JPH06178152A - 映像信号振幅自動調整回路 - Google Patents
映像信号振幅自動調整回路Info
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- JPH06178152A JPH06178152A JP4331390A JP33139092A JPH06178152A JP H06178152 A JPH06178152 A JP H06178152A JP 4331390 A JP4331390 A JP 4331390A JP 33139092 A JP33139092 A JP 33139092A JP H06178152 A JPH06178152 A JP H06178152A
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- signal
- video signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】映像信号のノイズやオーバーシュートに影響さ
れずに映像信号振幅を最適状態に補正する映像信号振幅
自動調整回路及び画像の白つぶれ、コントラスト不足の
ない高画質な表示装置を提供すること。 【構成】画質調整回路１から振幅調整回路２に入った輝
度信号は振幅調整端子３の電圧により決まる振幅が与え
られる。色信号と直流再生回路４から出た輝度信号ａは
デコード回路６によりＲＧＢの３原色信号に変換された
後、表示素子７に送られ表示を行う。さらに信号ａはコ
ンパレータ８で白レベル基準電圧源９の白レベル基準電
圧Ｖｔと比較され、誤動作防止回路１０はコンパレータ
出力ｃが所定期間以上の確定値をもつ場合に過大振幅検
出信号ｄを出力する。信号ｄは電圧調整回路１１を通し
て回路２と色信号振幅調整回路１３のゲインを制御す
る。
れずに映像信号振幅を最適状態に補正する映像信号振幅
自動調整回路及び画像の白つぶれ、コントラスト不足の
ない高画質な表示装置を提供すること。 【構成】画質調整回路１から振幅調整回路２に入った輝
度信号は振幅調整端子３の電圧により決まる振幅が与え
られる。色信号と直流再生回路４から出た輝度信号ａは
デコード回路６によりＲＧＢの３原色信号に変換された
後、表示素子７に送られ表示を行う。さらに信号ａはコ
ンパレータ８で白レベル基準電圧源９の白レベル基準電
圧Ｖｔと比較され、誤動作防止回路１０はコンパレータ
出力ｃが所定期間以上の確定値をもつ場合に過大振幅検
出信号ｄを出力する。信号ｄは電圧調整回路１１を通し
て回路２と色信号振幅調整回路１３のゲインを制御す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力された映像信号の
振幅を表示装置や映像信号処理装置のダイナミックレン
ジに合わせる映像信号振幅自動調整回路と、それを用い
た表示装置に関する。
振幅を表示装置や映像信号処理装置のダイナミックレン
ジに合わせる映像信号振幅自動調整回路と、それを用い
た表示装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】映像信号の振幅が過大なときは、例えば
液晶ディスプレイなどのように表示のダイナミックレン
ジが狭い表示装置では画像の白ピーク表示部分に白つぶ
れが生じる。この対策として、従来は特開平１−１１７
４９１号公報記載のように映像信号が所定の白レベル基
準電圧を超える期間を検出する回路を備え、その検出信
号に基づいて映像信号振幅に負帰還をかけ映像信号振幅
を制限する方法があった。
液晶ディスプレイなどのように表示のダイナミックレン
ジが狭い表示装置では画像の白ピーク表示部分に白つぶ
れが生じる。この対策として、従来は特開平１−１１７
４９１号公報記載のように映像信号が所定の白レベル基
準電圧を超える期間を検出する回路を備え、その検出信
号に基づいて映像信号振幅に負帰還をかけ映像信号振幅
を制限する方法があった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、映
像信号にノイズやオーバーシュートが重畳されている場
合、映像信号の白レベルを超えたノイズやオーバーシュ
ートの部分が所定の白レベル基準電圧に一致するように
映像信号振幅を過小に制限してしまうことがある。すな
わち映像信号の白レベルが所定の白レベル基準電圧より
も低くなりコントラスト不足となる現象があった。
像信号にノイズやオーバーシュートが重畳されている場
合、映像信号の白レベルを超えたノイズやオーバーシュ
ートの部分が所定の白レベル基準電圧に一致するように
映像信号振幅を過小に制限してしまうことがある。すな
わち映像信号の白レベルが所定の白レベル基準電圧より
も低くなりコントラスト不足となる現象があった。
【０００４】またデジタル映像信号処理装置では、アナ
ログ映像信号をＡ／Ｄコンバータに取り込む必要があ
る。この時Ａ／Ｄコンバータのダイナミックレンジを生
かすため上記従来技術を使うことが考えられるが、前述
のように映像信号のノイズやオーバーシュートで振幅補
正が誤動作する問題があった。
ログ映像信号をＡ／Ｄコンバータに取り込む必要があ
る。この時Ａ／Ｄコンバータのダイナミックレンジを生
かすため上記従来技術を使うことが考えられるが、前述
のように映像信号のノイズやオーバーシュートで振幅補
正が誤動作する問題があった。
【０００５】本発明の目的は、映像信号のノイズやオー
バーシュートに影響されずに映像信号振幅を最適状態に
補正する映像信号振幅自動調整回路を実現すると共に、
画像の白つぶれ、コントラスト不足のない高画質な表示
装置を提供することにある。
バーシュートに影響されずに映像信号振幅を最適状態に
補正する映像信号振幅自動調整回路を実現すると共に、
画像の白つぶれ、コントラスト不足のない高画質な表示
装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的は、映像信号が
所定の白レベル基準電圧を超える期間を検出する回路に
おいて、所定期間以上の検出信号に対してのみ信号を出
力する誤動作防止回路を使用することにより達成され
る。
所定の白レベル基準電圧を超える期間を検出する回路に
おいて、所定期間以上の検出信号に対してのみ信号を出
力する誤動作防止回路を使用することにより達成され
る。
【０００７】
【作用】１つのノイズやオーバーシュートの期間は水平
走査期間に比べ非常に短いため、映像信号と白レベル基
準電圧の比較結果のうちある一定期間以下の出力を使用
しない誤動作防止回路を用いることにより、ノイズやオ
ーバーシュートに反応しない映像信号振幅自動調整回路
を実現することができる。
走査期間に比べ非常に短いため、映像信号と白レベル基
準電圧の比較結果のうちある一定期間以下の出力を使用
しない誤動作防止回路を用いることにより、ノイズやオ
ーバーシュートに反応しない映像信号振幅自動調整回路
を実現することができる。
【０００８】さらにこの映像信号振幅自動調整回路を用
いることにより白つぶれやコントラスト不足とならない
高画質表示装置を得ることができる。
いることにより白つぶれやコントラスト不足とならない
高画質表示装置を得ることができる。
【０００９】
【実施例】本発明の一実施例を図１に示す。図１は映像
信号の一つである輝度信号の振幅を自動調整する機能が
付いた表示装置のブロック図である。１は画質調整回
路、２は振幅調整回路、３は振幅調整端子、４は直流再
生回路、５は黒レベル基準電圧源、６はデコード回路、
７は表示素子、８はコンパレータ、９は白レベル基準電
圧源、１０は誤動作防止回路、１１は電圧調整回路、１
２は色信号振幅調整端子、１３は色信号振幅調整回路、
１４は映像信号振幅自動調整回路である。画質調整回路
１から振幅調整回路２に入った輝度信号は振幅調整端子
３の電圧により決まる振幅が与えられる。直流再生回路
４には黒レベル基準電圧源５から黒レベル基準電圧Ｖｂ
と、輝度信号に黒レベルが挿入されている期間を示すク
ランプパルスが与えられ、輝度信号の黒レベルが基準電
圧Ｖｂに等しくなるよう、直流レベルが付与される。色
信号振幅調整回路１３から出た色信号と直流再生回路４
から出た輝度信号ａはデコード回路６によりＲＧＢの３
原色信号に変換された後、表示素子７に送られ表示を行
う。さらに直流再生回路４から出た輝度信号ａはコンパ
レータ８で白レベル基準電圧源９の白レベル基準電圧Ｖ
ｔと比較され、輝度信号ａが白レベル基準電圧Ｖｔより
高いときにＨレベルが、低いときにＬレベルが出力され
る。誤動作防止回路１０はコンパレータ出力ｃが所定期
間以上の確定値をもつ場合に過大振幅検出信号ｄを出力
する。その過大振幅検出信号ｄは電圧調整回路１１を通
して振幅調整回路２と色信号振幅調整回路１３のゲイン
を制御する。
信号の一つである輝度信号の振幅を自動調整する機能が
付いた表示装置のブロック図である。１は画質調整回
路、２は振幅調整回路、３は振幅調整端子、４は直流再
生回路、５は黒レベル基準電圧源、６はデコード回路、
７は表示素子、８はコンパレータ、９は白レベル基準電
圧源、１０は誤動作防止回路、１１は電圧調整回路、１
２は色信号振幅調整端子、１３は色信号振幅調整回路、
１４は映像信号振幅自動調整回路である。画質調整回路
１から振幅調整回路２に入った輝度信号は振幅調整端子
３の電圧により決まる振幅が与えられる。直流再生回路
４には黒レベル基準電圧源５から黒レベル基準電圧Ｖｂ
と、輝度信号に黒レベルが挿入されている期間を示すク
ランプパルスが与えられ、輝度信号の黒レベルが基準電
圧Ｖｂに等しくなるよう、直流レベルが付与される。色
信号振幅調整回路１３から出た色信号と直流再生回路４
から出た輝度信号ａはデコード回路６によりＲＧＢの３
原色信号に変換された後、表示素子７に送られ表示を行
う。さらに直流再生回路４から出た輝度信号ａはコンパ
レータ８で白レベル基準電圧源９の白レベル基準電圧Ｖ
ｔと比較され、輝度信号ａが白レベル基準電圧Ｖｔより
高いときにＨレベルが、低いときにＬレベルが出力され
る。誤動作防止回路１０はコンパレータ出力ｃが所定期
間以上の確定値をもつ場合に過大振幅検出信号ｄを出力
する。その過大振幅検出信号ｄは電圧調整回路１１を通
して振幅調整回路２と色信号振幅調整回路１３のゲイン
を制御する。
【００１０】図２に図１の電圧調整回路１１の具体的回
路構成例を示す。１５、１８は抵抗、１６はスイッチ、
１７はコンデンサ、１９は電圧源である。輝度信号の過
大入力時、誤動作防止回路の出力ｄがＨレベルとなりス
イッチ１６をオンにする。スイッチ１６がオンになると
コンデンサ１７に蓄えられていた電荷がコンデンサ１７
の容量値と抵抗１５の抵抗値の積で表される時定数に従
って引き抜かれる。この結果、電圧調整回路１１の出力
電圧ｅが下がるため、振幅調整回路２のゲインが下がり
輝度信号の振幅が下げられる。電圧調整回路１１の出力
電圧ｅは色信号振幅調整回路１３にも与えられ、そのゲ
インも下げることにより色信号振幅を下げる。
路構成例を示す。１５、１８は抵抗、１６はスイッチ、
１７はコンデンサ、１９は電圧源である。輝度信号の過
大入力時、誤動作防止回路の出力ｄがＨレベルとなりス
イッチ１６をオンにする。スイッチ１６がオンになると
コンデンサ１７に蓄えられていた電荷がコンデンサ１７
の容量値と抵抗１５の抵抗値の積で表される時定数に従
って引き抜かれる。この結果、電圧調整回路１１の出力
電圧ｅが下がるため、振幅調整回路２のゲインが下がり
輝度信号の振幅が下げられる。電圧調整回路１１の出力
電圧ｅは色信号振幅調整回路１３にも与えられ、そのゲ
インも下げることにより色信号振幅を下げる。
【００１１】図３に誤動作防止回路１０の具体的回路構
成例を、図４に図３の各部の信号波形を示す。２０はバ
ッファである。抵抗２１とコンデンサ２２によるＣＲ回
路の時定数ＣＲとバッファ２３のスレッショルド電圧Ｖ
ｔｈによってきまるある一定期間ｔ０（ｇ−１参照）よ
りも長いｔ１の期間、Ｈレベルを入力したとき（ｆ−
１）、ｇの波形はＶｔｈ以上の電圧が残るため（ｇ−
１）、ｈの出力はｈ−１のようになりＨレベルが出力さ
れる。ｔ０よりも短いｔ２の期間、Ｈレベルを入力した
とき（ｆ−２）は、ｇの波形はＶｔｈよりも小さくなる
ため（ｇ−２）、ｈではＨレベルは出力されない（ｈ−
２）。この方法は、簡易な構成で一定期間以下の信号を
使用しない回路を実現している。
成例を、図４に図３の各部の信号波形を示す。２０はバ
ッファである。抵抗２１とコンデンサ２２によるＣＲ回
路の時定数ＣＲとバッファ２３のスレッショルド電圧Ｖ
ｔｈによってきまるある一定期間ｔ０（ｇ−１参照）よ
りも長いｔ１の期間、Ｈレベルを入力したとき（ｆ−
１）、ｇの波形はＶｔｈ以上の電圧が残るため（ｇ−
１）、ｈの出力はｈ−１のようになりＨレベルが出力さ
れる。ｔ０よりも短いｔ２の期間、Ｈレベルを入力した
とき（ｆ−２）は、ｇの波形はＶｔｈよりも小さくなる
ため（ｇ−２）、ｈではＨレベルは出力されない（ｈ−
２）。この方法は、簡易な構成で一定期間以下の信号を
使用しない回路を実現している。
【００１２】図５に誤動作防止回路１０の他の一実施例
を、図６に図５の各部の信号波形を示す。バッファ２４
を通った信号は２つに分かれ、一方はＡＮＤゲート２６
に直接入り他方は信号をｔ０の期間遅延させる遅延回路
２５を通ってＡＮＤゲートに入る。ｔ０よりも長いｔ１
の期間、Ｈレベルを入力したとき（ｉ−１）、一方の信
号は遅延回路でｔ０遅れるが（ｊ−１）、ｔ０よりｔ１
が長いためＡＮＤゲートの２入力には同時にＨレベルと
なる期間がありＡＮＤゲート出力にはＨレベルが現れる
（ｋ−１）。ｔ０よりも短いｔ２の期間、Ｈレベルを入
力したとき（ｉ−２）、一方の信号はｔ２より長い期間
ｔ０遅れるため（ｊ−２）、ＡＮＤゲートの入力はどち
らか一方がＬとなり出力ｋにはＨレベルは出力されない
（ｋ−２）。この方法は遅延回路を用いることにより、
図３の方法に比べ時間的に高い精度を実現できる。
を、図６に図５の各部の信号波形を示す。バッファ２４
を通った信号は２つに分かれ、一方はＡＮＤゲート２６
に直接入り他方は信号をｔ０の期間遅延させる遅延回路
２５を通ってＡＮＤゲートに入る。ｔ０よりも長いｔ１
の期間、Ｈレベルを入力したとき（ｉ−１）、一方の信
号は遅延回路でｔ０遅れるが（ｊ−１）、ｔ０よりｔ１
が長いためＡＮＤゲートの２入力には同時にＨレベルと
なる期間がありＡＮＤゲート出力にはＨレベルが現れる
（ｋ−１）。ｔ０よりも短いｔ２の期間、Ｈレベルを入
力したとき（ｉ−２）、一方の信号はｔ２より長い期間
ｔ０遅れるため（ｊ−２）、ＡＮＤゲートの入力はどち
らか一方がＬとなり出力ｋにはＨレベルは出力されない
（ｋ−２）。この方法は遅延回路を用いることにより、
図３の方法に比べ時間的に高い精度を実現できる。
【００１３】次に図２の電圧調整回路を用いた図１の実
施例による輝度信号制御動作について、図１０の表示を
行う映像信号入力を例にとりあげ、図７、図８、図９の
信号波形を参照して説明する。ａ、ｂ、ｃ、ｄはそれぞ
れ図１、図２のａ、ｂ、ｃ、ｄにおける波形を示してい
る。
施例による輝度信号制御動作について、図１０の表示を
行う映像信号入力を例にとりあげ、図７、図８、図９の
信号波形を参照して説明する。ａ、ｂ、ｃ、ｄはそれぞ
れ図１、図２のａ、ｂ、ｃ、ｄにおける波形を示してい
る。
【００１４】図７は輝度信号過大入力時の振幅低減動作
を説明する走査線期間の波形図である。画質調整回路で
オーバーシュートを付けられた輝度信号は、輝度信号の
バックポーチ期間内にあるクランプ信号ｂと直流再生回
路によって、黒レベルが黒レベル基準電圧Ｖｂに合わせ
られる（図７．ａ）。輝度信号ａは期間ｔ１で白レベル
基準電圧Ｖｔを超えるため、その期間コンパレータ出力
ｃがＨレベルとなる。誤動作防止回路１０の出力ｄは、
輝度信号がＶｔを超えた瞬間からｔ０後にＨレベルとな
って、スイッチ１６がオンになり振幅調整端子３の電圧
を下げる。振幅調整端子の電圧の低下により振幅調整回
路のゲインが下がり出力電圧振幅が低下しコントラスト
が調整できる。
を説明する走査線期間の波形図である。画質調整回路で
オーバーシュートを付けられた輝度信号は、輝度信号の
バックポーチ期間内にあるクランプ信号ｂと直流再生回
路によって、黒レベルが黒レベル基準電圧Ｖｂに合わせ
られる（図７．ａ）。輝度信号ａは期間ｔ１で白レベル
基準電圧Ｖｔを超えるため、その期間コンパレータ出力
ｃがＨレベルとなる。誤動作防止回路１０の出力ｄは、
輝度信号がＶｔを超えた瞬間からｔ０後にＨレベルとな
って、スイッチ１６がオンになり振幅調整端子３の電圧
を下げる。振幅調整端子の電圧の低下により振幅調整回
路のゲインが下がり出力電圧振幅が低下しコントラスト
が調整できる。
【００１５】輝度信号の振幅が図７に比べて小さくな
り、輝度信号ａの白レベルが白レベル基準電圧Ｖｔより
わずかにΔＶ下がるものの、オーバーシュート部におい
て白レベル基準電圧Ｖｔを超える場合を図８に示す。ｔ
０より短いオーバーシュートの期間ｔ２の間、映像信号
がＶｔを超えているため、コンパレータ出力ｃにはオー
バーシュートの期間に対応した信号が現れる。誤動作防
止回路はオーバーシュートやノイズ等よりも長い所定期
間ｔ０以下のパルス幅の信号を消去する働きをするため
誤動作防止回路の出力ｄはＨレベルにはならない。この
ため振幅調整端子の電圧は下がらず、輝度信号振幅はこ
れより小さくならない。輝度信号白レベルがＶｔより下
がった瞬間は、ΔＶはゼロに近いため、図９に示すよう
に輝度信号の白レベルが白レベル基準電圧Ｖｔに一致す
る状態で安定し、最適なコントラストを得ることができ
る。
り、輝度信号ａの白レベルが白レベル基準電圧Ｖｔより
わずかにΔＶ下がるものの、オーバーシュート部におい
て白レベル基準電圧Ｖｔを超える場合を図８に示す。ｔ
０より短いオーバーシュートの期間ｔ２の間、映像信号
がＶｔを超えているため、コンパレータ出力ｃにはオー
バーシュートの期間に対応した信号が現れる。誤動作防
止回路はオーバーシュートやノイズ等よりも長い所定期
間ｔ０以下のパルス幅の信号を消去する働きをするため
誤動作防止回路の出力ｄはＨレベルにはならない。この
ため振幅調整端子の電圧は下がらず、輝度信号振幅はこ
れより小さくならない。輝度信号白レベルがＶｔより下
がった瞬間は、ΔＶはゼロに近いため、図９に示すよう
に輝度信号の白レベルが白レベル基準電圧Ｖｔに一致す
る状態で安定し、最適なコントラストを得ることができ
る。
【００１６】オーバーシュートは画質調整回路のアパー
チャー補償により生じる。ＮＴＳＣ映像信号の場合、ア
パーチャー補償では一般に輝度信号の２〜４ＭＨｚ成分
が強調されることが多い。この時オーバーシュート幅
は、ピーキング周波数の正弦波の半周期分として計算で
き、２５０〜１２５ns程度となる。これより誤動作防止
回路が働かない期間ｔ０は、オーバーシュート期間を超
える時間として１５０ns程度以上に設定すればよい。
チャー補償により生じる。ＮＴＳＣ映像信号の場合、ア
パーチャー補償では一般に輝度信号の２〜４ＭＨｚ成分
が強調されることが多い。この時オーバーシュート幅
は、ピーキング周波数の正弦波の半周期分として計算で
き、２５０〜１２５ns程度となる。これより誤動作防止
回路が働かない期間ｔ０は、オーバーシュート期間を超
える時間として１５０ns程度以上に設定すればよい。
【００１７】また画像評価の結果、画面上の白ピーク表
示部分の幅が画面横方向の１０％を超えて白つぶれを起
こすと白つぶれが気になることがわかった。このため誤
動作防止回路が働かない期間ｔ０は水平有効表示期間約
５３μsの１０％、５．３μs以下である必要がある。
示部分の幅が画面横方向の１０％を超えて白つぶれを起
こすと白つぶれが気になることがわかった。このため誤
動作防止回路が働かない期間ｔ０は水平有効表示期間約
５３μsの１０％、５．３μs以下である必要がある。
【００１８】以上の結果よりｔ０の範囲は１５０ns以
上、５．３μs以下となる。回路定数の誤差を考慮する
と期間ｔ０は１μs程度に設定するとよい。
上、５．３μs以下となる。回路定数の誤差を考慮する
と期間ｔ０は１μs程度に設定するとよい。
【００１９】図１１に本発明の第二の実施例である振幅
調整回路付き表示装置を示す。輝度信号、色信号がデコ
ード回路に入るまでの構成は図１と同じである。２７、
２８、２９はコンパレータ、３０はＯＲ回路である。デ
コード回路６から出力されたＲＧＢ原色信号はそれぞれ
コンパレータ２７、２８、２９で白レベル基準電圧Ｖｔ
と比較されその比較結果はＯＲ回路３０に入り、ＲＧＢ
原色信号の内少なくとも一つの信号が白レベル基準電圧
を超えた場合は誤動作防止回路に検出信号が送られる。
図１０の画像を表示した場合、図１１中ａ〜ｅの波形は
図１のａ〜ｅの波形と同じ波形となる。図１の実施例が
輝度信号により輝度信号振幅を制御しているのに対し、
この実施例はＲＧＢ原色信号により輝度信号振幅を制御
している。
調整回路付き表示装置を示す。輝度信号、色信号がデコ
ード回路に入るまでの構成は図１と同じである。２７、
２８、２９はコンパレータ、３０はＯＲ回路である。デ
コード回路６から出力されたＲＧＢ原色信号はそれぞれ
コンパレータ２７、２８、２９で白レベル基準電圧Ｖｔ
と比較されその比較結果はＯＲ回路３０に入り、ＲＧＢ
原色信号の内少なくとも一つの信号が白レベル基準電圧
を超えた場合は誤動作防止回路に検出信号が送られる。
図１０の画像を表示した場合、図１１中ａ〜ｅの波形は
図１のａ〜ｅの波形と同じ波形となる。図１の実施例が
輝度信号により輝度信号振幅を制御しているのに対し、
この実施例はＲＧＢ原色信号により輝度信号振幅を制御
している。
【００２０】図１２に本発明の第三の実施例である振幅
調整回路付き表示装置を示す。輝度信号、色信号がデコ
ード回路に入るまでの構成は図１と同じである。３１、
３２、３３はＡ／Ｄコンバータ、３４、３５、３６はオ
ーバーフロー端子、３７は信号処理回路である。デコー
ド回路６から出力されたＲＧＢ原色信号はそれぞれＡ／
Ｄコンバータ３１、３２、３３に入りデジタル変換され
る。Ａ／Ｄコンバータには下限基準電圧として黒レベル
基準電圧源５より黒レベル基準電圧Ｖｂが与えられ、Ｒ
ＧＢ原色信号黒レベルがデジタル信号の下限値に合わせ
られる。Ａ／Ｄコンバータの上限基準電圧には白レベル
基準電圧Ｖｔが与えられる。Ａ／Ｄコンバータのオーバ
ーフロー端子３４、３５、３６の出力はＯＲ回路３０に
入力され、ＲＧＢ原色信号の内どれか一つの信号が白レ
ベル基準電圧を超えた場合、対応するオーバーフロー端
子の出力がＨレベルになり、ＯＲ回路がＨレベル出力と
なる。誤動作防止回路ではＨレベルがｔ０より長い場
合、Ａ／Ｄコンバータでオーバーフローが起こらないよ
う、電圧調整回路により輝度信号振幅を制御する。Ａ／
Ｄ変換されたＲＧＢデジタル信号は信号処理回路３７で
信号処理された後再びＲＧＢアナログ信号に変換され表
示素子７に送られる。図中ａ〜ｅは図１１と同じ信号で
ある。
調整回路付き表示装置を示す。輝度信号、色信号がデコ
ード回路に入るまでの構成は図１と同じである。３１、
３２、３３はＡ／Ｄコンバータ、３４、３５、３６はオ
ーバーフロー端子、３７は信号処理回路である。デコー
ド回路６から出力されたＲＧＢ原色信号はそれぞれＡ／
Ｄコンバータ３１、３２、３３に入りデジタル変換され
る。Ａ／Ｄコンバータには下限基準電圧として黒レベル
基準電圧源５より黒レベル基準電圧Ｖｂが与えられ、Ｒ
ＧＢ原色信号黒レベルがデジタル信号の下限値に合わせ
られる。Ａ／Ｄコンバータの上限基準電圧には白レベル
基準電圧Ｖｔが与えられる。Ａ／Ｄコンバータのオーバ
ーフロー端子３４、３５、３６の出力はＯＲ回路３０に
入力され、ＲＧＢ原色信号の内どれか一つの信号が白レ
ベル基準電圧を超えた場合、対応するオーバーフロー端
子の出力がＨレベルになり、ＯＲ回路がＨレベル出力と
なる。誤動作防止回路ではＨレベルがｔ０より長い場
合、Ａ／Ｄコンバータでオーバーフローが起こらないよ
う、電圧調整回路により輝度信号振幅を制御する。Ａ／
Ｄ変換されたＲＧＢデジタル信号は信号処理回路３７で
信号処理された後再びＲＧＢアナログ信号に変換され表
示素子７に送られる。図中ａ〜ｅは図１１と同じ信号で
ある。
【００２１】図１２のＡ／Ｄコンバータの内部構成例を
図１３に示す。３８、３９、４０は抵抗、４１、４２、
４３はコンパレータ、４４はクロックドライバ、４５は
エンコーダ、４６は出力バッファである。Ａ／Ｄコンバ
ータに与えられた上限基準電圧と下限基準電圧はその電
圧差が複数の抵抗３８、３９〜４０によって分割され、
分割された電圧とアナログ入力電圧が、複数のコンパレ
ータ４１〜４２、４３によって比較される。この構成例
では６ビット出力、６４個のコンパレータを持つＡ／Ｄ
コンバータを示している。比較結果はエンコーダ４５で
デジタル信号に変換された後出力バッファ４６を通って
出力される。コンパレータ、エンコーダ、出力バッファ
はクロックドライバ４４により駆動される。コンパレー
タ４３によりアナログ入力が上限基準電圧を超えた期間
が検出され、オーバーフロー端子から検出信号が出力さ
れる。コンパレータ４３、エンコーダ４５、出力バッフ
ァ４６、クロックドライバ４４がオーバーフロー検出回
路を構成している。
図１３に示す。３８、３９、４０は抵抗、４１、４２、
４３はコンパレータ、４４はクロックドライバ、４５は
エンコーダ、４６は出力バッファである。Ａ／Ｄコンバ
ータに与えられた上限基準電圧と下限基準電圧はその電
圧差が複数の抵抗３８、３９〜４０によって分割され、
分割された電圧とアナログ入力電圧が、複数のコンパレ
ータ４１〜４２、４３によって比較される。この構成例
では６ビット出力、６４個のコンパレータを持つＡ／Ｄ
コンバータを示している。比較結果はエンコーダ４５で
デジタル信号に変換された後出力バッファ４６を通って
出力される。コンパレータ、エンコーダ、出力バッファ
はクロックドライバ４４により駆動される。コンパレー
タ４３によりアナログ入力が上限基準電圧を超えた期間
が検出され、オーバーフロー端子から検出信号が出力さ
れる。コンパレータ４３、エンコーダ４５、出力バッフ
ァ４６、クロックドライバ４４がオーバーフロー検出回
路を構成している。
【００２２】図１２、図１３のＡ／Ｄ変換の方法を使え
ば、ノイズやオーバーシュートにかかわらず映像信号振
幅を自動調整することができ、またＡ／Ｄコンバータ入
力の上下電圧範囲をすべて使うことにより映像信号を高
い分解能でデジタル変換することが可能である。図１３
では一例として６ビットのＡ／Ｄコンバータを示した
が、４ビット、８ビット等のＡ／Ｄコンバータを使用す
ることも可能である。Ａ／Ｄコンバータにオーバーフロ
ー端子がない場合は図１１の実施例のようにデコード回
路のＲＧＢ原色信号出力とＶｔを比較するコンパレータ
を使用する方法も考えられる。
ば、ノイズやオーバーシュートにかかわらず映像信号振
幅を自動調整することができ、またＡ／Ｄコンバータ入
力の上下電圧範囲をすべて使うことにより映像信号を高
い分解能でデジタル変換することが可能である。図１３
では一例として６ビットのＡ／Ｄコンバータを示した
が、４ビット、８ビット等のＡ／Ｄコンバータを使用す
ることも可能である。Ａ／Ｄコンバータにオーバーフロ
ー端子がない場合は図１１の実施例のようにデコード回
路のＲＧＢ原色信号出力とＶｔを比較するコンパレータ
を使用する方法も考えられる。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、映像信号振幅を自動調
整する際、映像信号のノイズやオーバーシュートによる
誤動作を防ぎ、常に最適なコントラストを得る表示装置
が実現可能である。
整する際、映像信号のノイズやオーバーシュートによる
誤動作を防ぎ、常に最適なコントラストを得る表示装置
が実現可能である。
【００２４】またデジタル映像信号処理装置で、アナロ
グ映像信号をＡ／Ｄコンバータに取り込む場合、本発明
を用いればＡ／Ｄコンバータのダイナミックレンジを生
かし、映像信号のノイズやオーバーシュートで振幅補正
が誤動作しない映像信号振幅自動調整回路を実現するこ
とができる。
グ映像信号をＡ／Ｄコンバータに取り込む場合、本発明
を用いればＡ／Ｄコンバータのダイナミックレンジを生
かし、映像信号のノイズやオーバーシュートで振幅補正
が誤動作しない映像信号振幅自動調整回路を実現するこ
とができる。
【図１】本発明の第一の実施例の回路構成図である。
【図２】図１の電圧調整回路の一実施例を示す図であ
る。
る。
【図３】図１の誤動作防止回路の一実施例を示す図であ
る。
る。
【図４】図３における各部の動作信号波形図である。
【図５】図１の誤動作防止回路の一実施例を示す図であ
る。
る。
【図６】図５における各部の動作信号波形図である。
【図７】図１における各部の動作信号波形図である。
【図８】図１における各部の動作信号波形図である。
【図９】図１におけるａ部の動作信号波形図である。
【図１０】図１の表示装置による画像表示の一例を示す
図である。
図である。
【図１１】本発明の第二の実施例の回路構成図である。
【図１２】本発明の第三の実施例の回路構成図である。
【図１３】図１２のＡ／Ｄコンバータの一実施例を示す
図である。
図である。
１…画質調整回路、 ２…振幅調整回路、 ３…振幅調整端子、 ４…直流再生回路、 ５…黒レベル基準電圧源、 ６…デコード回路、 ７…表示素子、 ８…コンパレータ、 ９…白レベル基準電圧源、 １０…誤動作防止回路、 １１…電圧調整回路、 １２…色信号振幅調整端子、 １３…色信号振幅調整回路、 １４…映像信号振幅自動調整回路。
Claims (2)
- 【請求項１】映像信号の振幅を調整する振幅調整回路、
前記振幅調整回路の出力映像信号と所定の電圧を比較す
るコンパレータ、前記コンパレータ出力がある一定期間
以上確定値の場合のみ信号を出力する誤動作防止回路、
前記誤動作防止回路の出力により前記振幅調整回路の出
力振幅を制御する回路を設けたことを特徴とする映像信
号振幅自動調整回路。 - 【請求項２】入力されるアナログ映像信号の振幅を調整
する振幅調整回路、前記振幅調整回路の出力映像信号の
黒レベルを所定の電圧レベルに合わせる直流再生回路、
前記直流再生回路の出力映像信号をデジタル信号に変換
するＡ／Ｄコンバータ、前記Ａ／Ｄコンバータの入力映
像信号と前記Ａ／Ｄコンバータの上限基準電圧を比較し
前記Ａ／Ｄコンバータのダイナミックレンジを超えたこ
とを示すオーバーフロー検出回路、前記オーバーフロー
検出回路がある一定期間以上確定値の場合のみ検出信号
を出力する誤動作防止回路、前記誤動作防止回路の検出
信号により前記振幅調整回路の出力振幅を制御する回路
を設けると共に、前記直流再生回路で付与する映像信号
の黒レベル電圧と前記Ａ／Ｄコンバータ下限基準電圧を
ほぼ一致させたことを特徴とする映像信号振幅自動調整
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4331390A JPH06178152A (ja) | 1992-12-11 | 1992-12-11 | 映像信号振幅自動調整回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4331390A JPH06178152A (ja) | 1992-12-11 | 1992-12-11 | 映像信号振幅自動調整回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06178152A true JPH06178152A (ja) | 1994-06-24 |
Family
ID=18243163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4331390A Pending JPH06178152A (ja) | 1992-12-11 | 1992-12-11 | 映像信号振幅自動調整回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06178152A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100430548B1 (ko) * | 2002-01-02 | 2004-05-10 | 엘지전자 주식회사 | 투사형 표시장치에서의 오프셋 및 입력 게인 자동 조정시스템 및 그 방법 |
| JP2009017391A (ja) * | 2007-07-06 | 2009-01-22 | Sanyo Electric Co Ltd | 音声多重放送信号の信号処理装置 |
-
1992
- 1992-12-11 JP JP4331390A patent/JPH06178152A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100430548B1 (ko) * | 2002-01-02 | 2004-05-10 | 엘지전자 주식회사 | 투사형 표시장치에서의 오프셋 및 입력 게인 자동 조정시스템 및 그 방법 |
| JP2009017391A (ja) * | 2007-07-06 | 2009-01-22 | Sanyo Electric Co Ltd | 音声多重放送信号の信号処理装置 |
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