JP5266882B2 - 電磁流量計 - Google Patents

Description

本発明は、電磁流量計に関し、特に流量測定精度の向上に関するものである。

化学プラントなどの流量制御において、被測定流体の流量測定に用いられる電磁流量計の励磁方式として、高い周波数（第１周波数）の励磁電流成分とこれより低い周波数（第２周波数）の励磁電流成分とを励磁コイルに同時に流して複合磁場を形成する複合励磁方式（以下、「２周波励磁方式」という）が一般に知られている。図３は、２周波励磁方式を行う電磁流量計１の構成図であり、これを用いて電磁流量計１の構成および動作について説明する。

図３において、電磁流量計１は、検出器１０、電極１１ａ、１１ｂ、励磁コイル１２、励磁回路１３、前置増幅器１４、アナログ／デジタル変換器（Ａ／ＤＬ）１６、アナログ／デジタル変換器（Ａ／ＤＨ）１７、バス１８、ＣＰＵ２１（プロセッサ）、クロック発生器２２、分周器２３、タイミング信号出力ポート（ＴＯ）２４、デジタル／アナログ変換器２５、出力端２６、ＲＡＭ３０（ランダムアクセスメモリ）、ＲＯＭ３１（リードオンリーメモリ）を備えている。また、励磁回路１３は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、基準電圧Ｅ１、Ｅｓ、増幅器Ｑ１、トランジスタＱ２を備えている。

電極１１ａ、１１ｂは検出器１０内部に設けられ、励磁コイル１２は、これから発生する磁場が検出器１０内部の被測定流体に印加されるように設けられている。

電極１１ａ、１１ｂの出力は、前置増幅器１４に入力される。前置増幅器１４は、電極１１ａ、１１ｂの各出力をインピーダンス変換する各バッファおよび各バッファ出力を差動増幅する差動増幅器を備えている。前置増幅器１４の差動増幅器の出力は、アナログ／デジタル変換器１６、１７に入力される。

アナログ／デジタル変換器１６、１７、ＣＰＵ２１、タイミング信号出力ポート２４、デジタル／アナログ変換器２５、ＲＡＭ３０およびＲＯＭ３１は、バス１８に接続される。クロック発生器２２の出力は分周器２３に入力され、分周器２３の出力はアナログ／デジタル変換器１７およびＣＰＵ２１に入力される。

タイミング信号出力ポート２４は、各種タイミング信号Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、ＳＬを、励磁回路１３のスイッチＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、アナログ／デジタル変換器１６へ出力する。

励磁回路１３において、基準電圧Ｅｓの一端とトランジスタＱ２のコレクタとの間に、直列接続されたスイッチＳＷ２、ＳＷ３と直列接続されたスイッチＳＷ４、ＳＷ５とが並列に接続される。基準電圧Ｅｓの他端は回路コモンＣＯＭに接続される。トランジスタＱ２のエミッタは、抵抗Ｒｆを介して回路コモンＣＯＭに接続される。増幅器Ｑ１の出力はトランジスタＱ２のベースに接続され、増幅器Ｑ１の反転入力端子（−）はトランジスタＱ２のエミッタと抵抗Ｒｆとの接続点に接続されるとともに、増幅器Ｑ１の非反転入力端子（＋）は基準電圧Ｅ１を介して回路コモンＣＯＭに接続される。

つぎに、電磁流量計１の流量測定動作について説明する。励磁回路１３が励磁コイル１２に励磁電流Ｉｆを供給することによって、励磁コイル１２から発生する磁場が検出器１０内部の被測定流体に印加される。この磁場と直交方向に設けられた一対の電極１１ａ、１１ｂは、磁場によって被測定流体中に発生する起電力（信号電圧）を検出する。

励磁電流Ｉｆは、タイミング信号Ｓ２、Ｓ５によってスイッチＳＷ２、ＳＷ５が閉じることによって、励磁コイル１２の＋から−に流れ（以下、この電流を「正方向励磁電流」という）、タイミング信号Ｓ４、Ｓ３によってスイッチＳＷ４、ＳＷ３が閉じることによって、励磁コイル１２の−から＋に流れる（以下、この電流を「負方向励磁電流」という）。

電極１１ａ、１１ｂによって検出された各起電力は、前置増幅器１４によって差動増幅され、差動増幅信号がアナログ／デジタル変換器１６、１７に入力される。アナログ／デジタル変換器１６、１７は、差動増幅信号をデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号データをＲＡＭ３０に格納する。

ＲＯＭ３１には所定の演算プログラムおよび初期デ−タが格納されており、ＣＰＵ２１の制御のもとにＲＯＭ３１に格納された演算プログラムに従って演算され、その結果はＲＡＭ３０に格納される。クロック発生器２２はクロック信号を発生し、クロック信号を分周器２３へ出力する。分周器２３はクロック信号を分周して、分周信号をシステムクロックＳｈとして、アナログ／デジタル変換器１７およびＣＰＵ２１へ出力する。

ＣＰＵ２１は、ＲＯＭ３１に格納された演算プログラムに従い、バス１８を介してタイミング信号出力ポ−ト２４へ、励磁電流Ｉｆの波形を決める制御信号を出力する。タイミング信号出力ポ−ト２４は、この制御信号に従い、励磁電流Ｉｆの流れ方向を切換えるタイミング信号Ｓ２〜Ｓ５をスイッチＳＷ２〜ＳＷ５へ出力する。また、タイミング信号出力ポ−ト２４は、ＣＰＵ２１からの制御信号に従いタイミング信号ＳＬをアナログ／デジタル変換器１６に出力し、アナログ／デジタル変換器１６は、タイミング信号ＳＬに従い前置増幅器１４の出力信号をサンプリングして、アナログ／デジタル変換を行う。

ＣＰＵ２１は、ＲＯＭ３１に格納された演算プログラム（後述する各演算手段）に従い、ＲＡＭ３０に格納されたアナログ／デジタル変換データを含むデ−タを用いて所定の演算を実行し、その演算結果をＲＡＭ３０に格納するとともに、バス１８およびデジタル／アナログ変換器２５を介して出力端２６に被測定流体の流量出力として出力する。

つぎに、前述した電磁流量計１の動作を、図４〜図６を用いて詳しく説明する。図４は動作フローチャート図、図５は各信号のタイミングチャート図、図６は各演算手段（高周波復調演算手段、高域濾波演算手段、低周波復調演算手段、低域濾波演算手段、加算手段）で行う演算式を示す図である。

図４（ａ）のステップ１において、ＣＰＵ２１は、システムクロックＳｈの割込タイミング（図５の割込タイミング（ｇ））に同期して、ＲＯＭ３１に格納された所定のプログラムに従い、バス１８を介してタイミング信号出力ポ−ト２４に励磁電流Ｉｆの波形を決める制御信号を出力する。

ステップ２において、タイミング信号出力ポ−ト２４は、この制御信号に従い、励磁電流Ｉｆの流れ方向を切換えるタイミング信号Ｓ２〜Ｓ５（図５のタイミング信号Ｓ２〜Ｓ５（ｅ）〜（ｂ））を、スイッチＳＷ２〜ＳＷ５へ出力する。なお、各タイミング信号がＨ電圧の場合に各スイッチは閉じ、タイミング信号がＬ電圧の場合に各スイッチは開く。励磁電流Ｉｆ（図５の励磁電流Ｉｆ（ｆ））は、タイミング信号Ｓ２〜Ｓ５に従い、正方向励磁電流または負方向励磁電流を励磁コイル１２に流す。

なお、励磁波形電流Ｉｆ（ｆ）の波形は、図５のサイクル番号Ｎ（ｈ）およびタイミング番号ｉ（ｉ）に示すように、タイミング番号ｉ（ｉ）が０〜１５で１サイクルを構成してこれを繰り返す波形であり、図５ではｎサイクルの部分を中心にして示してある。この励磁波形電流Ｉｆ（ｆ）の波形は２周波励磁方式、すなわち低周波の波形と高周波の波形とを乗算した乗算形の波形をしている。

そして、図４（ａ）に戻り、ステップ３において、システムクロックＳｈ（図５のシステムクロックＳｈ（ａ））に同期して、図５の高周波側の読込みタイミング（ｊ）の各サイクル毎に、アナログ／デジタル変換器１７から出力されるデ−タが、ＣＰＵ２１の制御によってバス１８を介して、ＲＡＭ３０の所定のデ−タ領域Ｈｉに格納される。

そして、ステップ４において、読み込んだタイミング番号ｉが０か否かを判断し、０でなければステップ６に移行し、０ならばステップ５に移行する。ステップ６において、読み込んだタイミング番号ｉが８か否かを判断し、８でなければステップ８に移行し、８ならばステップ７に移行する。

そして、ステップ５において、タイミング信号出力ポ−ト２４から出力されたタイミング信号ＳＬ（図５のタイミング信号ＳＬ（ｋ））によるサンプルタイミングにより、アナログ／デジタル変換器１６から出力されるデ−タが、ＣＰＵ２１の制御に従いバス１８を介して、図５の低周波側の読込みタイミング（Ｌ）に示すように、ＲＡＭ３０の所定のデ−タ領域Ｌ０（ｎ−１）、Ｌ０（ｎ）、Ｌ０（ｎ＋１）などに格納され、ステップ８に移行する。

そして、ステップ７において、タイミング信号出力ポ−ト２４から出力されたタイミング信号ＳＬ（図５のタイミング信号ＳＬ（ｋ））によるサンプルタイミングにより、アナログ／デジタル変換器１６から出力されるデ−タが、ＣＰＵ２１の制御に従いバス１８を介して、図５の低周波側の読込みタイミング（Ｌ）に示すように、ＲＡＭ３０の所定のデ−タ領域Ｌ１（ｎ−１）、Ｌ１（ｎ）、Ｌ１（ｎ＋１）などに格納され、ステップ８に移行する。

そして、ステップ８において、タイミング番号ｉが奇数か否かを判断し、奇数ならばステップ９に移行し、奇数でないならばステップ１１に移行する。

そして、ステップ９において、高周波復調演算手段によって、電極から出力される起電力の高周波信号成分を復調する。高周波復調演算手段は、ＲＡＭ３０に格納されたデ−タＨｉを用い、図５の高周波側の復調のタイミング信号（ｍ）に示すタイミングで、ＣＰＵ２１の制御に従い、ＲＯＭ３１に格納された図６に示す高周波復調演算ｅＨｉの欄で示す演算式で演算をして、その結果である高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）をＲＡＭ３０に格納する。つぎにステップ１０へ移行する。

そして、ステップ１０において、高域濾波演算手段によって高域濾波演算を行う。高域濾波演算手段は、高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）とＲＡＭ３０に格納された前回の高域濾波演算結果ＦＨとを用い、ＣＰＵ２１の制御に従い、ＲＯＭ３１に格納された図６に示す高域濾波演算ＦＨｉの欄で示す演算式で演算をして、その結果である高周波信号ＦＨをＲＡＭ３０に格納する。つぎにステップ１１へ移行する。なお、図６の高域濾波演算ＦＨｉで用いられるＡ（定数）は、Ｔｘを微分定数、ΔＴｃを図５の励磁電流Ｉｆ（ｆ）に示す演算周期とすれば、Ａ＝Ｔｘ／（Ｔｘ＋ΔＴｃ）で示される。

そして、ステップ１１において、タイミング番号ｉが０または８か否かを判断し、０または８ならばステップ１２に移行し、０または８でないならばステップ１４に移行する。従って、ステップ１２は、低周波の半周期ＴＳごとに実行される。

そして、ステップ１２において、低周波復調演算手段によって、電極から出力される起電力の低周波信号成分を復調する。低周波復調演算手段は、ＲＡＭ３０に格納されたデ−タＬ０（ｎ−１）、Ｌ０（ｎ）、Ｌ０（ｎ＋１）、・・・Ｌ１（ｎ−１）、Ｌ１（ｎ）、Ｌ１（ｎ＋１）などを用い、図５の低周波側の復調のタイミング信号（ｎ）に示すタイミングで、ＣＰＵ２１の制御に従い、ＲＯＭ３１に格納された図６に示す低周波復調演算ｅＬｉの欄で示す演算式で演算をして、その結果である低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）をＲＡＭ３０に格納する。つぎにステップ１３へ移行する。

そして、ステップ１３において、低域濾波演算手段によって低域濾波演算を行う。低域濾波演算手段は、低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）とＲＡＭ３０に格納された前回の低域濾波演算結果ＦＬとを用い、ＣＰＵ２１の制御に従い、ＲＯＭ３１に格納された図６に示す低域濾波演算ＦＬｉの欄で示す演算式で演算をして、その結果である低周波信号ＦＬをＲＡＭ３０に格納する。つぎにステップ１４へ移行する。なお、図６の低域濾波演算ＦＬｉで用いられるＢ（定数）は、Ｔｙを積分定数、低周波の周期をΔＴとすれば、Ｂ＝ΔＴ／（Ｔｙ＋ΔＴ）で示される。

そして、ステップ１４において、タイミング番号ｉが奇数か否かを判断し、奇数ならばステップ１５に移行し、奇数でないならば図示しないダンピング演算（時定数ＴＤ）を実行して演算経過点Ｔ１へ進む。

そして、ステップ１５において、加算演算手段によって流量信号を演算する。加算演算手段は、ＲＡＭ３０に格納された高周波信号ＦＨと低周波信号ＦＬとを用い、ＣＰＵ２１の制御に従い、ＲＯＭ３１に格納された図６に示す加算演算ｅＡの欄で示す演算式で加算演算をして、その結果である流量信号ｅＡをＲＡＭ３０に格納する。そして、図示しないダンピング演算（時定数ＴＤ）を実行して演算経過点Ｔ１へ進む。そして、演算経過点Ｔ１から図４（ｂ）に示すステップＡへ移行する。

ここで、流量が変化したとき、高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）に微分ノイズが含まれるため、２周波励磁方式により測定した流量出力が揺動し、誤差を生じる。図４（ｂ）は、この揺動および誤差を低減するためのステップである。すなわち、図７において、流量が変化したとき（図７（ａ））、設定スパンＶＳが大きくても、２周波励磁方式から直ちに低周波励磁方式に切り換えて、流量出力の揺動および誤差を低減する（図７（ｂ））。

図４（ｂ）に戻り、ステップＡにおいて、２周波励磁方式と低周波励磁方式との切り換え判定値ＣＯＭＰを設定する。具体的には、判定値ＣＯＭＰ（ｍ／ｓ）は、高周波に対する低周波側のスパンのズレをＢ（％）、設定スパンをＶＳ（ｍ／ｓ）、許容されるノイズの流速換算の絶対値をＣ（ｍ／ｓ）とすれば、（Ｂ×ＶＳ＋Ｃ）として設定される。判定値ＣＯＭＰはＲＡＭ３０の所定領域に格納される。つぎにステップＢへ移行する。

そして、ステップＢにおいて、判定手段は、下記の判定式（式（１））に従い、低周波の半周期ＴＳごとに、低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）と低周波の半周期ＴＳの１回前でサンプリングされた流量信号の瞬時値ｅＡ（ｎ−１）と低周波の半周期ＴＳとダンピング時定数ＴＤとから導かれる値（式（１）の左辺）と判定値ＣＯＭＰとを比較し判定する。
ＴＳ×（ｅＬ（ｎ）−ｅＡ（ｎ−１））／ＴＤ＜Ｂ×ＶＳ＋Ｃ （１）

比較判定結果に基づき、判定式を満足するときはステップＤに移行し、満足しないときはステップＣに移行する。ステップＤにおいて、第１選択手段は、流量出力として、低周波復調信号ｅＬ（ｎ）を選択する。ステップＣにおいて、第１選択手段は、流量出力として、加算演算手段によって演算された流量信号ｅＡ（＝ＦＨ＋ＦＬ）を選択する。

なお、低周波復調信号ｅＬ（ｎ）は低周波励磁方式による流量出力を表し、流量信号ｅＡは２周波励磁方式による流量出力を表す。この判定手段および第１選択手段によって、図７（ａ）の流量変化前（時間ｔ＝０の前）では２周波励磁方式が選択され、流量変化後（時間ｔ＝０の後）では直ちに低周波励磁方式が選択されて、流量出力の揺動および誤差を低減する（図７（ｂ））。

図４（ｂ）に戻り、ステップＣまたはＤを実行した後、演算経過点Ｔ２を介して、図４（ａ）のステップ１６に移行する。ステップ１６において、次の割り込みのタイミングまで待機し、次の割り込みのタイミングが来たらステップ１からステップ１６までを再び実行する。

なお、特許文献１には、図３〜図７の構成および動作を実現する電磁流量計について記載されている。

特開平６−１３７９１６号公報

ところで、５０Ｈｚなどの商用電源周波数に起因するノイズ（以下、「商用電源ノイズ」という）が電磁流量計に混入しないとき、フローノイズ（低周波数のランダムノイズ）が重畳される低周波復調信号ｅＬ（ｎ）の揺動の方が、高周波復調信号ｅＨ（ｎ）の揺動より大きい。

しかしながら、商用電源ノイズが電磁流量計に混入したとき、高周波復調信号ｅＨ（ｎ）の揺動の方が、低周波復調信号ｅＬ（ｎ）の揺動より大きくなることがある。

例えば、低周波の周波数が６．２５Ｈｚ、高周波の周波数が７５Ｈｚ、商用電源周波数が５０Ｈｚの場合、商用電源周波数は低周波の周波数の整数倍になるが、高周波の周波数の整数倍にならない。このような周波数において、電極で検出される起電力に商用電源ノイズが混入したとき、低周波側では商用電源ノイズを打ち消して、低周波復調信号ｅＬ（ｎ）の揺動は小さくなる。一方、高周波側では商用電源ノイズを十分に打ち消せずに、高周波復調信号ｅＨ（ｎ）の揺動は大きくなるため、高周波復調信号ｅＨ（ｎ）を用いる２周波励磁方式の流量信号ｅＡの揺動が大きくなる。

従って、図４（ｂ）のステップＢにおいて、判定式（式（１））の左辺（絶対値）が大きくなり判定値ＣＯＭＰを超えるため、２周波励磁方式の流量信号ｅＡが流量出力として選択されて（ステップＣ）、流量出力の揺動が大きくなる。

本発明の目的は、商用電源ノイズが電磁流量計に混入しても、流量出力の揺動を低減し、流量測定精度を向上する電磁流量計を提供することである。

このような目的を達成するために、請求項１の発明は、
第１周波数とこれより低い第２周波数の２つの異なった周波数を有する磁場が被測定流体に印加され、これによって発生する信号電圧を高周波復調演算手段および高域濾波演算手段を介して得た高周波信号と低周波復調演算手段および低域濾波演算手段を介して得た低周波信号とを加算して流量信号とするとともに、前記第２周波数の半周期ＴＳごとに前記低周波復調演算手段によって演算された低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）と前記半周期ＴＳの１回前でサンプリングされた前記流量信号の瞬時値ｅＡ（ｎ−１）とから導かれる流量に係る値と設定スパンＶＳから導かれる判定値とを比較して、この比較結果に基づいて前記低周波復調信号または前記流量信号を選択する第１選択手段、を備えた電磁流量計において、
前記高周波復調演算手段によって演算された高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動が、前記低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動より大きいときに前記低周波復調信号を選択する第２選択手段を備えた、
ことを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１に記載の発明において、
前記第２選択手段は、前記高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動が前記低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動より所定値以上大きいときに前記低周波復調信号を選択する、
ことを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１または２に記載の発明において、
前記高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動は、今回のサンプリングと１回前のサンプリングで得られた前記瞬時値ｅＨ（ｎ）の差であり、前記低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動は、今回のサンプリングと１回前のサンプリングで得られた前記瞬時値ｅＬ（ｎ）の差である、
ことを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載の発明において、
前記高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動にフィルタ演算を行う第１フィルタ演算手段と、前記低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動にフィルタ演算を行う第２フィルタ演算手段とを備え、
前記第２選択手段は、前記第１フィルタ演算手段の出力と前記第２フィルタ演算手段の出力とを用いて選択を行う、
ことを特徴とする。

本発明によれば、高周波側の信号の揺動が低周波側の信号の揺動より大きいとき、低周波側の信号を流量出力として選択することによって、商用電源ノイズが電磁流量計に混入しても、流量出力の揺動を低減し、流量測定精度を向上する電磁流量計を実現できる。

［第１の実施例］
第１の実施例を適用した電磁流量計の構成は図３と同様であり、その動作は図４（ａ）と同様に実行され、各信号のタイミングチャートは図５と同様であり、図４（ａ）で実行される高周波復調演算などは図６と同様の演算を行う。なお、図３、図４（ａ）、図５、図６については、すでに説明したので説明を省略する。

本実施例の特徴部分は、図１で表した動作フローチャートであり、図４（ｂ）の代わりに実行される。すなわち、図１の動作フローチャートは、図４（ａ）の演算通過点Ｔ１とＴ２との間で実行される。

図１において、図４（ａ）のステップ１５から、演算経過点Ｔ１を介してステップＳ１０へ移行する。まず、図４（ｂ）のステップＡと同様に、判定値ＣＯＭＰが設定され、ＲＡＭ３０の所定領域に格納される（ステップＳ１０）。

そして、高周波側揺動演算手段は、高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動ＹＨ（ｎ）を、下記の式（２）に従って演算する（ステップＳ２０）。
ＹＨ（ｎ）＝（ｅＨ（ｎ）−ｅＨ（ｎ−１）） （２）

式（２）で表わされた揺動ＹＨ（ｎ）は、今回のサンプリングで得られた高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）と１回前のサンプリングで得られたｅＨ（ｎ−１）との差である。なお、揺動ＹＨ（ｎ）は２つの値を用いて演算するが、２回前のサンプリングで得られたｅＨ（ｎ−２）などを含めた３つ以上の値を用いて演算してもよい。なお、これらの値（ｅＨ（ｎ）、ｅＨ（ｎ−１）、ｅＨ（ｎ−２））は、ＲＡＭ３０に記憶させることができる。

そして、低周波側揺動演算手段は、低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動ＹＬ（ｎ）を、下記の式（３）に従って演算する（ステップＳ３０）。
ＹＬ（ｎ）＝（ｅＬ（ｎ）−ｅＬ（ｎ−１）） （３）

式（３）で表わされた揺動ＹＬ（ｎ）は、今回のサンプリングで得られた低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）と１回前のサンプリングで得られたｅＬ（ｎ−１）との差である。なお、揺動ＹＬ（ｎ）は２つの値を用いて演算するが、２回前のサンプリングで得られたｅＬ（ｎ−２）などを含めた３つ以上の値を用いて演算してもよい。なお、これらの値（ｅＬ（ｎ）、ｅＬ（ｎ−１）、ｅＬ（ｎ−２））は、ＲＡＭ３０に記憶させることができる。

そして、第２選択手段Ｓ４０は、つぎのステップＳ５０、Ｓ６０を実行する。高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動ＹＨ（ｎ）が、低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動ＹＬ（ｎ）より所定値以上大きいとき（ステップＳ５０の「はい」）、低周波復調信号ｅＬ（ｎ）を流量出力として選択する（ステップＳ６０）。

具体的には、第２選択手段Ｓ４０は、高周波側の揺動ＹＨ（ｎ）の絶対値から低周波側の揺動ＹＬ（ｎ）の絶対値を減算し、減算結果を所定値と比較する（ステップＳ５０）。そして、減算結果が所定値より大きいとき（ステップＳ５０の「はい」）、図４（ｂ）のステップＤと同様に、低周波復調信号ｅＬ（ｎ）を流量出力として選択する（ステップＳ６０）。

また、減算結果が所定値より小さいとき、図４（ｂ）のステップＢと同様に、判定手段は、判定式（式（１））に従って比較し判定する（ステップＳ７０）。なお、所定値はＲＡＭ３０に記憶される。

そして、判定式を満足するときは、図４（ｂ）のステップＤと同様に、低周波復調信号ｅＬ（ｎ）を流量出力として選択する（ステップＳ６０）。判定式を満足しないときは、図４（ｂ）のステップＣと同様に、加算演算手段によって演算された流量信号ｅＡ（＝ＦＨ＋ＦＬ）を流量出力として選択する（ステップＳ８０）。なお、ステップＳ５０は、ステップＳ７０とステップＳ８０との間で実行されてもよい。

そして、ステップＳ６０またはＳ８０を行った後、演算経過点Ｔ２をを介して、図４（ａ）のステップ１６に移行する。

前述したように、商用電源ノイズが電磁流量計に混入した場合、高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動ＹＨ（ｎ）が、低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動ＹＬ（ｎ）より大きくなることがある。この場合、所定値が０（ゼロ）であれば、図１のステップＳ５０、Ｓ６０によって、揺動の大きい流量信号ｅＡ（２周波）ではなく、揺動の小さい低周波復調信号ｅＬ（ｎ）を流量出力として選択するため、流量出力の揺動を低減することができる。

すなわち、本実施例によれば、高周波側の信号の揺動が低周波側の信号の揺動より大きいとき、低周波側の信号を流量出力として選択することによって、商用電源ノイズが電磁流量計に混入しても、流量出力の揺動を低減し、流量測定精度を向上する電磁流量計を実現できる。

また、ユーザーは、所定値を変更し、ＲＡＭ３０に記憶させることによって、商用電源ノイズの状況（ノイズの大きさ、混入頻度など）に応じて柔軟に、流量出力の揺動低減に対応することができる。

また、高周波側揺動演算において、高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動ＹＨ（ｎ）が、式（２）のように、２つの値（ｅＨ（ｎ）、ｅＨ（ｎ−１））によって演算される場合、高周波側揺動演算の負荷が低減され、演算速度が向上するとともに、ＲＡＭ３０には２つの値を記憶させればよく、記憶容量を低減することができる。これは、式（３）の低周波側揺動演算においても同様である。

［第２の実施例］
第２の実施例を図２を用いて説明する。図２は、本実施例の特徴部分を表した動作フローチャートである。図１との相違は、ステップＳ３０の後にフィルタ演算（ステップＳ１００、Ｓ１１０）を追加したほか、第２選択手段の比較式が異なる（ステップＳ１３０）ことである。図１と同一のものは同一符号を付し説明を省略し、図１との相違点を中心に説明する。

図２において、ステップＳ１０〜Ｓ３０を実行した後、ステップＳ１００に移行する。高周波側揺動フィルタ演算手段（第１フィルタ演算手段）は、式（２）で示した高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動ＹＨ（ｎ）にフィルタ演算を行う（ステップＳ１００）。

例えば、高周波側揺動フィルタ演算手段は、下記の式（４）に従って、複数個（ｍ個）の揺動ＹＨ（ｎ）の平均演算を行う。ここで、高周波側揺動フィルタ演算手段の出力をＡＨとする。
ＡＨ＝（Σ（ｅＨ（ｎ）−ｅＨ（ｎ−１）））／ｍ （４）

また、高周波側揺動フィルタ演算手段は、下記の式（５）に従って、揺動ＹＨ（ｎ）にローパスフィルタ演算を行ってもよい。
ＡＨ＝ＴＳ×（ｅＨ（ｎ）−ｅＨ（ｎ−１））／ＴＤ （５）

そして、ステップＳ１１０に移行し、低周波側揺動フィルタ演算手段（第２フィルタ演算手段）は、式（３）で示した低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動ＹＬ（ｎ）にフィルタ演算を行う（ステップＳ１１０）。

例えば、低周波側揺動フィルタ演算手段は、下記の式（６）に従って、複数個（ｍ個）の揺動ＹＬ（ｎ）の平均演算を行う。ここで、低周波側揺動フィルタ演算手段の出力をＡＬとする。
ＡＬ＝（Σ（ｅＬ（ｎ）−ｅＬ（ｎ−１）））／ｍ （６）

また、低周波側揺動フィルタ演算手段は、下記の式（７）に従って、揺動ＹＬ（ｎ）にローパスフィルタ演算を行ってもよい。
ＡＬ＝ＴＳ×（ｅＬ（ｎ）−ｅＬ（ｎ−１））／ＴＤ （７）

そして、ステップＳ１３０に移行する。第２選択手段Ｓ１２０は、つぎのステップＳ１３０、Ｓ６０を実行する。高周波側揺動フィルタ演算手段の出力ＡＨが、低周波側揺動フィルタ演算手段の出力ＡＬより所定値以上大きいとき（ステップＳ１３０の「はい」）、低周波復調信号ｅＬ（ｎ）を流量出力として選択する（ステップＳ６０）。

具体的には、第２選択手段Ｓ１２０は、高周波側揺動フィルタ演算手段の出力ＡＨの絶対値から低周波側揺動フィルタ演算手段の出力ＡＬの絶対値を減算し、減算結果を所定値と比較する（ステップＳ１３０）。そして、減算結果が所定値より大きいとき（ステップＳ１３０の「はい」）、図４（ｂ）のステップＤと同様に、低周波復調信号ｅＬ（ｎ）を流量出力として選択する（ステップＳ６０）。

また、減算結果が所定値より小さいとき、図４（ｂ）のステップＢと同様に、判定手段は、判定式（式（１））に従って比較し判定する（ステップＳ７０）。ステップＳ７０、Ｓ８０は図１と同様であるので説明を省略する。なお、ステップＳ１３０は、ステップＳ７０とステップＳ８０との間で実行されてもよい。

本実施例によれば、フィルタ演算手段は式（４）（６）のように複数個の揺動を用いて平均演算を行い、第２選択手段はフィルタ演算手段の出力を用いて選択を行うことによって、より安定で信頼性の高い選択をすることができる。また、瞬時のノイズが電磁流量計に混入した場合でも、このノイズはフィルタ演算手段で低減されることによって、第２選択手段は、このノイズの影響を受けにくく、より安定で信頼性の高い選択をすることができる。

なお、例えば、第２選択手段Ｓ４０、Ｓ１２０、高周波側揺動演算手段Ｓ２０、低周波側揺動演算手段Ｓ３０、高周波側揺動フィルタ演算手段Ｓ１００、低周波側揺動フィルタ演算手段Ｓ１１０は、ＲＯＭ３１に格納されたプログラムを実行するＣＰＵ２１（プロセッサ）によって実現でき、また論理回路などによって実現されてもよい。

なお、本発明は、前述の実施例に限定されることなく、その本質を逸脱しない範囲で、さらに多くの変更および変形を含む。また、前述した各手段の組み合わせ以外の組み合わせを含むことができる。

本発明を適用した電磁流量計の特徴部分の動作フローチャート図の例である。 本発明を適用した電磁流量計の特徴部分の動作フローチャート図の他の例である。 背景技術で示した電磁流量計の構成図の例である。 図３に示す電磁流量計の動作フローチャート図の例である。 図３に示す電磁流量計の各信号のタイミングチャート図の例である。 図３に示す電磁流量計の各演算手段で行う演算式を示す図の例である。 流量変化（ａ）と、これに伴う流量出力（ｂ）の波形図の例である。

符号の説明

１ 電磁流量計
１０ 検出器
１１ａ、１１ｂ 電極
１２ 励磁コイル
１３ 励磁回路
１６ アナログ／デジタル変換器（Ａ／ＤＬ）
１７ アナログ／デジタル変換器（Ａ／ＤＨ）
２１ ＣＰＵ
２４ タイミング信号出力ポート（ＴＯ）
３０ ＲＡＭ
３１ ＲＯＭ
Ｓ４０、Ｓ１２０ 第２選択手段
Ｓ１００ 高周波側揺動フィルタ演算手段（第１フィルタ演算手段）
Ｓ１１０ 低周波側揺動フィルタ演算手段（第２フィルタ演算手段）

Claims (4)

1. 第１周波数とこれより低い第２周波数の２つの異なった周波数を有する磁場が被測定流体に印加され、これによって発生する信号電圧を高周波復調演算手段および高域濾波演算手段を介して得た高周波信号と低周波復調演算手段および低域濾波演算手段を介して得た低周波信号とを加算して流量信号とするとともに、前記第２周波数の半周期ＴＳごとに前記低周波復調演算手段によって演算された低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）と前記半周期ＴＳの１回前でサンプリングされた前記流量信号の瞬時値ｅＡ（ｎ−１）とから導かれる流量に係る値と設定スパンＶＳから導かれる判定値とを比較して、この比較結果に基づいて前記低周波復調信号または前記流量信号を選択する第１選択手段、を備えた電磁流量計において、
   前記高周波復調演算手段によって演算された高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動が、前記低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動より大きいときに前記低周波復調信号を選択する第２選択手段を備えた、
   ことを特徴とする電磁流量計。
2. 前記第２選択手段は、前記高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動が前記低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動より所定値以上大きいときに前記低周波復調信号を選択する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電磁流量計。
3. 前記高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動は、今回のサンプリングと１回前のサンプリングで得られた前記瞬時値ｅＨ（ｎ）の差であり、前記低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動は、今回のサンプリングと１回前のサンプリングで得られた前記瞬時値ｅＬ（ｎ）の差である、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電磁流量計。
4. 前記高周波復調信号の瞬時値ｅＨ（ｎ）の揺動にフィルタ演算を行う第１フィルタ演算手段と、前記低周波復調信号の瞬時値ｅＬ（ｎ）の揺動にフィルタ演算を行う第２フィルタ演算手段とを備え、
   前記第２選択手段は、前記第１フィルタ演算手段の出力と前記第２フィルタ演算手段の出力とを用いて選択を行う、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電磁流量計。

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