JPH0614064A

JPH0614064A - 変調方法およびその装置

Info

Publication number: JPH0614064A
Application number: JP19344092A
Authority: JP
Inventors: Takashi Usui; 隆志臼居
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1992-06-26
Filing date: 1992-06-26
Publication date: 1994-01-21

Abstract

(57)【要約】【目的】ＤＳＢ、ＢＰＳＫ、ＳＳＢ変調装置、および
周波数変換装置において、不要輻射発生要素が少なく、
無調整で高性能を得ることができ、回路規模を小さくす
ることのできる変調方法およびその装置を得ることを目
的とする。【構成】デジタル形式の変調信号を搬送波周波数の
（１／整数）の周波数でアナログ変換し、前記搬送波周
波数を中心とし、変調信号帯域幅の２倍の通過帯域幅で
帯域制限を行う。変調装置としては、従来のＤＳＢ、Ｂ
ＰＳＫ、ＳＳＢ変調装置、および周波数変換装置におい
て必須構成要素であった搬送波と変調波の乗算回路およ
び搬送波発振回路を省き、Ｄ／Ａ１０の出力をそのまま
ＢＰＦ１１に入力し、帯域制限を行うことによりＤＳ
Ｂ、ＢＰＳＫ、ＳＳＢ変調出力、および周波数変換出力
を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＤＳＢ（抑圧搬送波両側
波帯波）変調装置、ＢＰＳＫ（ＢｉｐｏｌａｒＳｉｆ
ｔＫｅｙｉｎｇ）変調装置、ＳＳＢ変調装置、およ
び、周波数変調装置に関する。特に、本発明は変調信
号、あるいは、局部周波数信号がデジタル信号として入
力され、出力信号をアナログ信号として得る変調装置お
よび周波数変換に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、ＤＳＢ変調装置、ＢＰＳＫ変
調装置、ＳＳＢ変調装置、および周波数変換装置は通信
の様々な分野で使用されている。以下、従来のＤＳＢ変
調装置について説明する。ＤＳＢ変調の原理を以下の式
を参照して説明する。搬送波をｘ（ｔ）とすると、搬送
波は、

【数１】但し、Ａ：搬送波の振幅、 ω_c：搬送波の角周波数 ω_c＝２πｆ_C と表される。このとき、変調信号をｓ（ｔ）、ＤＳＢ信
号をｙ（ｔ）とすると、ＤＳＢ信号ｙ（ｔ）は、

【数２】で表される。

【０００３】以下、図を参照して従来のＤＳＢ変調回路
を説明する。変調回路として図１９に示す二入力の乗算
回路１３を用いる。乗算回路１３の２つの入力端子に変
調信号ｓ（ｔ）と搬送波ｘ（ｔ）をそれぞれ入力するこ
とにより、出力端子からＤＳＢ信号ｙ（ｔ）が得られる
ことになる。図２０は、図１９の入出力信号波形を示す
図である。図２０において、（Ａ）は変調信号ｓ’
（ｔ）、（Ｂ）は搬送波ｘ（ｔ）、（Ｃ）はＤＳＢ信号
ｙ（ｔ）である。

【０００４】図２１（Ａ）は従来の入力変調信号として
デジタル信号を用いた場合のＤＳＢ発生回路のブロック
図である。Ｄ／Ａ１０はデジタル入力信号ｓ’（ｔ）^*
をアナログに変換するＤ／Ａ変換回路（Ｄ／Ａ）であ
る。ここで、ｓ’（ｔ）^*信号は帯域制限されたアナロ
グ信号ｓ’（ｔ）をデジタル符号化した信号を表す。Ｌ
ＰＦ１２は、Ｄ／Ａ１０で生じた階段状の信号＜ｓ’
（ｔ）＞から、不要な高域周波数成分を除去するための
ローパスフィルター（ＬＰＦ）である。乗算回路１３
は、ＬＰＦ１２の出力と搬送波ｘ（ｔ）を掛け合わせる
アナログ乗算回路である。

【０００５】以下、動作を説明する。Ｄ／Ａ１０にて
ｓ’（ｔ）^*信号をＤ／Ａ変換し、アナログ変調信号＜
ｓ’（ｔ）＞信号を得る。＜ｓ’（ｔ）＞信号は、デジ
タル変換前の変調信号ｓ’（ｔ）信号をＤ／Ａ１０の出
力クロック周波数でサンプル・ホールドしたものと同じ
波形をしている。＜ｓ’（ｔ）＞信号を、ＬＰＦ１２に
通すことによって、ｓ’（ｔ）信号に復元する。こうし
て得られたｓ’（ｔ）信号を、乗算回路１３を用いて周
波数ｆ_oの搬送波ｘ（ｔ）とアナログ乗算することによ
り、ＤＳＢ信号ｙ（ｔ）を得る。

【０００６】以下、従来のＢＰＳＫ変調装置について説
明する。ＢＰＳＫの原理は、ＤＳＢの原理とほぼ同じ
で、式１において、変調信号にデジタル信号ｓ（ｔ）^*
をそのまま用いたものに他ならない。よって、ＢＰＳＫ
出力信号は、

【数３】ただし、ｓ（ｔ）^*は＋１または−１いずれか一方の値
をとる離散信号である。と表現できる。ただし、実際に
は、以下に述べるようにｓ（ｔ）^*信号について帯域制
限を行う必要がある。

【０００７】図２２（Ａ）を参照して従来のＢＰＳＫ変
調装置について説明する。ＢＰＳＫ信号は上記の理由に
より、ＤＳＢ変調装置と同様な装置により発生させるこ
とができる。ｓ（ｔ）^*信号はＤ／Ａ１０において矩形
波＜ｓ（ｔ）＞に変換される。ここで、＜ｓ（ｔ）＞信
号は＋１または−１のいずれか一方の値をとる離散信号
である。この段階では、＜ｓ（ｔ）＞信号の波形の変化
は急峻すぎ、このまま変調信号として使用すると、変調
後に得られるＢＰＳＫ信号の帯域が広がりすぎる。よっ
て、＜ｓ（ｔ）＞信号について帯域制限を行い、波形を
なまらせ、変調後のＢＰＳＫ信号の帯域の広がりを抑え
る必要がある。このため、＜ｓ（ｔ）＞信号をＬＰＦ１
２に通し、高域成分を減衰させ、ｓ’（ｔ）信号を得
る。このｓ（ｔ）信号を、乗算回路１３により搬送波ｘ
（ｔ）とアナログ乗算することにより、ＢＰＳＫ信号ｙ
（ｔ）を得る。以上述べたｓ（ｔ）信号、搬送波ｘ
（ｔ）、ｙ（ｔ）信号およびｓ’（ｔ）信号の関係を図
２３に示す。図２３において、（Ａ）はｓ（ｔ）信号
を、（Ｂ）はｘ（ｔ）信号を、（Ｃ）はｙ（ｔ）信号
を、（Ｄ）はｓ’（ｔ）信号を示す。

【０００８】以下、図を参照して従来のＳＳＢ発生装置
について述べる。ＳＳＢ信号は、上記ＤＳＢ信号の片側
周波数帯をＢＰＦにより取り出すことで発生することが
できる。図２４に、従来のＳＳＢ発生装置の構成を示
す。図２４において、上記従来のＤＳＢ発生装置の説明
の部分で述べた方法で、変調信号と搬送波が乗算され、
まずＤＳＢ信号が生成される。このＤＳＢ信号の搬送波
周波数ｆ_oの上側に変調周波数幅の通過周波数帯域を有
するＢＰＦ１１を使用して、前記ＤＳＢ信号の上側周波
数成分のみを取り出したのがＵＳＢ信号である。また、
前記ＤＳＢ信号の搬送波周波数ｆ_oの下側に変調周波数
の帯域幅の通過周波数帯域を有するＢＰＦ１１を使用し
て、前記ＤＳＢ信号の上側周波数成分のみを取り出した
のがＬＳＢ信号である。また、この方法は、変調信号を
局部周波数信号とし、ＢＰＦ１１の中心周波数を目的周
波数、つまり局部周波数信号と搬送波周波数の和または
差とし、必要な帯域幅で目的の周波数のみを取り出すこ
とにより、周波数変換装置としても使用できる。

【０００９】変調信号としてデジタル信号入力を使用す
るＤＳＢ変調装置およびＢＰＳＫ変調装置は、以上に述
べたものの他、図２１（Ｂ）および図２２（Ｂ）、
（Ｃ）に示すような構成が考えられる。図２１および図
２２において、ＬＰＦ１４はデジタル演算によりＬＰＦ
機能を実現する回路である。＊を付した部分は、デジタ
ル信号、またはデジタル処理によりＬＰＦあるいは乗算
回路の機能を実現した部分である。また、以上の構成
は、ＢＰＦ１１の中心周波数および通過帯域を変更する
ことにより、ＳＳＢ変調装置および周波数変換装置につ
いても同様に適用可能である。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】近年、デジタル信号処
理の発達にともない、コンパクトディスク等のデジタル
音源や、ＤＳＰ装置、音声のデジタル処理技術等が発達
している。一般的には、このようなデジタル値で表現さ
れた音声信号、ＤＳＢ変調およびＳＳＢ変調する場合、
上記の従来例のような方法がとられている。ここで使用
するＤ／Ａ変換回路は、クロック信号を入力して動作さ
せる。従って、このクロック信号の発生のためのクロッ
ク発振回路と、搬送波発振回路の二つの発振回路を使用
することになり、回路が冗長になる。また、不要輻射の
発生の可能性が大きくなる。これは、上記音声信号を局
部周波数信号に置き換えて周波数変換を行う場合の周波
数変換装置のにおいても同様である。また、従来の各Ｄ
ＳＢ変調方法、ＢＰＳＫ変調方法、ＳＳＢ発生方法およ
び周波数変換方法では、搬送波発振回路と乗算回路が必
須構成要素であり、回路規模の縮小を妨げる。また、Ｌ
ＰＦおよび乗算回路における処理をデジタル信号処理に
よる方法で行った場合、ソフトウェア主体の方法では処
理速度上の問題等が生じ、ハードウェア主体の方法では
回路の規模が大きくなる。また、従来のアナログ乗算回
路は、ダブルバランスドミキサー（ＤＢＭ）等を用いた
平衡変調回路が用いられており、この回路においては回
路の平衡度を向上させ、搬送波の抑圧度を上げるための
調整に手間が掛かるという問題がある。

【００１１】また、近年、デジタル通信の発達にともな
い、ＢＰＳＫ信号やこれを組み合わせたＱＰＳＫ波（４
相ＰＳＫ）などの変調方式が多く用いられている。この
ような用途に用いられるＢＰＳＫ変調装置にも、上記Ｄ
ＳＢ変調装置について述べたのと同様な問題がある。本
発明は、このような従来技術の問題点に鑑みてなされた
ものであり、ＤＳＢ変調装置およびＢＰＳＫ変調装置か
ら上記搬送波発振回路と乗算回路を省くことができ、し
たがって、不要輻射の発生の可能性が低く、回路規模を
縮小することができ、調整の不要なＤＳＢ変調装置およ
びＢＰＳＫ変調装置を得ることを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の変調方法およびその装置では、ＤＳＢ変
調、およびＢＰＳＫ変調を行う際に、変調信号としてデ
ジタル信号を使用し、デジタル信号をアナログに変換す
る手段を有し、アナログ信号を出力するＤＳＢ変調装
置、およびＢＰＳＫ変調装置において、出力信号の搬送
周波数を、デジタルよりアナログに変換する手段の出力
クロック周波数の整数倍とし、出力信号を、搬送周波数
を中心として周波数の高いほう、および低いほうに変調
信号の周波数帯域幅の通過帯域幅を有するバンドパスフ
ィルタを介して得ることを特徴とする。

【００１３】また、本発明の変調方法およびその装置で
は、ＳＳＢ変調を行う場合に、変調信号としてデジタル
信号を使用し、デジタル信号をアナログに変換する手段
を有し、アナログ信号を出力するＳＳＢ変調装置におい
て、出力信号の搬送周波数を、デジタルよりアナログに
変換する手段の出力クロック周波数の整数倍とし、出力
信号を、搬送周波数を中心として周波数の高いほう、ま
たは低いほうに変調信号の周波数帯域幅の通過帯域幅を
有するバンドパスフィルタを介して得ることを特徴とす
る。

【００１４】また、本発明の変調方法およびその装置で
は、局部周波数信号としてデジタル信号を使用し、デジ
タル信号をアナログに変換する手段を有し、アナログ信
号を出力する周波数変換装置において、出力信号を、搬
送周波数と局部周波数信号の和、および差の周波数を中
心として必要な周波数帯域幅の通過帯域幅を有するバン
ドパスフィルタを介して得ることを特徴とする。特に、
ＤＳＢ変調装置、ＢＰＳＫ変調装置およびＳＳＢ変調装
置においては、搬送周波数を、デジタルよりアナログに
変換する手段の出力クロック周波数の二倍としたことを
特徴としている。

【００１５】

【作用】図１のＤＳＢ変調装置および図２のＢＰＳＫ変
調装置について述べる。出力ＤＳＢ信号およびＢＰＳＫ
信号の搬送波周波数（ｆ_o）を、Ｄ／Ａ１０の出力クロ
ック周波数（ｆ₁）の整数倍とし、出力波形のｆ_o成分
を出力信号として使用することにより搬送波発振回路と
乗算回路を省略し、不要輻射の発生の可能性を低くし、
アナログ乗算回路において必要な調整を不要にしてい
る。また、出力信号を、搬送周波数を中心として上下に
変調信号の周波数帯域幅の通過帯域幅（以下、単に２倍
と記述した場合、このような関係を意味することとす
る。）を有するＢＰＦ１１を介して得ることにより、Ｄ
／Ａ１０出力中の目的の出力周波数を選択している。

【００１６】図１５のＳＳＢ変調装置について述べる。
出力ＳＳＢ信号の搬送波周波数（ｆ_o）を、Ｄ／Ａ１０
の出力クロック周波数（ｆ₁）の整数倍とし、出力波形
のｆ_o成分を出力信号として使用することにより搬送波
発振回路と乗算回路を省略し、不要輻射の発生の可能性
を低くし、アナログ乗算回路において必要な調整を不要
にしている。また、出力信号を、搬送周波数を中心とし
て上または下に変調信号の周波数帯域幅の通過帯域幅
（以下、単に変調信号の周波数帯域幅を有することは、
ここで述べた関係を意味する）を有するＢＰＦ１１を介
して得ることにより、Ｄ／Ａ１０出力中の目的の出力周
波数を選択している。

【００１７】図１５の周波数変換装置について述べる。
搬送波周波数（ｆ_o）を、Ｄ／Ａ１０の出力クロック周
波数（ｆ₁）の整数倍とし、搬送波周波数ｆ_oと局部周
波数信号の和、または差の周波数成分を出力信号として
使用することにより搬送波発振回路と乗算回路を省略
し、不要輻射の発生の可能性を低くし、アナログ乗算回
路において必要な調整を不要にしている。また、出力信
号を、搬送波周波数ｆ_oと局部周波数信号の和、または
差の周波数搬送周波数を中心として、必要な周波数帯域
幅の通過帯域幅を有するＢＰＦ１１を介して得ることに
より、Ｄ／Ａ１０出力中の目的の出力周波数を選択して
いる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の第一の実施例について、図を
参照して述べる。図１は本発明のＤＳＢ変調装置の装置
構成を示す図である。ＢＰＦ１１は、通過中心周波数が
出力ＤＳＢ信号およびＢＰＳＫ信号の搬送波周波数（ｆ
_o）であり、通過帯域として帯域制限された変調信号
ｓ’（ｔ）の帯域幅を上下に持つバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）である。上記以外の部分は従来例の同一符号
の部分と同様である。

【００１９】以下、本実施例のＤＳＢ変調装置の動作を
説明する。本実施例のＤＳＢ変調装置では、デジタル値
で表現された音声信号をＤ／Ａ変換すると、Ｄ／Ａ変換
回路の出力はクロック周期ごとに振幅が階段状に変化す
る。このため、Ｄ／Ａ変換回路の出力には、Ｄ／Ａ変換
回路のクロック周波数の周波数成分（およびその整数
倍）を持つことを利用する。本ＤＳＢ変調装置はｓ
（ｔ）信号を帯域制限し、さらにアナログ／デジタル変
換した信号ｓ’（ｔ）^*を入力とする。Ｄ／Ａ１０は周
波数ｆ₁のクロックに同期してｓ’（ｔ）^*信号をアナ
ログ値（＜ｓ’（ｔ）＞信号）に変換し出力する。ここ
で、＜ｓ’（ｔ）＞信号の波形は上記の通り、ｓ’
（ｔ）信号を（１／ｆ₁）の周期でサンプリングしたも
のと同じである。この波形を形作る各矩形波には、その
サンプリングにおけるｓ’（ｔ）信号の振幅に比例した
ｆ₁の整数倍の周波数成分が含まれている。この波形か
ら目的の周波数成分のみをＢＰＦ１１で取り出してＤＳ
Ｂ信号を得る。周波数ｆ₁のｎ倍の周波数ｎｆ₁におい
て（ｓｉｎπξ／πξ）＝０となるので、この方法で得
られたＤＳＢ信号には搬送波周波数ｆ_oの成分は存在し
ない。（ｓｉｎπξ／πξ）はシェーピングファクター
であり、第二の実施例で説明する。

【００２０】以下、具体的に変調信号を特定して説明す
る。最も簡単な場合として、ｓ’（ｔ）信号が、ω_sの
正弦波である場合を考える。すなわち、

【数４】の場合である。ｓ’（ｔ）信号の波形を図３（Ａ）に、
周波数スペクトラムを図３（Ｄ）に示す。このｓ’
（ｔ）を変換周期Ｔc （＝１／ｆ₁）でＤ／Ａ変換した
ときのＤ／Ａ変換回路出力波形＜ｓ’（ｔ）＞を図３
（Ｂ）に、＜ｓ’（ｔ）＞信号の周波数スペクトラム＜
Ｓ’（ｆ）＞を図３（Ｅ）に示す。＜ｓ’（ｔ）＞信
号の中にはｆ_o±ｆ_sの周波数成分が存在する。ここ
で、ｆ_oはｆ₁の整数倍の周波数、ｆ_sは帯域制限され
た変調信号ｓ’（ｔ）の帯域幅である。この部分を中心
周波数ｆ_o、帯域幅２ｆ_sのＢＰＦ１１によって取り出
した波形をｓ”（ｔ）とすると、ｓ”（ｔ）信号の波形
は図３（Ｃ）に示すように、周波数スペクトラムは図３
（Ｆ）に示すようになる。ここで、ｓ”（ｔ）信号は、

【数５】と表される。その結果、後述する図５（Ｃ）に示すよう
に、出力波形ｓ”（ｔ）の振幅は、（ｓｉｎω_sｔ）の
包絡線が（ｓｉｎω_cｔ）となるように変化するものと
なる。すなわち、出力がＤＳＢ信号になる。

【００２１】図４、図５、図６、図７に、実際に生成し
たＤＳＢ信号の測定例を示す。本実施例のＤＳＢ変調装
置に以下の信号を入力した。式４のｓ’（ｔ）信号に相
当する信号として、周波数４．８ｋＨｚの正弦波のデジ
タルデータを使用し、クロック周波数ｆ₁は１００ｋＨ
ｚとした。Ｄ／Ａ１０として８ビットのＤ／Ａ変換回路
を使用した。ＢＰＦ１１は中心周波数１００ｋＨｚ、通
過帯域は上下にそれぞれ５ｋＨｚである。以上の条件
で、スペクトラムアナライザーを用いて測定したＤ／Ａ
１０の出力信号波形を図４に、図４の信号の周波数スペ
クトラムを図５に、また、図５の波形のうち、１００ｋ
Ｈｚの近傍の周波数スペクトラムを、時間軸を拡大して
図６に示す。

【００２２】図５において、１００ｋＨｚごとに、変調
波が出力されているのが観測された。４．８ｋＨｚの正
弦波で変調したので、１００ｋＨｚを中心として、±
４．８ｋＨｚの位置にピークが現われている。このＢＰ
Ｆ１１に図４の信号を通したときの、ＢＰＦの出力信号
波形を図７に示す。図７において、４．８ｋＨｚの正弦
波で変調されたＤＳＢ信号が観測された。また、図６
は、このＤＳＢ信号出力の周波数スペクトルである。こ
の図より、搬送波の抑圧度がＤＳＢ波に対して−４９ｄ
Ｂであることがわかる。この搬送波の漏れは、本発明の
ＤＳＢ変調装置の動作原理上の問題ではなく、浮遊容量
等が原因となっていると考えられる。例えば、ダブルバ
ランスドミキサ等のアナログ乗算回路を用いてＤＳＢ信
号を発生させた場合、この搬送波抑圧度を得るために
は、乗算回路に使用される素子を選択し、特性を揃え、
さらに調整を行う必要がある。

【００２３】以下、本発明の第二の実施例について、図
を参照して説明する。図２は、本実施例のＢＰＳＫ変調
装置の構成を示す図である。図２において、ＬＰＦ１４
は、ｓ（ｔ）^*信号の帯域制限を行うデジタルＬＰＦで
ある。他の部分は第一の実施例に示した同一符号の部分
に相当する。以下、本実施例のＢＰＳＫ変調装置の動作
を説明する。ｓ（ｔ）^*信号を帯域制限した波形をｓ’
（ｔ）^*とする。ｓ（ｔ）^*信号およびｓ’（ｔ）^*信
号を図８（Ａ）および図８（Ｂ）にそれぞれ示す。ｓ’
（ｔ）^*をＤ／Ａ変換すると図８（Ｃ）に示すようにな
る。この階段状の波形を＜ｓ’（ｔ）＞信号とする。
また、図中に、ｓ’（ｔ）信号を同時に示してある。本
発明においては、従来のＢＰＳＫ変調装置で用いられた
ＬＰＦ１２をＢＰＦ１１に置換する。この結果、ＢＰＦ
１１の出力にＢＰＳＫ信号ｓ”（ｔ）が現われる。

【００２４】以下、本ＢＰＳＫ変調装置の動作を式およ
び図を用いて説明する。＜ｓ’（ｔ）＞信号の周波数
スペクトラム＜Ｓ’（ｆ）＞は、次式で表される。

【数６】この式は、ｓ’（ｔ）信号のスペクトラムＳ’（ｆ）が
ｆ₁間隔で並んだものを、（ｓｉｎπξ／πξ）でシェ
ーピングした形をしている。以下、（ｓｉｎπξ／π
ξ）をシェーピングファクターと呼ぶ。ここで、Ｔc は
Ｄ／Ａ変換のサンプル周期であり、上記の通りｆ₁＝１
／Ｔcの関係があり、また、ξ＝ｆ／ｆ₁の関係があ
る。図９は式６の周波数スペクトラムの波形を説明する
ための図であり、Ｓ’（ｆ）、＜Ｓ’（ｆ）＞、
およびＳ”（ｆ）の周波数スペクトラムを示している。
図９（Ａ）は、ベースバンドの周波数スペクトラムＳ’
（ｆ）と、Ｓ’（ｆ）をｆ₁、および２ｆ₁シフトした
ものの周波数スペクトラムと、シェーピングファクター
である、（ｓｉｎπξ／πξ）の波形を示したものであ
る。図９（Ｂ）は、図９（Ａ）で示したＳ’（ｆ−ｎｆ
₁ ）（ｎ＝０、１、２、・・・）とシェーピングファク
ターを掛け合わせた、＜Ｓ’（ｆ）＞の周波数スペク
トラムの波形を示している。また、ＢＰＦ１１の通過帯
域を同時に示している。図９（Ｃ）は、図９（Ｂ）で示
したＢＰＦ１１によって取り出された周波数スペクトラ
ムの波形を示している。

【００２５】なお、ｓ’（ｆ−ｆ₁）とは、搬送波周波
数ｆ₁のＢＰＳＫ信号であり、Ｓ’（ｆ−ｆ₁）が（ｓ
ｉｎπξ／πξ）でシェーピングされたものは、＜ｓ
’（ｔ）＞信号を、中心周波数がｆ₁、帯域がベー
スバンドの帯域幅ｆ_Bの２倍であるＢＰＦに通したとき
の波形ｓ”（ｔ）の周波数スペクトラムである。従って
ｓ”（ｔ）信号は、ｙ（ｔ）信号と比べて歪をもってお
り、この歪はアパーチャ効果歪と呼ばれる。このような
歪を受けてもｓ”（ｔ）信号はＢＰＳＫ信号であること
にはかわりがなく、Ｓ”（ｔ）はＳ’（ｆ−ｆ₁）の情
報を含んでいる。従って、図９（Ｃ）に示すように、こ
の成分を抜き取っても、これを通信に用いることが出来
る。また、ＢＰＦ１１で取り出す周波数成分として、中
心周波数がｆ₁のもののかわりに、中心周波数がｆ₁の
整数倍のものを選んでも同様にＢＰＳＫ信号を得ること
ができる。つまり、ＢＰＦ１１の中心周波数の変更によ
り、多くの周波数出力を得ることが可能である。以上、
従来のＤ／Ａ変換回路が、図９（Ｃ）に示す波形から
ｓ’（ｔ）信号を取り出すために用いられていたもの
を、ｓ’（ｔ）信号を取り出す代わりに図９（Ｃ）に示
す波形に含まれる搬送波周波数ｆ₁（またはその整数倍
の搬送波周波数ｎｆ₁，ｎ＝１，２，３，・・・）のＢ
ＰＳＫ信号を、中心周波数ｆ₁の帯域通過フィルタ（Ｂ
ＰＦ）で取り出すことが出来ることを説明した。

【００２６】以下、具体例を説明する。最も簡単な場合
として、ｓ（ｔ）信号として、データレートｆ_dの
（１，−１）の繰り返し列（周波数ｆ_d／２の矩形波）
を選んだときの変調までの各部の波形を図９に示す。ｓ
（ｔ）信号は、ｆ_s＝ｆ_d／２，ω_s＝２πｆ_sとする
と、

【数７】と分解することが出来る。この周波数スペクトラムは、
式７の通り、ω_sの整数倍（ｎ倍）の成分の振幅が、次
数ｎが大きくなるにつれて１／ｎで減少していく形をし
ている。この振幅の減少は図９（Ａ）に示してある。こ
の矩形波を帯域制限した例として、最低周波数成分であ
る、ω_sの成分だけを取り出した場合を考える。すなわ
ち、ｓ’（ｔ）信号が

【数８】の場合である。

【００２７】このｓ’（ｔ）を変換周期Ｔc でＤ／Ａ変
換したときのＤ／Ａ変換回路出力波形＜ｓ’（ｔ）＞お
よび＜ｓ’（ｔ）＞信号の周波数スペクトラム＜Ｓ’
（ｆ）＞を図９（Ｂ）に示す。＜ｓ’（ｔ）＞信号の中
にはｆ₁±ｆ_s の周波数成分が生じていることが分か
る。この部分を中心周波数ｆ₁、帯域幅２ｆ_sの帯域通
過フィルターによって取り出した波形をｓ”（ｔ）信号
とすると、ｓ”（ｔ）信号の波形と周波数スペクトラム
は図９（Ｃ）に示すようになる。ｓ”（ｔ）信号は、

【数９】である。この式の（ｓｉｎω_sｔ）が信号に相当してい
る。そして、ｓｉｎω _sｔ＞０の期間はｓ（ｔ）＝１に
由来しており、（ｓｉｎω_sｔ）＜０の期間はｓ（ｔ）
＝−１に由来している。その結果図９（Ｃ）に示すよう
に、出力波形ｓ”（ｔ）の位相は、（ｓｉｎω_sｔ）＞
０では０相に、（ｓｉｎω_sｔ）＜０ではπ相にそれぞ
れなっていることが図より分かる。従って、ｓ”（ｔ）
はＢＰＳＫ信号になっていることが分かる。なお、この
例のように、信号波が１，−１の繰り返し波形の場合
は、周波数成分が１つしかないので、アパーチャ効果歪
の影響は受けない。

【００２８】図１１〜１４に、実際に生成したＢＰＳＫ
信号の測定例を示す。この測定結果は、図４〜７に示し
た測定結果と結果的に同じになっている。デジタル信号
処理で発生させた周波数４．８ｋＨｚの正弦波のデジタ
ルデータ（これが式８のｓ’（ｔ）信号に相当する）
を、クロック周波数ｆ₁＝１００ｋＨｚで、ＢＰＦ１１
としてビット数８ビットのＤ／Ａ変換回路を用いてアナ
ログ信号に変換した出力信号波形を図１１に示す。スペ
クトラムアナライザーを用いて観測した図１１の信号の
周波数スペクトラムを図１２に示す。１００ｋＨｚごと
に、変調波が出力されていることがわかる。また、図１
２の波形のうち、１００ｋＨｚの近傍の周波数スペクト
ラムを、横軸を拡大して図１３に示す。４．８ｋＨｚの
正弦波で変調したので、１００ｋＨｚを中心として、±
４．８ｋＨｚの位置にピークが現われている。ここで
は、搬送波周波数をクロック周波数と同一に（ｎ＝１）
選ぶ。そこで、ＢＰＦ１２として、中心周波数ｆo ＝１
００ｋＨｚ，帯域１０ｋＨｚのＢＰＦを用いる。このＢ
ＰＦに図１０の信号を通したときの、ＢＰＦの出力信号
波形を図１４に示す。４．８ｋＨｚの正弦波で変調され
たＢＰＳＫ信号がえられている。

【００２９】以下、第三の実施例について述べる。図１
５に本発明のＳＳＢ発生装置の構成を示す。図１５にお
いて、各部分の動作は、第一および第二の実施例で述べ
た通りである。ただし、バンドパスフィルタ１１は、出
力信号としてＵＳＢを得る装置においては搬送波周波数
ｆ_oの上に、出力信号としてＵＳＢを得る装置において
は搬送波周波数下に、変調信号の周波数帯域幅ＢＷの通
過域を有しているものとする。以下、動作を説明する。
図１５において、デジタル形式の変調信号ｓ（ｔ）
^*は、Ｄ／Ａ１０において、アナログ変換され、階段状
の信号＜ｓ（ｔ）＞となる。この＜ｓ（ｔ）＞信号は、
ＢＰＦ１１で帯域制限され、ＳＳＢ信号として出力され
る。図１６は、上記ｓ（ｔ）^*信号がデジタル変換され
る前のアナログ変調信号ｓ（ｔ）の周波数スペクトラム
Ｓ（ｆ）と、第一の実施例のＤＳＢ変調装置において、
ｓ（ｔ）を変調信号とし、搬送波周波数ｆ_oでＤＳＢ変
調した場合の出力信号スペクトラムＹ（ｆ）と、本実施
例のＳＳＢ変調装置において、ｓ（ｔ）を変調信号と
し、搬送波周波数ｆ_oでＳＳＢ変調した場合のＵＳＢ信
号の周波数スペクトラムＺ_U（ｆ）と、ＬＳＢ信号の周
波数スペクトラムＺ_L（ｆ）の関係を示した図である。
図１６において、（Ａ）は信号Ｓ（ｆ）、（Ｂ）は信号
Ｙ（ｆ）、（Ｃ）は信号Ｚ_U（ｆ）、および（Ｄ）は信
号Ｚ_L（ｆ）である。

【００３０】図１７はＤ／Ａ変換回路１０の出力信号波
形＜ｓ（ｔ）＞、ＢＰＦ１１の通過域を搬送波周波数の
上側に設定した場合に得られるＵＳＢ信号Ｚ_U（ｔ）、
ＢＰＦ１１の通過域を搬送波周波数の下側に設定した場
合に得られるＬＳＢ信号Ｚ_L（ｔ）、およびその周波数
スペクトラムを示す図である。図１７において、（Ａ）
はＤ／Ａ変換回路１０の出力信号波形＜ｓ（ｔ）＞を示
し、（Ｄ）はその周波数スペクトラム＜Ｓ（ｆ）＞であ
る。（Ｂ）は、ＵＳＢ信号Ｚ_U（ｔ）の出力信号波形を
示し、（Ｅ）はその周波数スペクトラムＺ_U（ｆ）を示
す。（Ｃ）は、ＵＳＢ信号Ｚ_L（ｔ）の出力信号波形を
示し、（Ｆ）はその周波数スペクトラムＺ_L（ｆ）を示
す。

【００３１】以下、第四の実施例について述べる。本実
施例は、図１５のＳＳＢ変調装置を使用し、周波数変換
を行うものである。周波数変換装置の動作、および動作
原理は、第三の実施例のＳＳＢ変調装置と同じである。
ただし、ＢＰＦ１１の通過帯域幅は、必要最低限、例え
ば２００Ｈｚに設定されているものとする。本実施例に
おいては、第三の実施例の音声信号を、比較的周波数が
高く、単一の周波数成分からなる局部周波数信号ｆ_sに
置き換えて使用する。図１８は、デジタル変換される前
のアナログ局部周波数信号ｆ_sのペクトラムＳ（ｆ）
と、第一の実施例のＤＳＢ変調装置において、局部周波
数信号ｆ_sを変調信号とし、搬送波周波数ｆ_oでＤＳＢ
変調した場合の出力信号スペクトラムＹ（ｆ）と、本実
施例の周波数変換装置において、局部周波数信号ｆ_sと
搬送波周波数ｆ_oを混合し、周波数変換した場合の上側
周波数成分の周波数スペクトラムＺ_U（ｆ）と、下側周
波数成分の周波数スペクトラムＺ_L（ｆ）の関係を示し
た図である。図１８において、（Ａ）は信号Ｓ（ｆ）、
（Ｂ）は信号Ｙ（ｆ）、（Ｃ）は信号Ｚ_U（ｆ）、およ
び（Ｄ）は、信号Ｚ_L（ｆ）を示す。ｆ_sは本来単一周
波数成分のみからなるが、実際には図１８に示すよう
に、多少の周波数スペクトラムの広がりを持つ。

【００３２】以下、第五の実施例について述べる。本実
施例では、第一、第二、および第三の実施例で述べたＤ
ＳＢ変調装置、ＢＰＳＫ変調装置およびＳＳＢ変調装置
において、Ｄ／Ａ１０の出力クロックｆ₁と出力の搬送
波周波数ｆ_oの関係をｆ_o＝２ｆ₁とする。このように
構成することにより、Ｄ／Ａ１０の出力クロックの変調
出力への漏れを低く抑えることができる。本発明のＤＳ
Ｂ変調装置、ＢＰＳＫ変調装置、ＳＳＢ発生装置および
周波数変換装置は以上に述べたほか、種々の構成をとる
ことができる。上記実施例は例示である。

【００３３】

【発明の効果】以上述べたように本発明のＤＳＢ変調装
置、ＢＰＳＫ変調装置、ＳＳＢ変調装置および周波数変
換装置によれば、出力ＤＳＢ信号、ＢＰＳＫ信号、ＳＳ
Ｂ変調装置および周波数変調装置の搬送波周波数を、Ｄ
／Ａ変換回路の出力クロック周波数（ｆ₁）の整数倍と
し、出力波形のｆ_o成分を出力信号として使用すること
により搬送波発振回路と乗算回路を省略し、不要輻射の
発生の可能性を低くし、アナログ乗算回路において必要
な調整を不要にしている。また、出力信号を、搬送周波
数を中心として上下に変調信号の周波数帯域幅の通過帯
域幅を有するＢＰＦを介して得ることにより、Ｄ／Ａ出
力中の目的の出力周波数を選択している。このため、Ｂ
ＰＦの変更で、同一の装置で多くの周波数出力に対応可
能である。特に、搬送周波数を、デジタルよりアナログ
に変換する手段の出力クロック周波数の二倍としたこと
によりＤ／Ａ変換回路からの変調出力への影響を低く抑
え、かつ充分高い出力を得ることができるＤＳＢ変調装
置、ＢＰＳＫ変調装置およびＳＳＢ変調装置を得ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＤＳＢ変調装置の装置構成図である。

【図２】本発明のＢＰＳＫ変調装置の装置構成図であ
る。

【図３】本発明のＤＳＢ変調装置の各信号とその周波数
スペクトラムを示す図である。

【図４】本発明のＤＳＢ変調装置のＤ／Ａ変換装置出力
波形を示す図である。

【図５】本発明のＤＳＢ変調装置の出力信号の周波数ス
ペクトラムを示す図である。

【図６】本発明のＤＳＢ変調装置の周波数１００ＫＨｚ
付近の出力信号の周波数スペクトラムを示す図である。

【図７】本発明のＤＳＢ変調装置の出力信号の波形を示
す図である。

【図８】本発明のＢＰＳＫ変調装置の変調信号の波形の
変化を示す図である。

【図９】本発明のＢＰＳＫ変調装置の周波数スペクトラ
ムを説明するための図である。

【図１０】本発明のＢＰＳＫ変調装置の各信号とその周
波数スペクトラムを示す図である。

【図１１】本発明のＢＰＳＫ変調装置のＤ／Ａ変換装置
出力波形を示す図である。

【図１２】本発明のＢＰＳＫ変調装置の出力信号の周波
数スペクトラムを示す図である。

【図１３】本発明のＢＰＳＫ変調装置の周波数１００Ｋ
Ｈｚ付近の出力信号の周波数スペクトラムを示す図であ
る。

【図１４】本発明のＢＰＳＫ変調装置の出力信号の波形
を示す図である。

【図１５】本発明のＳＳＢ変調装置の構成を示す図であ
る。

【図１６】本発明のＳＳＢ変調装置の信号の周波数スペ
クトラムを示す図である。

【図１７】本発明のＳＳＢ変調装置の波形と周波数スペ
クトラムを示す図である。

【図１８】本発明の周波数変調装置の信号の周波数スペ
クトラムを示す図である。

【図１９】従来のＤＳＢ変調装置における乗算回路を示
す図である。

【図２０】従来のＤＳＢ変調装置における乗算回路の入
出力信号を示す図である。

【図２１】従来のＤＳＢ変調装置の装置構成を示す図で
ある。

【図２２】従来のＢＰＳＫ変調装置の装置構成を示す図
である。

【図２３】従来のＢＰＳＫ変調装置の変調方法を示す図
である。

【図２４】従来のＳＳＢ変調装置および周波数変換装置
の構成を示す図である。

【符号の説明】

１・・・本発明のＤＳＢ変調装置２・・・本発明のＢＰＳＫ変調装置３・・・本発明のＳＳＢ変調装置４・・・本発明の周波数変換装置１０・・・Ｄ／Ａ変換回路１１・・・バンドパスフィルタ１２・・・アナログローパスフィルタ１３・・・乗算回路１４・・・デジタルローパスフィルタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】デジタル形式の変調信号を搬送波周波数の
（１／整数）の周波数でアナログ変換し、前記搬送波周波数を中心として、前記変調信号の周波数
帯域幅の２倍の通過帯域幅で、前記変換後の信号、また
は、その高調波成分を帯域制限して出力するＤＳＢ変調
方法。
【請求項２】デジタル形式の変調信号を搬送波周波数の
（１／整数）の周波数でアナログ変換し、前記搬送波周波数を中心として、前記変調信号の周波数
帯域幅の２倍の通過帯域幅で、前記変換後の信号、また
は、その高調波成分を帯域制限して出力するＢＰＳＫ変
調方法。
【請求項３】デジタル形式の変調信号を搬送波周波数の
（１／整数）の周波数でアナログ変換し、前記搬送波周波数を中心として、前記変調信号の周波数
帯域幅の通過帯域幅で、前記変換後の信号、または、そ
の高調波成分を帯域制限して出力するＳＳＢ変調方法。
【請求項４】デジタル形式の変調信号を搬送波周波数の
（１／整数）の周波数でアナログ変換する手段と、前記搬送波周波数を中心として、前記変調信号の周波数
帯域幅の２倍の通過帯域幅で、前記変換後の信号、また
は、その高調波成分を帯域制限して出力するバンドパス
フィルタを有するＤＳＢ変調装置。
【請求項５】デジタル形式の変調信号を搬送波周波数の
（１／整数）の周波数でアナログ変換する手段と、前記搬送波周波数を中心として、前記変調信号の周波数
帯域幅の２倍の通過帯域幅で、前記変換後の信号、また
は、その高調波成分を帯域制限して出力するバンドパス
フィルタを有するＢＰＳＫ変調装置。
【請求項６】デジタル形式の変調信号を搬送波周波数の
（１／整数）の周波数でアナログ変換する手段と、前記搬送波周波数を中心として、前記変調信号の周波数
帯域幅の通過帯域幅で、前記変換後の信号、または、そ
の高調波成分を帯域制限して出力するバンドパスフィル
タを有するＳＳＢ変調装置。
【請求項７】請求項４のＤＳＢ変調回路において、搬送
周波数を、デジタルよりアナログに変換する手段の出力
クロック周波数の二倍としたことを特徴とするＤＳＢ変
調装置。
【請求項８】請求項５のＢＰＳＫ変調回路において、搬
送周波数を、デジタルよりアナログに変換する手段の出
力クロック周波数の二倍としたことを特徴とするＢＰＳ
Ｋ変調装置。
【請求項９】請求項６のＳＳＢ変調回路において、搬送
周波数を、デジタルよりアナログに変換する手段の出力
クロック周波数の二倍としたことを特徴とするＢＰＳＫ
変調装置。
【請求項１０】デジタル形式の局部周波数信号を搬送波
周波数の（１／整数）の周波数でアナログ変換し、前記搬送波周波数と局部周波数信号の和、または差の周
波数を中心として、必要とされる周波数帯域幅の通過帯
域幅で、前記変換後の信号、または、その高調波成分を
帯域制限して出力する周波数変換変調方法。
【請求項１１】デジタル形式の局部周波数信号を搬送波
周波数の（１／整数）の周波数でアナログ変換する手段
と、前記搬送波周波数と局部周波数信号の和、または差の周
波数を中心として、必要とされる周波数帯域幅の通過帯
域幅で、前記変換後の信号、または、その高調波成分を
帯域制限して出力するバンドパスフィルタを有する周波
数変換装置。