さくすること
ができるため、素子配列性が良くフェーズド・アレイ・
アンテナを広帯域化することができる。
ことでアンテナ素子として配列ピッチを小さくすること
ができるため、素子配列性が良くフェーズド・アレイ・
アンテナを広帯域化することができる。
また、第１図(b)に示すように磁界壁を円形化（幅Ｗの
円弧）させた円形導波管の場合、矩形導波管（２点鎖線
で示す）とほぼ同等の帯域を得ることができ、かつ矩形
導波管の四隅部を削除し磁界壁を円形化させたことによ
るサイズの縮小効果のため、矩形タイプと同等の性能を
得つつ矩形リッジ導波管タイプより円筒体化によって外
形を小形化することができる。
円弧）させた円形導波管の場合、矩形導波管（２点鎖線
で示す）とほぼ同等の帯域を得ることができ、かつ矩形
導波管の四隅部を削除し磁界壁を円形化させたことによ
るサイズの縮小効果のため、矩形タイプと同等の性能を
得つつ矩形リッジ導波管タイプより円筒体化によって外
形を小形化することができる。
仮に、円形及び矩形のリッジ導波管で磁界壁の幅Ｗを同
じにした場合、フェーズド・アレイ・アンテナのアンテ
ナ素子の配列ピッチが小さくなればなる程アンテナの偏
波面を傾けたときに円形からはみ出した矩形の四隅部分
が（第１図(b)の斜線部分）物理的に干渉し配列ピッチ
が小さくできなくなる。円形タイプであれば、すべての
向きの偏波面に対し素子配列の点で、有利となる。ま
た、磁界壁のみならず電界壁をも円形化した完全円形リ
ッジ導波管の場合は矩形導波管より周波数帯域の計算方
法が複雑になるが、矩形リッジ導波管を基本にし、矩形
四隅部を除去し磁界壁のみを円形化したリッジ導波管の
場合は、矩形リッジ導波管の計算手法を用いることで簡
単にほぼ同等の帯域計算ができるため設計が容易にな
り、矩形導波管タイプと同等のアンテナ性能を得ること
ができる。
じにした場合、フェーズド・アレイ・アンテナのアンテ
ナ素子の配列ピッチが小さくなればなる程アンテナの偏
波面を傾けたときに円形からはみ出した矩形の四隅部分
が（第１図(b)の斜線部分）物理的に干渉し配列ピッチ
が小さくできなくなる。円形タイプであれば、すべての
向きの偏波面に対し素子配列の点で、有利となる。ま
た、磁界壁のみならず電界壁をも円形化した完全円形リ
ッジ導波管の場合は矩形導波管より周波数帯域の計算方
法が複雑になるが、矩形リッジ導波管を基本にし、矩形
四隅部を除去し磁界壁のみを円形化したリッジ導波管の
場合は、矩形リッジ導波管の計算手法を用いることで簡
単にほぼ同等の帯域計算ができるため設計が容易にな
り、矩形導波管タイプと同等のアンテナ性能を得ること
ができる。
また、アンテナの各部断面及び長さを厳密に計算・規定
することによって１オクターブ以上の動作周波数を確保
するとともに、下限周波数で四分の一波長以下の開口直
径が実現できる。
することによって１オクターブ以上の動作周波数を確保
するとともに、下限周波数で四分の一波長以下の開口直
径が実現できる。
また、信号を給電する同軸コネクタから信号を送出する
開口部までを徐々に特性インピーダンス整合をとること
により、反射波を小さくし全周波数帯域に渡って良好な
ＶＳＷＲ特性を得ることができる。
開口部までを徐々に特性インピーダンス整合をとること
により、反射波を小さくし全周波数帯域に渡って良好な
ＶＳＷＲ特性を得ることができる。
第２図(a)，(b)，(c)は本発明の一実施例の超小形広帯
域アンテナの側断面，Ｂ−Ｂ′断面図，Ｃ−Ｃ′断面図
をそれぞれ示しており、第４〜５図は一実施例の特性図
を示している。なお、各図に示す寸法の単位はmmであ
る。
域アンテナの側断面，Ｂ−Ｂ′断面図，Ｃ−Ｃ′断面図
をそれぞれ示しており、第４〜５図は一実施例の特性図
を示している。なお、各図に示す寸法の単位はmmであ
る。
本実施例では、円筒体の外径が10mm，内径が９mm（第２
図(b)図参照）で、周波数帯域が８ＧHz〜18ＧHzの帯域
を有する超小形広帯域アンテナの実施例である。この場
合、下限周波数で四分の一波長、上限周波数で約 0.6波
長となる。
図(b)図参照）で、周波数帯域が８ＧHz〜18ＧHzの帯域
を有する超小形広帯域アンテナの実施例である。この場
合、下限周波数で四分の一波長、上限周波数で約 0.6波
長となる。
第２図(a)中、同軸コネクタ６と同軸コネクタ芯（中心
導体）７とシングルリッジ12（このシングルリッジ12は
開口端に向かって延伸し、後述のダブルリッジ９の一
方、即ち下側のリッジを形成する。）とで構成される同
軸／導波管変換部11は入力インピーダンス50Ωを急激に
変化させることなく、良好なＶＳＷＲ特性を確保し、且
つアンテナの中央に給電用コネクタを配置できるよう
に、第２図(c)のＣ−Ｃ′断面図のごとく電界壁16（こ
の電界壁16は開口端に向かって延伸し、途中から後述の
テーパリング15を施してダブルリッジ９の他方、即ち上
側のリッジを形成する。）をアンテナ軸心に対し非対称
として主要モード（ハイブリッドＴＥ10モード）の遮断
周波数を約６．６ＧHzとし、下限動作周波数８ＧHzより
充分低く設定して寸法を決定し、記載の寸法としてい
る。
導体）７とシングルリッジ12（このシングルリッジ12は
開口端に向かって延伸し、後述のダブルリッジ９の一
方、即ち下側のリッジを形成する。）とで構成される同
軸／導波管変換部11は入力インピーダンス50Ωを急激に
変化させることなく、良好なＶＳＷＲ特性を確保し、且
つアンテナの中央に給電用コネクタを配置できるよう
に、第２図(c)のＣ−Ｃ′断面図のごとく電界壁16（こ
の電界壁16は開口端に向かって延伸し、途中から後述の
テーパリング15を施してダブルリッジ９の他方、即ち上
側のリッジを形成する。）をアンテナ軸心に対し非対称
として主要モード（ハイブリッドＴＥ10モード）の遮断
周波数を約６．６ＧHzとし、下限動作周波数８ＧHzより
充分低く設定して寸法を決定し、記載の寸法としてい
る。
なお、高次モードＴＥ20の遮断周波数は約33ＧHzと計算
され、以上の計算結果よりＣ−Ｃ′断面図に記載の寸法
を得ている。
され、以上の計算結果よりＣ−Ｃ′断面図に記載の寸法
を得ている。
次に、開口部14につながる第２図(b)のＢ−Ｂ′断面
は、高いインピーダンスを得るためダブルリッジ構造と
し、前述のシングルリッジ導波管の上側の電界壁16から
徐々にテーパリング15を施しダブルリッジ９の上側のリ
ッジを形成するとともに、シングルリッジ12を開口端に
向かって延伸しダブルリッジ９の下側のリッジを形成す
る。このダブルリッジ９は、その対向隙間を第２図(a)
に示すようにほぼ平行に保ち且つ円筒体軸心に対しシン
グルリッジ12の上側に偏心した位置から傾斜しながら円
筒体軸心に一致するように形成すると共に、電界壁16を
平坦に形成し磁界壁17のみを円形に形成したダブルリッ
ジ導波管部13を形成する。第２図(b)のＢ−Ｂ′断面図
に記載の寸法によるＴＥ10及びＴＥ20モードによる遮断
周波数は各々約６．６ＧHzと約45ＧHzであり、帯域周波
数（８〜18ＧHz）のモードはハイブリッドＴＥ10モード
のみとなる。また、Ｂ−Ｂ′断面の導波管伝送インピー
ダンスは８ＧHz，18ＧHzで各々約 130Ω，約78Ωであ
る。
は、高いインピーダンスを得るためダブルリッジ構造と
し、前述のシングルリッジ導波管の上側の電界壁16から
徐々にテーパリング15を施しダブルリッジ９の上側のリ
ッジを形成するとともに、シングルリッジ12を開口端に
向かって延伸しダブルリッジ９の下側のリッジを形成す
る。このダブルリッジ９は、その対向隙間を第２図(a)
に示すようにほぼ平行に保ち且つ円筒体軸心に対しシン
グルリッジ12の上側に偏心した位置から傾斜しながら円
筒体軸心に一致するように形成すると共に、電界壁16を
平坦に形成し磁界壁17のみを円形に形成したダブルリッ
ジ導波管部13を形成する。第２図(b)のＢ−Ｂ′断面図
に記載の寸法によるＴＥ10及びＴＥ20モードによる遮断
周波数は各々約６．６ＧHzと約45ＧHzであり、帯域周波
数（８〜18ＧHz）のモードはハイブリッドＴＥ10モード
のみとなる。また、Ｂ−Ｂ′断面の導波管伝送インピー
ダンスは８ＧHz，18ＧHzで各々約 130Ω，約78Ωであ
る。
したがって、空間の特性インピーダンス 120πΩ(377
Ω) と整合をとるために円筒体と同一外径で設けた、開
口部14を有する誘電体10を設け、誘電体10の積層量を調
整してその厚さを10mmに設定してインピーダンス整合を
行っている。
Ω) と整合をとるために円筒体と同一外径で設けた、開
口部14を有する誘電体10を設け、誘電体10の積層量を調
整してその厚さを10mmに設定してインピーダンス整合を
行っている。
以上の構造による一実施例のアンテナを実測した結果、
第３図から第５図に示す特性が得られた。
第３図から第５図に示す特性が得られた。
第３図はＶＳＷＲ，利得，ビーム幅の特性図、第４図は
周波数がfLのときの放射パターン特性図、第５図は周波
数が2.3fL のときの放射パターン特性図をそれぞれ示し
ている。
周波数がfLのときの放射パターン特性図、第５図は周波
数が2.3fL のときの放射パターン特性図をそれぞれ示し
ている。
第３図に示すように、 ＶＳＷＲ・・・・・・２：１以下 アンテナゲイン・・・２dbi 以上（max7dbi） ２dbi ８ＧHz ７dbi 18ＧHz また、第４図の下限周波数及び第５図の上限周波数にお
けるパターン特性に示すように、 ビーム幅（Ｅ面）・・・・70゜ 〜160 ゜ ビーム幅（Ｈ面）・・・・60゜ 〜130 ゜ となる。
けるパターン特性に示すように、 ビーム幅（Ｅ面）・・・・70゜ 〜160 ゜ ビーム幅（Ｈ面）・・・・60゜ 〜130 ゜ となる。
さらに、第４，５図より、交差偏波特性は−20db以下と
なることがわかる。
なることがわかる。
なお、上記実施例は放射（送信）アンテナとして説明し
たが、受信アンテナとしても同様の効果を有する。
たが、受信アンテナとしても同様の効果を有する。
以上説明したように本発明によれば、小形で、且つ１オ
クターブ以上の広帯域周波数に渡って不要ローブのない
良好なＶＳＷＲ及び交差偏波特性を有するエンドランチ
ャー型導波管アンテナが得られ、アンテナ素子配列性と
耐電力性にすぐれているため、広帯域フェーズド・アレ
イ・アンテナ・システムに有効に利用できる。
クターブ以上の広帯域周波数に渡って不要ローブのない
良好なＶＳＷＲ及び交差偏波特性を有するエンドランチ
ャー型導波管アンテナが得られ、アンテナ素子配列性と
耐電力性にすぐれているため、広帯域フェーズド・アレ
イ・アンテナ・システムに有効に利用できる。
第１図は本発明の超小形広帯域アンテナの原理断面図、 第２図は一実施例の超小形広帯域アンテナの断面図、 第３図〜第５図は一実施例の特性図、 第６図はフェーズド・アレイ・アンテナ・システムのブ
ロック図、 第７図は第６図のアンテナ配置例図である。 図において、１は発振器、２は分配器、３−１〜３−ｎ
は移相器、４−１〜４−ｎはアンテナ、５は導体板、６
は同軸コネクタ、７は同軸コネクタ芯（中心導体）、８
はステップトランスフォーマ、９はダブルリッジ、10は
誘電体、11は同軸／導波管変換部、12はシングルリッ
ジ、13はダブルリッジ導波管部、14は開口部、15はテー
パリング、16は電界壁、17は磁界壁である。
ロック図、 第７図は第６図のアンテナ配置例図である。 図において、１は発振器、２は分配器、３−１〜３−ｎ
は移相器、４−１〜４−ｎはアンテナ、５は導体板、６
は同軸コネクタ、７は同軸コネクタ芯（中心導体）、８
はステップトランスフォーマ、９はダブルリッジ、10は
誘電体、11は同軸／導波管変換部、12はシングルリッ
ジ、13はダブルリッジ導波管部、14は開口部、15はテー
パリング、16は電界壁、17は磁界壁である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特公 昭49−14375（ＪＰ，Ｂ２) 特公 昭56−45446（ＪＰ，Ｂ２) 米国特許3555553（ＵＳ，Ａ）) 米国特許3458862（ＵＳ，Ａ）) 小西良弘「マイクロ波回路の基礎知識 ］産報出版 電子科学シリーズ（昭53. ２．10）Ｐ104−Ｐ105、Ｐ195−Ｐ197 板倉 清保、熊谷 信昭「超高周波回路 ］オーム社（昭 41．12．10）Ｐ122−Ｐ 124
Claims (1)
- 【請求項１】円筒体の一端面の軸心にアンテナ軸方向か
ら取着した同軸コネクタ(6) と、 該同軸コネクタ(6) の同軸コネクタ芯(7) を、前記円筒
体軸心に対し非対称で平坦な電界壁(16)に備えたシング
ルリッジ(12)の給電側端面に接続すると共に磁界壁(17)
のみを円形化したシングルリッジ導波管でなる同軸／導
波管変換部(11)と、該同軸／導波管変換部(11)のシング
ルリッジ(12)をアンテナ軸方向に延出した一方のリッジ
と他方の対向するリッジとでダブルリッジ(9) を形成
し、該ダブルリッジ(9) の対向隙間はほぼ平行に保ち且
つ前記円筒体軸心に対し偏心した位置から傾斜しながら
前記円筒体軸心に一致するように形成すると共に電界壁
(16)を平坦にし磁界壁(17)のみを円形化してなるダブル
リッジ導波管部(13)と、 該ダブルリッジ導波管部(13)の開口端に前記円筒体と同
一外径で設けた、開口部(14)を有する空間整合用の誘電
体(10)とで構成し、 前記同軸コネクタ(6) と外部空間との間で特性インピー
ダンスを徐々に整合し、アンテナ断面径及び開口径を上
限周波数において約０．６波長以下に小形化し、１オク
ターブ以上の広帯域周波数で動作することを特徴とする
超小形広帯域アンテナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62019517A JPH0618287B2 (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 超小形広帯域アンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62019517A JPH0618287B2 (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 超小形広帯域アンテナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63187707A JPS63187707A (ja) | 1988-08-03 |
| JPH0618287B2 true JPH0618287B2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=12001541
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62019517A Expired - Fee Related JPH0618287B2 (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 超小形広帯域アンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0618287B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012101699A1 (ja) | 2011-01-25 | 2012-08-02 | 日本電気株式会社 | 同軸導波管変換器、及びリッジ導波管 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2592539B2 (ja) * | 1990-06-25 | 1997-03-19 | 富士通株式会社 | 小形アンテナ装置 |
| JP3282003B2 (ja) * | 1994-11-21 | 2002-05-13 | 日本電気エンジニアリング株式会社 | 導波管同軸変換器及び導波管整合回路 |
| JP5199962B2 (ja) * | 2009-08-05 | 2013-05-15 | 三菱重工業株式会社 | 真空処理装置 |
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| JPS4914375A (ja) * | 1972-06-02 | 1974-02-07 | ||
| DE2936121A1 (de) * | 1979-09-07 | 1981-03-26 | Hoechst Ag, 65929 Frankfurt | Quaternaere ester von hydroxialkylamidoaminen, verfahren zu deren herstellung und deren verwendung als waescheweichspuelmittel |
-
1987
- 1987-01-28 JP JP62019517A patent/JPH0618287B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (4)
| Title |
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| 小西良弘「マイクロ波回路の基礎知識産報出版電子科学シリーズ（昭５３．２．１０）Ｐ１０４−Ｐ１０５、Ｐ１９５−Ｐ１９７ |
| 板倉清保、熊谷信昭「超高周波回路オーム社（昭４１．１２．１０）Ｐ１２２−Ｐ１２４ |
| 米国特許３４５８８６２（ＵＳ，Ａ）） |
| 米国特許３５５５５５３（ＵＳ，Ａ）） |
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| US9118098B2 (en) | 2011-01-25 | 2015-08-25 | Nec Corporation | Coaxial waveguide converter and ridge waveguide |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63187707A (ja) | 1988-08-03 |
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