JPH06137916A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 低周波側と高周波側のスパンのズレによる出
力への影響を低減するように改良した電磁流量計を提供
するにある。 【構成】 高周波と低周波の２つの周波数で励磁される
電磁流量計において、先の低周波の半周期Ｔ_Sごとに得
られる低周波信号の瞬時値ｅ_L（ｎ）を演算する低周波
演算手段と、先の半周期Ｔ_Sの１回前でサンプリングさ
れた先の流量信号の瞬時値ｅ_A（ｎ−１）を求める流量
演算手段と、先の流量信号に対するダンピング時定数Ｔ
_Dと高周波に対する低周波側のスパンのズレＢ（％）と
設定スパンＶ_Sと許容されるノイズの流速換算の絶対値
Ｃとを用いて低周波の半周期ごとにＴ_S［ｅ_L（ｎ）−ｅ
_A（ｎ−１）］／Ｔ_D＜ＢＶ_S＋Ｃの判定式に従って判定
する判定手段と、この判定式を満足するときは低周波信
号を選択し満足しないときは先の流量信号を選択する選
択手段とを具備する様にしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、２つの異なった周波数
をもつ磁場を被測定流体に印加し発生する起電力から流
量を測定する２周波形の電磁流量計に係り、特に低周波
側と高周波側のスパンのズレによる出力への影響を低減
するように改良した電磁流量計に関する。

【０００２】

【従来の技術】工業用の電磁流量計は従来から商用電源
を用いて励磁する商用周波の励磁方式が採用されてき
た。商用周波の励磁方式は，（イ）応答速度が早く低コ
ストに出来る。（ロ）スラリ性の流体や低導電率の流体
で発生する流速と共に増加する低周波のランダムノイズ
（以下，フロ−ノイズという）の影響を受けがたい，と
いう利点があるが，稼動状態で比較的に長期，例えば１
日程度の間，放置しておくとゼロ点が変動するという欠
点がある。

【０００３】このため，商用周波の１／２，あるいはこ
れ以下の低周波で励磁する低周波励磁方式が採用される
ようになった。低周波励磁方式にすると周知のようにゼ
ロ点の安定な電磁流量計が得られる利点がある。しか
し，励磁周波数が低いのでフロ−ノイズの周波数帯域と
近接し，このためフロ−ノイズの影響を受け易く，特に
流速が大になるとこの影響が顕著になる。また，フロ−
ノイズの影響を軽減するためにダンピングをかけると応
答が遅くなる欠点を有している。

【０００４】そこで，この問題を解決するために、商用
周波数の励磁電流成分とこれより低い周波数の励磁電流
成分を励磁コイルに同時に流して複合磁場を形成する複
合励磁方式が提案されている。以下、図４〜図７を用い
てこの種の電磁流量計について説明する。

【０００５】図４は例えば特願平３−２１８９５９号で
開示されている従来の電磁流量計の構成を示すブロック
図である。１０は電磁流量計の検出器の導管であり，絶
縁性のライニングがその内面に施されている。１１ａ、
１１ｂは信号電圧を検出するための電極である。１２は
励磁コイルであり，これによって発生した磁場が被測定
流体に印加される。励磁コイル１２には、励磁回路１３
から励磁電流Ｉ_f が供給されている。

【０００６】励磁回路１３は次のように構成されてい
る。基準電圧Ｅ₁ は増幅器Ｑ₁ の非反転入力端（＋）に
印加され、その出力端はトランジスタＱ₂ のベ−スに接
続されている。トランジスタＱ₂ のエミッタは抵抗Ｒ_f
を介してコモンＣＯＭに接続されると共に増幅器Ｑ₁ の
反転入力端（−）に接続されている。コモンＣＯＭとト
ランジスタＱ₂ のコレクタとの間には励磁電圧Ｅ_s がス
イッチＳＷ₂ とＳＷ₃ の直列回路とこれに並列に接続さ
れたスイッチＳＷ₄ とＳＷ₅ の直列回路を介して印加さ
れる。励磁コイル１２はスイッチＳＷ₂ 、ＳＷ₃ の接続
点とスイッチＳＷ ₄ 、ＳＷ₅ の接続点にそれぞれ接続さ
れる。タイミング信号Ｓ₂ 、Ｓ₃ 、Ｓ₄ 、Ｓ₅ はそれぞ
れスイッチＳＷ₂ 、ＳＷ₃ 、ＳＷ₄ 、ＳＷ₅ の開閉を制
御する。

【０００７】一方、信号電圧は電極１１ａ、１１ｂで検
出され、前置増幅器１４に出力される。前置増幅器１４
でコモンモ−ド電圧の除去とインピ−ダンス変換がなさ
れその出力端１５に出力される。出力端１５における前
置増幅器１４の出力はアナログ／デジタル変換器（Ａ／
Ｄ_L ）１６とアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ_H ）１
７でそれぞれデジタル信号に変換されてバス１８を介し
てランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１９に格納され
る。リ−ドオンリ−メモリ（ＲＯＭ）２０には所定の演
算プログラムおよび初期デ−タが格納されており、プロ
セッサ（ＣＰＵ）２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納さ
れた演算手順にしたがって演算され、その結果はＲＡＭ
１９に格納される。２２はクロック発生器であり、ここ
で発生されたクロックは分周器２３で１／ｎに分周され
システムクロックＳ_h としてＣＰＵ２１とアナログ／デ
ジタル変換器１７に供給される。

【０００８】ＣＰＵ２１はＲＯＭ２０に格納された演算
プログラムに従いバス１８を介してタイミング信号出力
ポ−ト（ＴＯ）２４に励磁電流Ｉ_f の波形を決めるタイ
ミングを出力する。タイミング信号出力ポ−ト２４はこ
のタイミングに従い励磁電流を切換えるタイミング信号
Ｓ₂ 、Ｓ₃ 、Ｓ₄ 、Ｓ₅ を出力する。また、タイミング
信号出力ポ−ト２４はＣＰＵ２１の指定するタイミング
に従いタイミング信号Ｓ_L をアナログ／デジタル変換器
１６に出力し前置増幅器１４の出力をサンプルする。

【０００９】一方、ＲＯＭ２０に格納された演算プログ
ラムによりＲＡＭ１９に格納されたデ−タを用いてＣＰ
Ｕ２１により所定の演算が実行され、その演算の結果は
ＲＡＭ１９に格納されると共にバス１８を介してデジタ
ル／アナログ変換器２５を介して出力端２６に流量出力
として出力される。

【００１０】次に、図５に示すタイミング図、図６に示
すフロ−チャ−ト図、図７に示す演算図を用いて図４に
示す電磁流量計の動作を説明する。図４に示す分周器２
３の出力に得られるシステムクロックＳ_h は図５（ａ）
に示す波形であり、これがＣＰＵ２１に供給されてい
る。

【００１１】図６のステップ１において、ＣＰＵ２１は
このシステムクロックＳ_h の割込タイミング（図５
（ｇ））に同期してＲＯＭ２０に格納された所定の演算
プログラムによりバス１８を介してタイミング信号出力
ポ−ト２４に励磁波形の切換タイミングを示すタイミン
グ信号を出力する。

【００１２】ステップ２において、タイミング信号出力
ポ−ト２４はこの切換タイミングを受け、タイミング信
号Ｓ₅ （図５（ｂ））、Ｓ₄ （図５（ｃ））、Ｓ₃ （図
５（ｄ））、Ｓ₂ （図５（ｅ））をそれぞれ励磁回路１
３のスイッチＳＷ₅ 、ＳＷ₄、ＳＷ₃ 、ＳＷ₂ に出力す
る。或いはタイミング信号Ｓ₄ をスイッチＳＷ₃ 、ＳＷ
₄ に同時に出力し、かつタイミング信号Ｓ₂ をスイッチ
ＳＷ₂ 、ＳＷ₅ に同時に出力しても良い。励磁回路１３
はこれ等のタイミング信号を受け図５（ｆ）に示す波形
の励磁電流Ｉ_f を励磁コイル１２に出力する。この励磁
波形は図５（ｈ）（ｉ）に示すようにタイミング番号ｉ
が０〜１５で１サイクルを構成してこれを繰り返す波形
であり、図５ではｎサイクルの部分を中心にして示して
ある。この励磁波形は低周波の波形と高周波の波形を乘
算した乘算形の波形をしている。

【００１３】次に、ステップ３に移行する。ステップ３
〜ステップ６まではアナログ／デジタル変換器１６、１
７からのデ−タの読み込みをする手順を示している。ス
テップ３ではシステムクロックＳ_h（図５（ａ））に同
期して各サイクル毎にアナログ／デジタル変換器１７か
ら入力されるデ−タを図５（ｊ）に示すようにバス１８
を介してＣＰＵ２１の制御の基にＲＡＭ１９の所定のデ
−タ領域Ｈ_iに格納する。

【００１４】次に、ステップ４に移り、読み込んだタイ
ミング番号ｉが０か否かを判断し、０でなければステッ
プ６に移行し、０ならばステップ５に移行する。ステッ
プ６では読み込んだタイミング番号ｉが８か否かを判断
し８でなければステップ８に移行し、８ならばステップ
７に移行する。

【００１５】ステップ５では、タイミング信号出力ポ−
ト２４から出力されたタイミング信号Ｓ_L （図５
（ｋ））によるサンプルタイミングにより、アナログ／
デジタル変換器１６から入力されるデ−タを図５（L）
に示すようにバス１８を介してＣＰＵ２１の制御の基に
ＲＡＭ１９の所定のデ−タ領域…、Ｌ₀ （ｎ−１）、Ｌ
₀ （ｎ）、Ｌ₀ （ｎ＋１）、…に格納し、ステップ５に
移る。

【００１６】次に、ステップ７では、タイミング信号出
力ポ−ト２４から出力されたタイミング信号Ｓ_L （図５
（ｋ））によるサンプルタイミングにより、アナログ／
デジタル変換器１６から入力されるデ−タを図５（L）
に示すようにバス１８を介してＣＰＵ２１の制御の基に
ＲＡＭ１９の所定のデ−タ領域…、Ｌ₁ （ｎ−１）、Ｌ
₁ （ｎ）、Ｌ₁ （ｎ＋１）、…に格納し、ステップ８に
移る。

【００１７】ステップ８ではタイミング番号ｉが奇数か
否かを判断し、奇数ならばステップ９に移行し、奇数で
ないならばステップ１１に移行する判断をする。ステッ
プ９は高周波の復調演算をする。復調演算に際しては、
ＲＡＭ１９に格納されたデ−タＨ_i を用い、図５（ｍ）
に示すタイミングでＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０
に格納された図７に示す高周波復調演算ｅ_Hiの欄で示す
演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９に格納する。
そして、この演算の結果はステップ１０に送られる。こ
の復調演算により電極１１ａ、１１ｂに発生する電気化
学的な直流電圧は除去され、微分ノイズは一定値に保持
され誤差要因とはならない。なお、図７においてＡなる
定数は、Ｔ_c を微分或いは積分の定数、ΔＴ_c を図５
（ｆ）に示す演算周期とすればＡ＝Ｔ_c ／（Ｔ_c ＋ΔＴ
_c ）で示される。

【００１８】次に、ステップ１０に移る。ここでは、高
周波側の高域濾波演算Ｆ_Hiを実行する。濾波演算に際し
ては、ＲＡＭ１９に格納されたデ−タｅ_Hiと前回の濾波
演算結果とを用い、ＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０
に格納された図７に示す高域濾波演算Ｆ_Hiの欄で示す演
算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９に格納する。次
にステップ１１に移る。ステップ１１ではタイミング番
号ｉが０または８か否かを判断し、０または８ならばス
テップ１２に移行し、０または８でないならばステップ
１４に移行する判断をする。

【００１９】ステップ１２では、低周波の復調演算をす
る。復調演算に際しては、ＲＡＭ１９に格納されたデ−
タ…、Ｌ₀ （ｎ−１）、Ｌ₀ （ｎ）、Ｌ₀ （ｎ＋１）、
…Ｌ ₁ （ｎ−１）、Ｌ₁ （ｎ）、Ｌ₁ （ｎ＋１）、…を
用い、図５（ｎ）に示すタイミングでＣＰＵ２１の制御
の基にＲＯＭ２０に格納された図５に示す低周波復調演
算ｅ_Liの欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ
１９に格納する。そして、この演算の結果はステップ１
３に送られる。なお、図７において、定数Ｂは、Ｂ＝Δ
Ｔ／（ΔＴ＋Ｔ）で示される。

【００２０】ステップ１３では、低周波側の低域濾波演
算Ｆ_Liを実行する。濾波演算に際しては、ＲＡＭ１９に
格納されたデ−タｅ_L0、ｅ_L8と前回の濾波演算結果とを
用い、ＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納された
図７に示す低域濾波演算Ｆ_Liの欄で示す演算式で演算を
してその結果をＲＡＭ１９に格納する。

【００２１】ステップ１４ではタイミング番号ｉが奇数
か否かを判断し、奇数ならばステップ１５に移行し、奇
数でないならば図示しないダンビング演算（時定数
Ｔ_D）を実行して演算経過点Ｔ₁、Ｔ₂を経てステップ１
６に移行する判断をする。ステップ１５は加算演算を実
行する。ＲＡＭ１９に格納された高域濾波演算の結果Ｆ
_Hiと低域濾波演算の結果Ｆ_Liとを用い、ＣＰＵ２１の制
御の基にＲＯＭ２０に格納された図７に示す加算演算ｅ
_A の欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９
に格納し、図示しないダンビング演算（時定数Ｔ_D）を
実行して演算経過点Ｔ₁、Ｔ₂を経てステップ１６に移行
する。ステップ１６では、次の割り込みのタイミングま
で待機し、次の割り込みのタイミングが来たらステップ
１からステップ１６までのフロ−を再び実行する。

【００２２】以上のようにして、電極１１ａ、１１ｂで
検出した低周波と高周波の２周波を含む信号電圧は、マ
イクロコンピュ−タを用いて低周波側と高周波側とに分
けられて読み込まれ、低周波側は低周波で復調してその
出力を低域濾波器を介して、高周波側は高周波で復調し
てその出力を高域濾波器を介してそれぞれ出力し、低域
濾波器と高域濾波器の各出力を加算合成して出力（２周
波出力）することにより、ゼロ点が安定でフロ−ノイズ
に対しても強く、かつ応答の良い流量出力が得られる。

【００２３】ところで、低周波側はゼロ点は安定である
が励磁周波数が低いのでフロ−ノイズの周波数帯域と近
接しこのノイズの揺動を受け易いので、大きな時定数の
低域濾波器を用いてこれを低減させている。このため応
答は遅い。そこで、高周波側を付加してこの応答を改善
している。

【００２４】しかし、高周波側はスムーズな応答を維持
する必要から、大きな時定数を持つ低域濾波器と同じ時
定数の高域濾波器を介して出力するので、微分ノイズの
影響は受けやすい。

【００２５】したがって、ノイズの揺動が所定の値以下
に低減しているときは、低周波で出力し、２周波出力を
避けたほうが良い。そこで、ノイズの大きさを考慮し
て、低周波出力と２周波出力とを自動的に切り換えるこ
ととなる。

【００２６】この切り換えをする判定基準は、Ｔ_Sを演
算周期（低周波の半周期）、Ｔ_Dを出力のダンピング時
定数（ｓ）、ｅ_L（ｎ）を低周波側の瞬時値（ｍ／
ｓ）、ｅ_A（ｎ）を加算演算後の出力（ｍ／ｓ）、Ａを
許容される流速換算のノイズ値（ｍ／ｓ）とすれば、 Ｔ_S［ｅ_L（ｎ）−ｅ_A（ｎ−１）］／Ｔ_D＜Ａ （１） で示される。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような従来の電磁流量計では以下に説明するような問題
がある。この問題点について、図８を用いて説明する。
高周波側は微分ノイズの影響を受け易いので、ゼロ点の
影響を受け易く、この微分ノイズは測定流体による付
着、温度などの流体条件に依存して変化するので高周波
側はスパンの変動を伴ない易い。

【００２８】一方、低周波側は微分ノイズの影響を受け
難いので、スパンは安定である。このため、高周波側と
低周波側とのスパンが一致しなくなり、この結果とし
て、２周波出力に影響を及ぼす。

【００２９】図８は流量をステップ状に減少させたとき
の応答を示したものである。図８（ａ）は流量変化を、
図８（ｂ）は高周波側と低周波側とのスパンが一致して
いるときの２周波出力から低周波側の出力に切り換える
ときの様子を、図８（ｃ）は高周波側と低周波側とのス
パンが一致していないときの２周波出力から低周波側の
出力に切り換えるときの様子をそれぞれ示している。た
だし、簡単のため、ステップ１５における加算演算ｅ_A
の後のダンピング演算（時定数Ｔ_D）については省略し
てある。

【００３０】スパンズレのないときは、図８（ｂ）に示
すように、流量変化（図８（ａ））に対応して、直ちに
２周波出力から低周波出力に式（１）に基づいて切り換
えられる。

【００３１】しかし、スパンズレのあるときは、図８
（ｃ）に示すように、流量変化（図８（ａ））に対応し
て、式（１）に基づいて直ちに２周波出力から低周波出
力に切り換えられず、流量変化の時点ｔ₀から所定時間
ｔ₁が経過してから切り換えられる。このｔ₀からｔ₁ま
での時間は実際には流量がゼロにもかかわらず斜線で示
すように出力され出力誤差となる。

【００３２】これは、低周波側と高周波側のスパンにズ
レがあると、ｅ_L（ｎ）に対してｅ_A（ｎ−１）の値にス
パンズレに起因する成分が含まれるからである。このス
パンのズレは、相対値であるので、設定スパンが大きい
ほど［ｅ_L（ｎ）−ｅ_A（ｎ−１）］の値が大きくなって
（１）式を満足しなくなり、出力誤差が大きくなる。

【００３３】

【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するために、第１周波数とこれより低い第２周波数
の２つの異なった周波数を有する磁場が測定流体に印加
されこれによって発生する信号電圧を高域濾波器を介し
て得た高周波信号と低域濾波器を介して得た低周波信号
とを加算して流量信号とする電磁流量計において、先の
第２周波数の半周期Ｔ_Sごとに得られる先の低周波信号
の瞬時値ｅ_L（ｎ）を演算する低周波演算手段と、先の
半周期Ｔ_Sの１回前でサンプリングされた先の流量信号
の瞬時値ｅ_A（ｎ−１）を求める流量演算手段と、先の
流量信号に対するダンピング時定数Ｔ _Dと高周波に対す
る低周波側のスパンのズレＢ（％）と設定スパンＶ_Sと
許容されるノイズの流速換算の絶対値Ｃとを用いて低周
波の半周期ごとにＴ_S［ｅ_L（ｎ）−ｅ_A（ｎ−１）］／
Ｔ_D＜ＢＶ_S＋Ｃの判定式に従って判定する判定手段と、
この判定式を満足するときは低周波信号を選択し満足し
ないときは先の流量信号を選択する選択手段とを具備す
る様にしたものである。

【００３４】

【作 用】低周波演算手段は第１周波数より低い第２周
波数の半周期Ｔ_Sごとに得られる低周波信号の瞬時値ｅ_L
（ｎ）を演算する。流量演算手段は先の半周期Ｔ_Sの１
回前でサンプリングされた流量信号の瞬時値ｅ_A（ｎ−
１）を求める。

【００３５】判定手段は先の流量信号に対するダンピン
グ時定数Ｔ_Dと高周波に対する低周波側のスパンのズレ
Ｂ（％）と設定スパンＶ_Sと許容されるノイズの流速換
算の絶対値Ｃとを用いて低周波の半周期ごとにＴ_S［ｅ_L
（ｎ）−ｅ_A（ｎ−１）］／Ｔ_D＜ＢＶ_S＋Ｃの判定式に
従って判定する。

【００３６】選択手段はこの判定式を満足するときは低
周波信号を選択し満足しないときは先の流量信号を選択
する。このように、設定スパンＶ_Sを考慮して低周波信
号と流量信号側との切り換えの判定をするようにしたの
で、設定スパンが大きいときでもスパンのズレに基づく
出力誤差を小さくすることができる。

【００３７】

【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の要部構成を示すフロ
ーチャート図、図２は図１に示すフローチャートの手順
を実行する実施例の構成を示すブロック図である。図３
は図２に示す実施例の効果を説明する波形図である。な
お、図４〜図７に示す従来の電磁流量計と同一の機能を
有する部分には同一の符号を付して適宜にその説明を省
略する。

【００３８】図２は本実施例の構成を示すブロック図で
あるが、ＲＡＭ３０或いはＲＯＭ３１の中に格納されて
いる演算プログラム、設定されているパラメ−タは図４
に示すＲＡＭ１９、或いはＲＯＭ２０と異なっている。

【００３９】その他の構成に関しては図５に示す構成と
ほぼ同一である。図１に示す本実施例要部の演算手順は
図６に示す基本的な流量演算手順に対して、一部の選択
手順が付加されて実現される。図６に示す演算手順と同
一の演算手順に対しては、同一のステップ番号（数字）
が付されているが、新たに加入された演算プログラムは
英字のステップ番号が付されている。

【００４０】図６に示す流量演算手順は流量算出に際し
て必要な基本的な演算であるが、この流量演算手順のう
ち、演算経過点Ｔ₁とＴ₂との間に図１に示す演算手順が
加入されて全体の演算手順が構成される。ここでは重複
する説明を避けるため、本実施例の要部となる図１に示
す演算手順について説明する。

【００４１】ＣＰＵ２１は、ステップ１５まで演算の
後、ステップＡ〜Ｄを実行することとなるが、これらの
ステップは低周波と２周波との切り換えの判定手段と、
選択手段としての演算手順を示している。

【００４２】ステップＡでは、２周波信号と低周波信号
の切り換えをノイズの大きさに基づいて判定する判定基
準値ＣＯＭＰを設定する。具体的には、この判定基準値
ＣＯＭＰ（ｍ／ｓ）は、高周波に対する低周波側のスパ
ンのズレをＢ（％）、設定スパンをＶ_S（ｍ／ｓ） 、許
容されるノイズの流速換算の絶対値をＣ（ｍ／ｓ）とす
れば、（ＢＶ_S＋Ｃ）として設定される。

【００４３】この演算手順はＲＯＭ３１に、設定スパン
Ｖ_SなどはＲＡＭ３０にそれぞれ格納されており、ＣＰ
Ｕ２１はこれ等を用いて判定基準値ＣＯＭＰを演算して
ＲＡＭ３０の所定領域に格納する。

【００４４】次に、ステップＢに移行して、ステップＡ
でＲＡＭ３０に格納された判定基準値ＣＯＭＰ、ＲＯＭ
３１に格納されている（２）式で示す判定式、ＲＡＭ３
０に格納されたデータｅ_L（ｎ）、ｅ_A（ｎ−１）などを
用いて、ＣＰＵ２１は Ｔ_S［ｅ_L（ｎ）−ｅ_A（ｎ−１）］／Ｔ_D＜ＣＯＭＰ （２） の判定式によりノイズの大小を判定する。

【００４５】ただし、Ｔ_Dは流量信号に対するダンピン
グ時定数を、Ｔ_Sは低周波の半周期を、ｅ_L（ｎ）は低周
波信号の瞬時値を、ｅ_A（ｎ−１）は半周期Ｔ_Sの１回前
でサンプリングされた前記流量信号の瞬時値ｅ_A（ｎ−
１）をそれぞれ示す。

【００４６】（２）式による判定の結果、判定基準値Ｃ
ＯＭＰを越えるノイズであるときは、次の演算手順であ
るステップＣに移行して２周波出力である流量信号（加
算演算の結果）ｅ_A（ｎ）を出力して演算経過点Ｔ₂を介
してステップ１６に移行する。判定基準値ＣＯＭＰ以下
のノイズの場合は、ステップＤに移行し低周波信号ｅ _L
（ｎ）を出力して演算経過点Ｔ₂を介してステップ１６
に移行する。

【００４７】次に、以上のような演算手順が実行された
ときの効果について図３に示す波形図を用いて説明す
る。図３は２周波出力と低周波出力とを切り換えたとき
の効果を説明する波形図である。

【００４８】図３（ａ）は時刻ｔ＝０の時点で流量を０
％に低減させたときを、図３（ｂ）は従来の一定の判定
基準Ａで切り換えたときの出力を、図３（ｃ）は図１に
示す信号処理手順により切り換えたときの出力をそれぞ
れ示している。

【００４９】従来のように判定基準をＡのような固定の
判定基準とすると、図３（ｂ）に示すように、斜線で示
すスパンのズレを含んだ２周波出力によるエラーが生じ
時刻ｔ＝ｔ_eだけずれた時点で切り換えられ、この間は
流量がゼロであるにもかかわらず出力が発生し誤差とな
る。

【００５０】これに対して、図１に示す処理手順による
と、式（２）に示すようにスパンのズレを考慮して設定
スパンの１次関数として判定基準ＣＯＭＰを設定する
と、設定スパンが大きい場合でも、図３（ｃ）に示すよ
うに流量変化（図３（ａ））に速応して２周波出力から
低周波出力として出力誤差なく切り換えられる。ただ
し、簡単のため、ステップ１５における加算演算ｅ_Aの
後のダンピング演算（時定数Ｔ_D）については省略して
ある。

【００５１】

【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに本発明によれば、設定スパンの１次関数とする判定
基準ＣＯＭＰをもちいて２周波から低周波に切り換える
ようにしたので、設定スパンが大きい場合でも、流量変
化に速応して２周波出力から低周波出力に出力誤差なく
切り換えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施例の要部の処理手順を示すフロ
ーチャート図である。

【図２】図１に示す処理手順を実現する構成を示すブロ
ック図である。

【図３】図１に示す処理手順による効果を説明する波形
図である。

【図４】従来の電磁流量計の構成を示すブロック図であ
る。

【図５】図４に示す電磁流量計の動作を説明するタイミ
ングチャート図である。

【図６】図４に示す電磁流量計の信号処理の手順を示す
フロ−チャ−ト図である。

【図７】図４のフロ−における演算手順を示す演算図で
ある。

【図８】図４に示す電磁流量計の問題点を説明する波形
図である。

【符号の説明】

１０ 導管 １２ 励磁コイル １３ 励磁回路 １６、１７ アナログ／デジタル変換器 １８ バス １９、３０ ランダムアクセスメモリ ２０、３１ リ−ドオンリ−メモリ ２１ マイクロプロセッサ ２２ クロック発生器 ２４ タイミング信号出力ポ−ト

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１周波数とこれより低い第２周波数の２
   つの異なった周波数を有する磁場が測定流体に印加され
   これによって発生する信号電圧を高域濾波器を介して得
   た高周波信号と低域濾波器を介して得た低周波信号とを
   加算して流量信号とする電磁流量計において、 前記第２周波数の半周期Ｔ_Sごとに得られる前記低周波
   信号の瞬時値ｅ_L（ｎ）を演算する低周波演算手段と、
   前記半周期Ｔ_Sの１回前でサンプリングされた前記流量
   信号の瞬時値ｅ_A（ｎ−１）を求める流量演算手段と、
   前記流量信号に対するダンピング時定数Ｔ_Dと高周波に
   対する低周波側のスパンのズレＢ（％）と設定スパンＶ
   _Sと許容されるノイズの流速換算の絶対値Ｃとを用いて
   低周波の半周期ごとにＴ_S［ｅ_L（ｎ）−ｅ_A（ｎ−
   １）］／Ｔ_D＜ＢＶ_S＋Ｃの判定式に従って判定する判定
   手段と、この判定式を満足するときは低周波信号を選択
   し満足しないときは前記流量信号を選択する選択手段と
   を具備することを特徴とする電磁流量計。