JPH0614536A - 自己生成共振電源及びトランジスタスイッチング回路用電力の生成方法 - Google Patents

自己生成共振電源及びトランジスタスイッチング回路用電力の生成方法

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JPH0614536A
JPH0614536A JP5049864A JP4986493A JPH0614536A JP H0614536 A JPH0614536 A JP H0614536A JP 5049864 A JP5049864 A JP 5049864A JP 4986493 A JP4986493 A JP 4986493A JP H0614536 A JPH0614536 A JP H0614536A
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voltage
capacitor
pulse input
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JP5049864A
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Brian R Pelly
ブライアン・アール・ペリー
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International Rectifier Corp USA
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 パワートランジスタスイッチング回路と共に
使用される共振電源を提供する。 【構成】 一実施例においては、直列接続ＬＣ共振回路
が、パワートランジスタの高電圧パルス出力に結合され
ていると共に、パルス出力から電力を取り出してそれを
低電圧出力がそこでもたらされるところの低電圧出力用
コンデンサに伝達すべく設計されている。低電圧出力
は、出力用コンデンサと並列に接続されているツェナー
ダイオードによって調整される。比較的高い値（通常は
メグオームの範囲）の始動用抵抗器が、最初のスイッチ
ング事象が起ることを可能にすべく、最初の電荷を出力
用コンデンサに供給し、もって、共振電源は、電力の供
給を開始することができる。ＬＣ回路の共振周波数は、
パワートランジスタの最大スイッチング周波数よりも著
しく高く、もって、ＬＣ回路の共振高周波波形は、出力
用コンデンサに繰返し電荷バーストを供給することが可
能になる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パワートランジスタ用
のスイッチング回路に関し、より詳細には、スイッチン
グ回路内のトランジスタ及びその他の回路素子に電力を
供給する補助共振電源に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】図１は
従来の回路を示しており、例えばＩＲ２１１０モノリシ
ック・ブリッジ・ドライバ（本出願人であるInternatio
nal Rectifier Corporation から入手可能）からなるス
イッチング回路１０は、第１及び第２の、直列接続され
たパワートランジスタ１２及び１４（例えばパワーＭＯ
ＳＦＥＴ）を駆動する。モノリシック・ブリッジ・ドラ
イバからなるスイッチング回路１０は、それ自身の動作
のために、図示のように、１対の低電圧電源ＶDD及びＶ
CCを必要とする。モノリシック・ブリッジ・ドライバ１
０内の低電流論理回路は、ＶDDから電力を供給される
が、それほど電流を消費しない。ＶCCに接続されている
回路は、駆動されるパワートランジスタ１２及び１４に
よって表されているＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのゲート
電荷を供給するのに必要な電流を取り出す。この電流
は、かなり大きい。例えば、ＩＲＦ４５０ＨＥＸＦＥＴ
（International Rectifier Corporationから供給され
るトランジスタ）を５００ＫＨｚで駆動するには、次の
電流ＩCCが必要である。 ＩCC＝２ＱG ・ｆ ＝２・１２０・１０-9・５００・１０3 ・１０3 ｍＡ ＝１２０ｍＡ
【０００３】この電流を１２〜１８ボルトの通常の電圧
範囲で供給する、簡単で、効率が良く、しかも低コスト
である電源に対するニーズが、存在する。
【０００４】要求されている補助電源を実現するための
従来方法が、図２〜図５に示されている。図２の回路
は、主ＤＣバス２０における比較的高い電圧を低い電圧
に下げるための“ドロッピング”抵抗器１８を用いてお
り、その低い電圧は、ツェナーダイオード２２によって
調整されて蓄積用コンデンサ２４から伝達される。これ
は、必要とされる電流が大き過ぎることなく、抵抗器１
８での消費が過剰にならないので、実際に使用され得
る。例えば、３ＫＨｚで動作する、２つの上述したＩＲ
Ｆ４５０ＨＥＸＦＥＴトランジスタは、ＶCCから、約
０．７５ｍＡの平均電流を消費するであろう。２００〜
４００ボルトのＤＣバス電圧に亘る動作を可能にするに
は、ドロッピング抵抗器１８における、対応する最大消
費は、約６００ｍＷであり、これは、充分に実用的であ
る。しかしながら、５００ＫＨｚでは、抵抗器１８にお
ける、対応する最大消費は、約１００ワットであり、こ
れは、受け入れられない。
【０００５】図３の従来回路は、“バック(buck)”変換
器を使用している。バック変換器は、効率が良く、良好
に調整される電源をもたらす。本発明の回路と比較し
て、バック変換器は、より良い性能（例えば、始動）を
提供するが、一般的にコストに関して効率的ではない。
【０００６】図４及び図５のブリッジ回路は、それらの
補助電力をＡＣラインから生成する。両回路は、ＡＣラ
イン電力が入手可能な場合にのみ使用可能であり、そし
て、それらは、かなりの量の、コスト高な部品を必要と
する。
【０００７】本発明は、出力低電圧蓄積用コンデンサを
充電するのに、バック変換器に代えて、それよりもずっ
と簡単なＬＣ共振回路を使用するという概念に、基づい
ている。
【０００８】スイッチング電源に関するいくつかの特許
は、直列ＬＣ回路を記載している。例えば、米国特許第
４，１８４，１９７号は、２つのインダクタンスを用い
るＤＣ−ＤＣ変換器を開示しており、それらのインダク
タンスのうちの一方は、入力源と直列であり、他方は、
出力負荷と直列である。コンデンサが、インダクタンス
間のスイッチ（例えばトランジスタ）と共に用いられて
いる。当該特許明細書第５欄第２０〜３７行に記載され
ている、この回路の動作は、本発明のそれとは著しく異
なっている。
【０００９】米国特許第４，６５４，７６９号は、スイ
ッチングトランジスタＱ1 及びＱ2と連動する直列ＬＣ
回路を備えたＤＣ−ＤＣ変換器を開示している（特に図
２参照）。しかしながら、回路の構成及び動作（第３欄
第５７行〜第４欄第１４行に記載されている）は、上述
した特許に基づいており、本発明とは著しく異なってい
る。
【００１０】米国特許第４，７３６，２８４号は、ダイ
オード／コンデンサ構成体から伝達される出力を備えた
スイッチング電源回路を開示している。直列ＬＣ共振回
路であって、出力用コンデンサに充電電荷を供給すべく
接続されているものは、開示されていない。
【００１１】従って、本発明の主要な目的は、補助電
源、特に、主スイッチングトランジスタの駆動回路用の
補助電源を提供することである。
【００１２】更に、本発明の目的は、高電圧パルス入力
から低電圧ＤＣ出力を生成する電源回路を提供すること
である。
【００１３】更に、本発明の目的は、トランジスタスイ
ッチング回路における、“低い方の側”での適用及び
“高い方の側”での適用の両方で使用され得るような電
源を提供することである。
【００１４】また、本発明の目的は、“低い方の側”で
の適用のための、直列回路を含む電源回路を提供するこ
とであり、その直列回路は、その一端における、パワー
トランジスタのパルス負荷電圧出力と、その他端におけ
る、低電圧がそこから供給されるところの電荷蓄積用コ
ンデンサとの間に直列に接続される。
【００１５】本発明の別の目的は、“高い方の側”での
適用のための、直列ＬＣ回路を含む電源回路を提供する
ことであり、その直列ＬＣ回路は、その一端における、
ＤＣ電源電圧と、その他端における、低電圧がそこから
供給されるところの電荷蓄積用コンデンサとの間に直列
に接続されており、その電荷蓄積用コンデンサの残りの
端子は、パワートランジスタのパルス負荷電圧出力に接
続される。
【００１６】本発明の更に別の目的は、比較的低い電圧
・キャパシタンスの出力用コンデンサが使用され得ると
ころの前述したタイプの回路を提供することである。
【００１７】本発明の更に別の目的は、実現するのが簡
単で安価な補助電源を提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明によれば、パルス入力からＤＣ出力を生成す
る電源回路が提供され、この電源回路は、第１の端子で
あってパルス入力に結合されるものと第２の端子とを有
する直列ＬＣ回路と、直列ＬＣ回路から電気的に充電さ
れる出力用コンデンサであって、ＤＣ出力をもたらすも
のと、直列ＬＣ回路を出力用コンデンサに結合する結合
回路とを具備することを特徴としている。
【００１９】好適に、出力用コンデンサには、電圧調整
器が結合されており、この電圧調整器は、出力用コンデ
ンサにおけるＤＣ出力を実質的に一定の所定値に調整・
維持する。
【００２０】本発明の一実施例においては、駆動回路で
制御される１個以上のパワートランジスタは、直列ＬＣ
回路を介してパルス出力を供給し、その直列ＬＣ回路
は、パルス出力と、パワートランジスタの駆動回路に低
電圧電力を供給する低電圧出力用コンデンサとの間に接
続されている。
【００２１】本発明の顕著な特徴によると、ＬＣ回路
は、スイッチング事象が起る度毎に、主パワースイッチ
ングトランジスタ回路の出力からエネルギを“盗み”、
そのエネルギを次のスイッチング事象用として蓄えるべ
く使用される。
【００２２】始動回路が、最初のスイッチング事象用の
駆動エネルギを供給すべく使用される。各スイッチング
事象時に正しい量のエネルギを盗むことにより、回路
は、周波数とは無関係に、正しい駆動電力を自動的に伝
達する。
【００２３】低電圧出力用コンデンサと共に動作するＬ
Ｃ回路は、補助電源の心臓部をなしており、この補助電
源から、主パワースイッチングトランジスタを制御する
駆動回路を作動させるための電力が、供給される。上述
のように、補助電源は、主パワースイッチングトランジ
スタの出力で駆動され、その出力は、パルス電圧をもた
らす。このパルス電圧から、補助電源は、駆動回路を駆
動するのに必要な低電圧を生成する。
【００２４】特に、その基本的な構成において、本発明
に係る装置は、２０〜２０００ボルト以上、通常は２０
０〜４００ボルトの電圧を供給する主ＤＣバスと、主Ｄ
Ｃバスに由来する高パルス電圧出力を供給する１対のト
ランジスタと、この１対のトランジスタを、通常は互い
に排他的に且つ高い周波数で、ターンオン及びターンオ
フする駆動回路とを具備している。パルス化された高電
圧出力は、２つのトランジスタが互いに接続されている
ところの回路端子から取り出される。
【００２５】直列接続ＬＣ回路は、上述の回路端子に接
続される一の接続点と、ダイオードのアノードに接続さ
れる別の接続点とを有しており、そのダイオードのカソ
ードは、低電圧ＶCC出力を伝達するところの出力用コン
デンサに電流を供給する。
【００２６】第２のダイオードが、最初に言及したダイ
オード及び出力用コンデンサの直列接続回路と、閉路関
係で接続されており、出力用コンデンサからの電流の
“欲しない”負の半サイクルをバイパスさせるためのバ
イパス用ダイオードとして作用する。ツェナーダイオー
ドが、低電圧出力を調整すべく、出力用コンデンサの端
子間に並列に接続されている。例えばメグオームの範囲
の抵抗値を有する高インピーダンス抵抗器であって、始
動回路を構成するものが、補助電源回路が始動するのを
可能にすべく、主ＤＣバスと出力用コンデンサとの間に
直接接続されている。ＶCC出力は、従来技術との関連で
前述したＶCC電圧電源に対応する。
【００２７】本発明の要点は、簡単且つ安価な構成で効
率の高い電源を提供し得るということである。高効率の
鍵は、インダクタであり、このインダクタは、ＬＣ回路
のコンデンサと共に共振回路を形成する。インダクタが
無いと、コンデンサは、図２に示されているドロッピン
グ抵抗器よりも効率的でなくなるであろう。実際、共振
インダクタが無いと、コンデンサは、各スイッチング事
象時に、電流をただの１回で“呑み(gulp)”込んでしま
う。この“呑込み”と結び付けられている電荷は、２つ
のパワートランジスタの足し合わされたゲート電荷に少
なくとも等しくなければならない。この電荷は、“高”
ＤＣバス電圧から取り出され、ずっと低い電圧で伝達さ
れ、もって、ＤＣバスにおける高電圧に対する、補助電
源の出力電圧の比として計算されるところの、むしろ受
け入れられない低効率がもたらされる。
【００２８】対照的に、共振ＬＣ回路が有ると、出力用
コンデンサは、出力電力の各パルスからの足し合わされ
た電荷を受容し、もって、ＬＣ回路におけるかなり小さ
いコンデンサの使用が可能になると共に、かなり高い効
率（後述のように、８９％以上のオーダ）が達成され
る。
【００２９】
【実施例】図面を参照するに、本発明は、低電圧出力３
２をもたらす補助電源３０（図６）であって、図１に示
されている従来技術におけるＶCC電源３４に置き換わる
ものに特に焦点を合わせているということを、最初に記
憶しておかれたい。
【００３０】本発明の補助電源３０は、広範囲に亘って
適用され得るが、図１の従来技術に示されているような
装置と共に使用されるべく特に意図されており、その装
置においては、スイッチング／駆動回路１０が、ゲート
／ベース電流を、パワートランジスタ１２及び１４の対
に供給すべく用いられている。本発明は、単相ブリッジ
回路又は３相ブリッジ回路に使用され得、このブリッジ
回路における全てのＶＣＣ電力は、ただの１相からもた
らされる。
【００３１】通常、スイッチング／駆動回路は、入力端
子３６及び３８における制御信号に応答し、図７に示さ
れているパルス出力４２であって電気負荷（図示せず）
を駆動すべく使用されるものを出力４０にもたらす。パ
ルス出力電圧４２は、駆動回路１０によって発生され、
この駆動回路は、主ＤＣバス２０からの正電圧を伝達す
るパワートランジスタ１２と、負荷をアースに接続する
パワートランジスタ１４とを、二者択一的に且つ相互に
排他的に、相互に排他的な基準でターンオンさせる。出
力４０は、駆動回路１０に供給されて出力電圧を調整し
得る。
【００３２】図６に示されているように、端子４０にお
ける出力パルスパワー電圧は、パワートランジスタ１２
及び１４の共通端子において発生され、低電圧出力ＶCC
をもたらすための補助電源３０によって取り出されてい
る。特に、コンデンサ４６を含む直列接続ＬＣ回路のイ
ンダクタ４４は、共通端子に接続されていると共に、Ｌ
Ｃ回路の他方の接続点４８は、充電用ダイオード５０の
カソードとバイパス用ダイオード５２のアノードとに接
続されている。低電圧出力用コンデンサ５４は、ダイオ
ード５０のアノードから充電されると共に、電圧調整用
ツェナーダイオード５６と並列に接続されている。コン
デンサ５４、ツェナーダイオード５６及びダイオード５
０の共通端子５８は、高い値の抵抗器６０を介して主Ｄ
Ｃバス２０に接続されている。コンデンサ５４、ツェナ
ーダイオード５６、バイパス用ダイオード５２及び主パ
ワートランジスタ１４の各々の一方の端子は、アース６
２に接続されている。
【００３３】最初に述べたように、低電圧ＶＣＣ出力３
２は、電力を、他のハウスキーピングの目的に供給する
だけでなく、駆動回路１０にも供給する。本発明に係る
自己生成電源は、一旦始動すると、この電源を供給する
ことができ、従来用いられていたＶcc電源は、もはや必
要ではなく、あるいは、本発明に係る共振電源によって
補われ得る。
【００３４】本発明の要点は、簡単で安価なＬＣ回路で
あって、インダクタ４４及びコンデンサ４６からなるも
のに在り、これらのインダクタ及びコンデンサは、スイ
ッチング事象が起る度毎に、パルス負荷電圧出力４０か
らエネルギを“盗み”、そのエネルギは、低電圧出力用
コンデンサ５４における次のスイッチング事象用として
蓄えられる。抵抗器６０は、プルアップ回路を構成して
おり、このプルアップ回路は、最初のスイッチング事象
用の駆動エネルギを供給すべく、コンデンサ５４をバス
２０から充電する。各スイッチング事象時に正しい量の
エネルギを次のスイッチング事象のために盗むことによ
り、回路は、パルス出力４０の周波数とは無関係に、正
しい駆動電力を伝達する。抵抗器６０は、比較的高い値
（通常、２メガオーム）を有しており、電力消費は少な
い（通常、約１００ｍＷ）。
【００３５】出力トランジスタ１２及び１４が、スイッ
チングされるべく始動するや否や、一定のエネルギの
“バースト”が、出力に伝達され、インダクタ４４とコ
ンデンサ４６とからなる直列接続回路を介してコンデン
サ５４を充電する。ここで、その直列接続回路は、出力
４０からの正のパルスの各々に応答して共振すべく設計
されており、出力トランジスタの次のスイッチング事象
の前に共振エネルギの各バーストを完了させて共振エネ
ルギの蓄積を避けるべく、トランジスタ１２及び１４の
最大スイッチング周波数よりも著しく高い共振周波数を
有している。数ＭＨｚのＬＣ共振周波数が、一般的に好
ましい。
【００３６】補助電源３０の理想化された波形が、図７
に示されている。コンデンサ４６を流れる電流の正の半
サイクルは、ダイオード５０を介して出力用コンデンサ
５４に電荷を供給する一方、負の半サイクルは、バイパ
ス用ダイオード５２を介して分流される。トランジスタ
１２がオンされる度毎に、コンデンサ４６のキャパシタ
ンスＣ1 に主バス２０の電圧（ＶDC）の２乗を乗じたも
のに等しい、エネルギの正味“バースト”が、共振回路
に伝達される。各バーストの終了時に、そのエネルギの
半分が、コンデンサ４６に蓄えられ、他の半分は、出力
用コンデンサ５４及びその負荷に伝達されるエネルギ
と、回路自体内で失うエネルギとの間で分割される。も
し部品の値が、丁度必要な量の出力エネルギを盗むよう
に選択されるならば、効率は、比較的高くなるであろう
（通常、約８０％）。
【００３７】駆動回路１０によるトランジスタ１２及び
１４の動作の態様により、コンデンサ４６は、第２のパ
ワートランジスタ１４がオンされた時に、バス２０の電
圧まで充電されたり、されなかったりする。もし充電さ
れるならば、この時に、Ｃ1・ＶDC 2 の２分の１に等し
い、第２のエネルギのバーストが、コンデンサ４６から
出力回路に伝達される。
【００３８】ツェナーダイオード５６のツェナー電圧
は、ＶCCの所望の値、即ち低電圧出力３２に等しい値に
選択されている。もしＣ1 ・ＶDC 2 の２分の１が、各ト
ランジスタをオンするのに必要なエネルギＶCC・ＱG に
等しくされているならば、ツェナーダイオードは、有意
な電力を吸収しない。
【００３９】通常、ＶCCは、主ＤＣバス２０の動作電圧
の範囲に亘って調整されなければならなず、且つ、伝達
されるエネルギは、最低動作ＤＣバス電圧において、次
の関係式を満たさなければならない。 １／２・Ｃ1 ・ＶDC 2min＝２ＱG ・ＶCC より高いＤＣバス電圧においては、共振回路（４４，４
６）に伝達される過剰なエネルギは、ツェナーダイオー
ド５６で消費される。最高ＤＣバス電圧（ＶDCmax ）に
おいては、ツェナーダイオード５６で失うエネルギは、 ＥZD＝２・１／２・Ｃ1 （ＶDC 2max−ＶDC 2min） ＝２・１／２・Ｃ1 ・ＶDC 2min（ｋ2 −１） ＝２ＱG ・ＶCC（ｋ2 −１） ここに、ｋ＝ＶDCmax ／ＶDCmin
【００４０】上記の最初の式における係数２は、コンデ
ンサ４６が充電する際及びそれが放電する際に等しい量
のエネルギが消費されるので、付されている。
【００４１】ツェナーダイオード５６における電力損失
ＰZDは、 ＰZD＝２ＱG ・ＶCC（ｋ2 −１）ｆ ＝２ＰCC（ｋ2 −１） ここに、ＰCC＝２ＱG ・ＶCC・ｆ ｆ＝トランジスタ１２及び１４の動作周波数
【００４２】駆動回路がＩＲ２１１０モノリシック・ブ
リッジ・ドライバであり且つトランジスタ１２及び１４
がＩＲＦ４５０ＨＥＸＦＥＴである（これらの部品は、
本出願人であるInternational Rectifier Corporation
から入手可能である）場合には、トランジスタ１２及び
１４は４００ＫＨｚで動作し、ＶCCの値は１５ボルトで
あり、ＤＣバス電圧の動作範囲は２００〜４００ボルト
であり、ツェナーダイオード５６における損失は、ＰZD
についての上記の式を用いて計算すると、５．４ワット
である。
【００４３】この計算は、全てのエネルギ損失がツェナ
ーダイオードに集中しているということを推定させる。
実際には、失った電力の一部は、インダクタ４４、コン
デンサ４６並びにダイオード５０及び５２、並びにトラ
ンジスタ１２及び１４で消費される。従って、ツェナー
ダイオード５６における実際の消費は、上記の計算値よ
りも小さい。実際の損失は、計算値の約半分であると測
定された。
【００４４】従って、本発明は、図２に示されている従
来技術におけるドロッピング抵抗器１８であって同じ動
作条件で約１００ワット消費するものと比較して、極め
て好ましい。
【００４５】共振回路（４４，４６）の高い効率の鍵
は、インダクタ４４である。コンデンサ４６のみでは、
回路は、図２のドロッピング抵抗器１８よりも効率的で
はない。更に、後述するように、インダクタ４４は、コ
ンデンサ４６が１桁小さいキャパシタンスを有すること
を可能にする。
【００４６】その理由は、次の通りである。即ち、コン
デンサ４６は、インダクタ４４が無いと、各スイッチン
グ事象時に、電流をただの１回で“呑み込む”からであ
る。この“呑込み”と結び付けられている電荷は、２つ
のパワートランジスタ１２及び１４の足し合わされたゲ
ート電荷に少なくとも等しくなければならない。その電
荷は、バス２０における高ＤＣ電圧ＶDCから取り出さ
れ、ＶCC／ＶDCmin の効率（ＶDCmin において）で、出
力３２にずっと低い電圧ＶCCで伝達される。ＶDCmax に
おける効率は、係数１／ｋ2 だけ更に低下させられる。
ここに、ｋ＝ＶDCmax ／ＶDCmin である。前述したＩＲ
Ｆ４５０トランジスタ１２及び１４と共に、５００ＫＨ
ｚでインダクタ無しで作動するコンデンサ４６は、バス
２０における２００〜４００ボルトの範囲内のＤＣ電圧
に対し、約１００ワットの損失を生ずる。
【００４７】更に、インダクタ４４無しで作動するコン
デンサ４６の値は、２・ＱG ／ＶDCmin に等しい値を有
し、この値は、共振回路（４４，４６）で必要とされる
ずっと小さいコンデンサ値よりも１桁大きくなるであろ
う。なお、その共振回路で必要とされるコンデンサ４６
の値Ｃ1 は、２・ＱG ／ＶDCmin ・ＶCC／ＶDCmin に等
しいだけであろう。
【００４８】非共振回路の低効率に対する、共振回路４
４，４６の高効率についての物理的な説明は、次の通り
である。即ち、共振回路においては、トランジスタ１２
がオンする際に出力回路に伝達される全電荷が、コンデ
ンサ４６によって取り出される電荷よりもずっと多いか
らである。何故ならば、出力用コンデンサ５４は、各共
振バーストの間、多数の、電流の正の半サイクルを受容
し、且つ、これらの各々が、全出力電荷に寄与するから
である。他方、コンデンサ４６によって取り出される電
荷は、電流の、全ての、正の半サイクル及び反対に作用
する負の半サイクルの積分であり、これは、ずっと小さ
い。共振回路は、実際上、電荷増倍器として作用する。
【００４９】図７に示されている波形における符号は、
図６における符号に対応しており、そして、下方のトラ
ンジスタ１４がオンされると、コンデンサ４６に蓄えら
れていたエネルギは、そのトランジスタ１４を介してコ
ンデンサ５４に、共振バーストとして放出されるという
ことを、図７は示している。このような制御モードを、
“能動プルダウン”モードと呼ぶことにする。もしトラ
ンジスタ１４が、トランジスタ１２がオフした直後に機
敏にオンされないならば、“受動プルダウン”のみが起
る。この場合、コンデンサ４６が、どれくらい急速にプ
ルダウンされるかということ、及び、コンデンサ４６に
蓄えられていたエネルギのいくらか又は全部が、出力用
コンデンサ５４に伝達されずに別の場所でどれくらい急
速に消費されるかということは、外部の負荷回路が決定
する。プルダウンがスローになればなるほど、出力用コ
ンデンサ５４に伝達されるエネルギは少なくなる。
【００５０】極端な場合、ゼロエネルギ伝達が受動プル
ダウンの間に起り得る。この場合、コンデンサ４６は、
トランジスタ１２がオンしたときに、２倍の量のエネル
ギをコンデンサ５４に伝達しなければならず、しかも、
そのコンデンサ４６は、先に計算した値の２倍の値を有
しなければならない。しかしながら、受動プルダウンの
間に外部回路内でコンデンサ４６から失われるエネルギ
は、ツェナーダイオード５６における消費を増大させな
い。何故ならば、そのエネルギは、別の場所で失われる
からである。
【００５１】図８を参照するに、負電圧（−ＶCC）出力
６４を伝達するための負電源を追加するのは、簡単なこ
とである。追加の出力用コンデンサ６６及びツェナーダ
イオード６８が、必要なだけである。例えば、電流検知
用トランジスタが使用されていて電流検知用の負電源が
必要な場合には、負バイアス供給出力は、有用であろ
う。
【００５２】図９を参照するに、独立型負電源が、図６
に示されている部品を用い、共通端子５８をアース６２
に接続することによってもたらされている。これは、正
の低電圧源は既に入手しているが、別体の、例えば電流
検知用の、負電源が必要な場合には、有用であろう。
【００５３】図６に示されている回路において、上方の
トランジスタ１２用の浮動電源は、ブートストラップ・
ダイオード−コンデンサ回路（図示せず）を介し、ＶＣ
Ｃ低電圧出力３２から得られよう。
【００５４】ある応用においては、負荷電流に起因す
る、トランジスタ１４における電圧降下は、このトラン
ジスタ１４の導通期間の間にブートストラップ用コンデ
ンサがその電圧まで充電するところの電圧を著しく低下
させる。この場合、上述した共振回路４４，４６は、下
方のトランジスタ１４の電圧降下とは独立に、上方のト
ランジスタ１２用の浮動電源を提供すべく使用され得
る。
【００５５】図１０は、上方のトランジスタ１２用の浮
動正／負バイアス電源を示している。始動用抵抗器６０
は、正電源及び負電源の両方を予充電するということに
注意されたい。更に、共振回路４４，４６が、ＤＣバス
電源電圧２０に接続されているということに注意された
い。
【００５６】図１１は、上方のトランジスタ１２用の浮
動負電源を示しており、この浮動負電源は、ダイオード
８０及びコンデンサ８２によって示されているブートス
トラップ回路を補足すべく追加され得る。この回路を、
図９に示されている回路と比較されたい。
【００５７】図１２は、“オーバーレイル”電源電圧及
び“アンダーレイル”電源電圧を生成するための回路を
示している。なお、用語“オーバーレイル”及び“アン
ダーレイル”は、ＤＣバス２０における電圧よりも高い
電圧及び低い電圧をそれぞれいうものとする。コンデン
サ６６及びツェナーダイオード６８を含むアンダーレイ
ル回路は、始動用抵抗器６０によって予充電されるが、
コンデンサ５４及びツェナーダイオード５６を含むオー
バーレイル電圧電源は、出力トランジスタ１２がランし
ているときにのみ確立するということに注意されたい。
ブロック７０は、電気負荷を表している。
【００５８】完全なトランジスタ電源回路を収容するモ
ジュールは、モータ速度制御及び無停電電源装置（ＵＰ
Ｓ）への応用のように、広く使用されている。これらの
モジュールの次の世代は、駆動回路及びオプトアイソレ
ータを収容するであろう。
【００５９】本発明の利点は、上記モジュールの内部に
駆動回路用電源を含んでいるということである。これ
は、完全内蔵モジュールであって、追加のインターフェ
ース用部品を何ら用いることなく、ＣＭＯＳ又はＴＴＬ
論理に直接インターフェースするものを、ユーザに提供
する。
【００６０】動作周波数とは無関係に正しい量の駆動電
力を自動的に供給するという特性と共に、上述した共振
電源の効率及び小さいサイズは、パワーＭＯＳＦＥＴ電
源モジュール又はＩＧＢＴ電源モジュール内への収容と
いうことについて、その共振電源を理想的なものとす
る。ＩＧＢＴモジュールの通常の構成が、図１３に示さ
れている。
【００６１】図１３において、入力駆動信号は、オプト
アイソレータ９０及び９２に供給され、これらのオプト
アイソレータは、それぞれのドライバ９４及び９６を駆
動する。ドライバ９４及び９６は、それぞれのＩＧＢＴ
９８及び１００を駆動する。本発明に係る自己生成電源
は、図６におけるＭＯＳＦＥＴについて示されているの
と同じ態様で、ＩＧＢＴ１００に結合されている。抵抗
器１０６を介してＤＣバスに結合されている、ダイオー
ド１０２及びコンデンサ１０４からなる在来のブートス
トラップ電源が、上方のＩＧＢＴ９８に設けられてい
る。
【００６２】図１４においてなされている、本発明の共
振電源（同図の左側）と在来のバック変換回路との比較
は、コスト及びサイズに関しておおよそ等価である部品
（矢印７２で指示されている）を示している。ダイオー
ド５０及び５２は、補助電源３０の出力電圧に曝される
だけであり、低電圧能力（通常は３０ボルトのショット
キーダイオードで充分である）を有することだけを必要
としているということに注意されたい。これに対し、バ
ック変換回路のダイオード７４は、高電圧（５００〜６
００Ｖ）の高速回復素子であることを必要としている。
【００６３】更に、図１４は、本発明の共振電源に必要
な部品の殆どが、バック変換器に必要な周辺の部品と等
価であるということを示しており、２つの回路間の実際
の比較は、本発明の場合には１〜３ワットであり得ると
ころの抵抗器６０及びツェナーダイオード５６対バック
変換器７６自体ということになる。この点においては、
バック変換器７６は、有利ではない。
【００６４】しかしながら、バック変換器は、始動に先
立つ充分なバイアス電力と、より厳密に調整された出力
電圧とを供給するという能力を提供する。従って、主出
力スイッチング回路の始動に先立ってかなりの電力を必
要とする高電力装置であって、必要な運転電力がバック
変換器自体の能力を越えているものに対しては、バック
変換器が、より大きい電力共振回路用の始動回路として
使用され得るということを、本発明は、意識している。
この概念が、図１５に示されている。図１５中のインダ
クタ７８は、図１４中に同じ参照符号を付されているイ
ンダクタに対応する。従って、ＶCC源３２は、始動をも
たらすバック変換器によって提供されており、本発明の
共振電源は、始動後の正常運転の間の電力を供給する。
【００６５】本発明の補助電源３０の実施例であって実
用化されたものにおける、特定の部品の値及び型は、下
記の通りである。 素 子 値／型 駆動回路１０・・・・・・・・・ＩＲ２１１０ トランジスタ１２，１４・・・・１ＲＦＰ４５０ インダクタ４４・・・・・・・・１０μＨ コンデンサ４６・・・・・・・・１５０ｐＦ，１００ｐＦ，６８ｐＦ ダイオード５０，５２・・・・・１１ＤＱ０３ ツェナーダイオード５６・・・・１Ｎ５３５２Ａ コンデンサ５４・・・・・・・・１μＦ，２０Ｖ 抵抗器６０・・・・・・・・・・２ＭΩ，１／４Ｗ 負荷７６・・・・・・・・・・・１ＫΩ
【００６６】実用化された、本発明に係る補助電源は、
いくつかの値（即ち、６８ｐＦ，１００ｐＦ及び１５０
ｐＦ）のコンデンサ４６で、能動プルダウン有り及び無
しで、且つ、２００Ｖ及び４００Ｖの主ＤＣバス電圧
で、試験された。
【００６７】６８ｐＦのコンデンサ４６を用いた、４０
０〜５００ＫＨｚのスイッチング周波数での試験は、２
５０〜４００ＶのＤＣバス電圧に亘って満足すべき動作
をもたらした。能動プルダウンを用いると、４００Ｖ及
び５００ＫＨｚにおいて、ツェナーダイオードにおける
消費電力は、６８ｐＦのコンデンサ４６の場合には約
１．４ワットであるのに対し、１５０ｐＦのコンデンサ
４６の場合には２．８ワットである。
【００６８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
補助電源、特に、主スイッチングトランジスタの駆動回
路用の補助電源が、提供され得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】主パワートランジスタの対を駆動する駆動回路
の電源の必要性を示すブロック回路図である。
【図２】図１の駆動回路に電力を供給する従来の電源の
構成を示す回路図である。
【図３】図１の駆動回路に電力を供給する従来の電源の
構成を示すブロック回路図である。
【図４】図１の駆動回路に電力を供給する従来の電源の
構成を示す回路図である。
【図５】図１の駆動回路に電力を供給する従来の電源の
構成を示す回路図である。
【図６】本発明に係る共振電源の基本回路図である。
【図７】図６の回路の電圧波形及び電流波形を示す図で
ある。
【図８】図６の回路において負バイパス電源回路を更に
含む回路の回路図である。
【図９】本発明の更に別の実施例の回路図である。
【図１０】トランジスタスイッチング回路の“高い方の
側”に適用される本発明の更に別の実施例であって、正
及び負のバイアス電圧を生成するものの回路図である。
【図１１】トランジスタスイッチング回路の“高い方の
側”に適用される本発明の更に別の実施例であって、負
のバイアス電圧を提供し、正のバイアス電圧を供給する
ためのブートストラップ回路も設けられているものの回
路図である。
【図１２】ＤＣバスを基準にした、オーバーレイル・バ
イアス電圧及びアンダーレイル・バイアス電圧を供給す
るのに有効な補助電源の概略回路図である。
【図１３】自己収容型ＩＧＢＴモジュールのブロック回
路図である。
【図１４】本発明の共振電源と従来のバック変換器補助
電源とを比較する比較図である。
【図１５】本発明の更に別の実施例の回路図である。
【符号の説明】
１０ スイッチング／駆動回路 ２０ 主ＤＣバス ３０ 補助電源 ７０ 負荷 ７６ バック変換器 ９０ オプトアイソレータ ９２ オプトアイソレータ ９４ ドライバ ９６ ドライバ

Claims (34)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 パルス入力からＤＣ出力を生成する電源
    回路であって、 第１の端子であって該パルス入力に結合されるものと第
    ２の端子とを有する直列ＬＣ回路と、 該直列ＬＣ回路から電気的に充電される出力用コンデン
    サであって、ＤＣ出力をもたらすものと、 該直列ＬＣ回路を該出力用コンデンサに結合する結合回
    路と、 を具備する回路。
  2. 【請求項２】 前記出力用コンデンサに結合される電圧
    調整器であって、該出力用コンデンサにおける前記ＤＣ
    出力を実質的に一定の所定値に調整・維持するためのも
    のを更に具備する請求項１の回路。
  3. 【請求項３】 前記ＤＣ出力が、低電圧ＤＣ出力であ
    り、且つ、前記パルス入力が、該ＤＣ出力よりも大きい
    信号を有する高電圧パルス入力である請求項１の回路。
  4. 【請求項４】 前記パルス入力と結び付けられている動
    作周波数が、前記ＬＣ回路と結び付けられている共振周
    波数よりも実質的に低い請求項１の回路。
  5. 【請求項５】 前記電圧調整器がツェナーダイオードで
    ある請求項２の回路。
  6. 【請求項６】 前記結合回路が、前記ＬＣ回路と前記出
    力用コンデンサとの間に直列に接続されるダイオードか
    らなる請求項１の回路。
  7. 【請求項７】 前記ＬＣ回路が、前記ダイオードのアノ
    ードに接続されており、且つ、該ダイオードのカソード
    が、前記出力用コンデンサに接続されている請求項５の
    回路。
  8. 【請求項８】 前記パルス入力におけるパルスの存在に
    先立って前記出力用コンデンサを充電する始動回路を更
    に具備する請求項１の回路。
  9. 【請求項９】 前記始動回路が抵抗器からなる請求項８
    の回路。
  10. 【請求項１０】 前記始動回路がバック変換器からなる
    請求項８の回路。
  11. 【請求項１１】 前記パルス入力が、２０〜２０００Ｖ
    の電圧を有する請求項１の回路。
  12. 【請求項１２】 前記パルス入力が、２００〜４００Ｖ
    の電圧を有する請求項１１の回路。
  13. 【請求項１３】 前記低電圧ＤＣ出力が、前記パルス入
    力の電圧よりも１桁小さい電圧範囲を有する請求項３の
    回路。
  14. 【請求項１４】 前記出力用コンデンサの一方の接続点
    と前記ＬＣ回路との間に直列に接続されるバイパス用ダ
    イオードを更に具備する請求項１の回路。
  15. 【請求項１５】 第１及び第２の、直列接続されている
    パワートランジスタと、該第１及び第２のパワートラン
    ジスタをターンオン及びターンオフする駆動回路と、該
    トランジスタのうちの一方に高電圧ＤＣ出力を供給する
    主ＤＣバスとを更に具備し、該第１及び第２のトランジ
    スタが、前記パルス入力を生成する請求項１の回路。
  16. 【請求項１６】 前記ＬＣ回路の前記第１の端子が、前
    記パルス入力を提供するパワートランジスタの出力に結
    合されている請求項１の回路。
  17. 【請求項１７】 前記ＬＣ回路が、共振用インダクタ
    と、これと結び付けられている共振用コンデンサとから
    なっており、該共振用コンデンサは、１００ｐＦのオー
    ダのキャパシタンス値を有している請求項１の回路。
  18. 【請求項１８】 第２の出力用コンデンサと、前記第１
    のＤＣ出力と結び付けられている極性とは逆の極性を有
    する第２のＤＣ出力を生成する第２の電圧調整器とを更
    に具備する請求項２の回路。
  19. 【請求項１９】 前記ＤＣ出力が、アース電圧に基準を
    合わされている請求項１の回路。
  20. 【請求項２０】 前記ＤＣ出力が、ＤＣ高電圧に基準を
    合わされている請求項１の回路。
  21. 【請求項２１】 前記ＬＣ回路が、前記主ＤＣバスに接
    続されており、且つ、前記出力用コンデンサが、前記パ
    ルス入力に結合されている請求項１５の回路。
  22. 【請求項２２】 前記パワートランジスタのうちの少な
    くとも一方に結合されるブートストラップ回路を更に具
    備する請求項１５の回路。
  23. 【請求項２３】 前記ブートストラップ回路が、コンデ
    ンサを充電するダイオードを備えている請求項２２の回
    路。
  24. 【請求項２４】 前記ＬＣ回路の前記第１の端子が、蓄
    積用コンデンサを介して前記パルス入力に結合されてお
    り、且つ、該ＬＣ回路のもう１つの端子が、ＤＣバス電
    圧に結合されている請求項１の回路。
  25. 【請求項２５】 高電圧パルス入力から低電圧ＤＣ出力
    を生成する方法であって、 該高電圧パルス入力からのパルス電気エネルギを直列Ｌ
    Ｃ回路に供給する段階と、 出力用コンデンサを該直列ＬＣ回路から電気的に充電す
    る段階と、 を具備する方法。
  26. 【請求項２６】前記出力用コンデンサの端子間電圧を実
    質的に前記低電圧ＤＣ出力の値に調整する段階を更に具
    備する請求項２５の方法。
  27. 【請求項２７】 前記ＬＣ回路と結び付けられている共
    振周波数よりも実質的に低い周波数で前記高電圧パルス
    入力をパルス化する段階を更に具備する請求項２５の方
    法。
  28. 【請求項２８】 前記パルス電気エネルギの供給に先立
    って前記出力用コンデンサを充電する始動エネルギを供
    給する段階を更に具備する請求項２５の方法。
  29. 【請求項２９】 前記パルス電気エネルギを供給する段
    階が、２０〜２０００Ｖの電圧を有するパルスエネルギ
    を供給する段階を備えている請求項２５の方法。
  30. 【請求項３０】 前記パルス電気エネルギを供給する段
    階が、２００〜４００Ｖの電圧を有するパルスエネルギ
    を供給する段階を備えている請求項２９の方法。
  31. 【請求項３１】 前記低電圧ＤＣ出力が、前記高電圧パ
    ルス入力よりも１桁小さい電圧範囲を有している請求項
    ２５の方法。
  32. 【請求項３２】 パワートランジスタスイッチング回路
    の低電圧入力に低電圧ＤＣ出力を供給する段階を更に具
    備する請求項２５の方法。
  33. 【請求項３３】 前記パルス電気エネルギが、前記出力
    用コンデンサを介して前記直列ＬＣ回路に供給される請
    求項２５の方法。
  34. 【請求項３４】 前記パルス電気エネルギが、前記直列
    ＬＣ回路に直接供給される請求項２５の方法。
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