JPH06114061A - 超音波診断装置の受波整相回路 - Google Patents
超音波診断装置の受波整相回路Info
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- JPH06114061A JPH06114061A JP4291929A JP29192992A JPH06114061A JP H06114061 A JPH06114061 A JP H06114061A JP 4291929 A JP4291929 A JP 4291929A JP 29192992 A JP29192992 A JP 29192992A JP H06114061 A JPH06114061 A JP H06114061A
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- variable delay
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Abstract
(57)【要約】
【目的】超音波診断装置の受波整相回路において、回路
規模を大きくすることなく複数本の超音波ビームを実時
間で得る。 【構成】配列振動子素子１1〜１nの各チャンネル毎のア
ナログ可変遅延線を一つの振動子素子１1 に対して複数
個３11，３12並列に設けると共に、これらのアナログ可
変遅延線３11〜３n2を交互に切り換えて接続する切換え
器１０1〜１０nを設け、制御回路部７からの制御信号に
より上記切換え器１０1〜１０nを切換え制御すると共に
ディジタル遅延手段（４1〜４n，５1〜５n）を時分割制
御するようにしたものである。これにより、受波整相回
路の全体を複数系統設けることなく、回路規模を大きく
しないで複数本の超音波ビームを実時間で得ることがで
きる。
規模を大きくすることなく複数本の超音波ビームを実時
間で得る。 【構成】配列振動子素子１1〜１nの各チャンネル毎のア
ナログ可変遅延線を一つの振動子素子１1 に対して複数
個３11，３12並列に設けると共に、これらのアナログ可
変遅延線３11〜３n2を交互に切り換えて接続する切換え
器１０1〜１０nを設け、制御回路部７からの制御信号に
より上記切換え器１０1〜１０nを切換え制御すると共に
ディジタル遅延手段（４1〜４n，５1〜５n）を時分割制
御するようにしたものである。これにより、受波整相回
路の全体を複数系統設けることなく、回路規模を大きく
しないで複数本の超音波ビームを実時間で得ることがで
きる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、超音波を利用して被検
体内の診断部位について断層像を得て表示する超音波診
断装置において受波信号を整相加算する受波整相回路に
関し、特に回路規模を大きくすることなく複数本の超音
波ビームを実時間で得ることができる受波整相回路に関
する。
体内の診断部位について断層像を得て表示する超音波診
断装置において受波信号を整相加算する受波整相回路に
関し、特に回路規模を大きくすることなく複数本の超音
波ビームを実時間で得ることができる受波整相回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の受波整相回路は、特開平
2−26548号公報に記載された超音波診断装置において提
案されており、図５に示すように、探触子１の配列振動
子素子１1〜１nで各チャンネル毎に受信した被検体から
の反射エコー信号をそれぞれ入力し、これらの反射エコ
ー信号に所定の微小遅延時間を与えるアナログ可変遅延
手段（３1〜３n）このアナログ可変遅延手段（３1〜
３n）で遅延を与えられた受波信号をディジタル信号に
変換すると共にこのディジタル信号をサンプリング周期
の間隔で遅延するディジタル遅延手段（４1〜４n，５1
〜５n）と、これらの遅延手段で位相が揃えられた各チ
ャンネルの受波信号を加算する加算手段（６）とを有し
て成っていた。なお、上記アナログ可変遅延手段は各チ
ャンネル毎に設けられたアナログ可変遅延線３1，３2，
…，３n から成り、ディジタル遅延手段は各チャンネル
毎に設けられたＡ／Ｄ変換器４1，４2，…，４n とメモ
リ５1，５2，…，５n とから成り、加算手段は各チャン
ネルに共通に設けられた加算器６から成る。また、図５
において、符号２1〜２nは各チャンネル毎の振動子素子
１1〜１n から入力した反射エコー信号を増幅するプリ
アンプを示しており、符号７は上記各構成要素の動作を
制御する制御回路部を示している。
2−26548号公報に記載された超音波診断装置において提
案されており、図５に示すように、探触子１の配列振動
子素子１1〜１nで各チャンネル毎に受信した被検体から
の反射エコー信号をそれぞれ入力し、これらの反射エコ
ー信号に所定の微小遅延時間を与えるアナログ可変遅延
手段（３1〜３n）このアナログ可変遅延手段（３1〜
３n）で遅延を与えられた受波信号をディジタル信号に
変換すると共にこのディジタル信号をサンプリング周期
の間隔で遅延するディジタル遅延手段（４1〜４n，５1
〜５n）と、これらの遅延手段で位相が揃えられた各チ
ャンネルの受波信号を加算する加算手段（６）とを有し
て成っていた。なお、上記アナログ可変遅延手段は各チ
ャンネル毎に設けられたアナログ可変遅延線３1，３2，
…，３n から成り、ディジタル遅延手段は各チャンネル
毎に設けられたＡ／Ｄ変換器４1，４2，…，４n とメモ
リ５1，５2，…，５n とから成り、加算手段は各チャン
ネルに共通に設けられた加算器６から成る。また、図５
において、符号２1〜２nは各チャンネル毎の振動子素子
１1〜１n から入力した反射エコー信号を増幅するプリ
アンプを示しており、符号７は上記各構成要素の動作を
制御する制御回路部を示している。
【０００３】図６は図５に示す探触子１の各チャンネル
の振動子素子１1〜１nに入力する受波面の状態を示す説
明図である。この受波波面８は、上記探触子１の前面に
向って凸形の円弧状となり、列状に並んだ中心部の振動
子素子１7 には早く到達し、両端部の振動子素子１1，
１nには遅く到達する。このままでは正しい画像が作成
できないので、図５に示す受波整相回路において、中心
部の振動子素子１7 で受波した信号には大きな遅延時間
を与え、両端部の振動子素子１1，１nで受波した信号に
は小さな遅延時間を与えて、全チャンネルの振動子素子
１1〜１nでそれぞれ受けた受波信号を同位相とする。
の振動子素子１1〜１nに入力する受波面の状態を示す説
明図である。この受波波面８は、上記探触子１の前面に
向って凸形の円弧状となり、列状に並んだ中心部の振動
子素子１7 には早く到達し、両端部の振動子素子１1，
１nには遅く到達する。このままでは正しい画像が作成
できないので、図５に示す受波整相回路において、中心
部の振動子素子１7 で受波した信号には大きな遅延時間
を与え、両端部の振動子素子１1，１nで受波した信号に
は小さな遅延時間を与えて、全チャンネルの振動子素子
１1〜１nでそれぞれ受けた受波信号を同位相とする。
【０００４】すなわち、探触子１で受信した受波信号は
プリアンプ２1〜２nで増幅された後、アナログ可変遅延
線３1〜３nにより例えば時間Ｔa の遅延が与えられる。
この遅延が与えられた受波信号はその後Ａ／Ｄ変換器４
1〜４nに入力し、サンプリング周期Ｔs でサンプリング
され、次のメモリ５1〜５nにより時間ｎ・Ｔs の遅延が
与えられる。ここで、Ｔa ＜Ｔs である。いま、図６に
おいて、第３番目の振動子素子１3 で受信した受波信号
に与える遅延時間をｔ3 とすれば、 ｔ3＝ｎ・Ｔs ＋Ｔa …（１） となる。上記図６における遅延時間ｔ3 の内容を拡大し
て示すと図７のようになり、この図７におけるＴs とＴ
a との関係では、上記の式（１）においてはｎ＝４とな
る。このようなアナログ及びディジタルの遅延手段によ
る遅延時間の付与により、メモリ５1〜５nの出力は、全
チャンネルの振動子素子１1〜１nの受波信号が同位相と
なり、次の加算器６に全チャンネルの受波信号が入力し
て加算され、出力端子９から超音波ビームが出力され
る。
プリアンプ２1〜２nで増幅された後、アナログ可変遅延
線３1〜３nにより例えば時間Ｔa の遅延が与えられる。
この遅延が与えられた受波信号はその後Ａ／Ｄ変換器４
1〜４nに入力し、サンプリング周期Ｔs でサンプリング
され、次のメモリ５1〜５nにより時間ｎ・Ｔs の遅延が
与えられる。ここで、Ｔa ＜Ｔs である。いま、図６に
おいて、第３番目の振動子素子１3 で受信した受波信号
に与える遅延時間をｔ3 とすれば、 ｔ3＝ｎ・Ｔs ＋Ｔa …（１） となる。上記図６における遅延時間ｔ3 の内容を拡大し
て示すと図７のようになり、この図７におけるＴs とＴ
a との関係では、上記の式（１）においてはｎ＝４とな
る。このようなアナログ及びディジタルの遅延手段によ
る遅延時間の付与により、メモリ５1〜５nの出力は、全
チャンネルの振動子素子１1〜１nの受波信号が同位相と
なり、次の加算器６に全チャンネルの受波信号が入力し
て加算され、出力端子９から超音波ビームが出力され
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来の受波整相回路においては、図５に示す加算器６の出
力端子９から実時間で得られる超音波ビームの本数は１
本だけであったので、断層像の撮像時間の高速化が図れ
ないものであった。従って、心臓などの速い運動をする
臓器に対しては精密な画像が得られず、画像診断が正確
には行えないものであった。これに対して、特公昭56−
20017 号公報に記載されているように、一つの探触子１
に対して受波整相回路を並列に複数組配置する方式が提
供されている。しかし、この場合は、複数本の超音波ビ
ームを得るためにその本数分の受波整相回路を並列に配
置しなければならないので、回路規模が大形化するとい
う問題点が生ずるものであった。
来の受波整相回路においては、図５に示す加算器６の出
力端子９から実時間で得られる超音波ビームの本数は１
本だけであったので、断層像の撮像時間の高速化が図れ
ないものであった。従って、心臓などの速い運動をする
臓器に対しては精密な画像が得られず、画像診断が正確
には行えないものであった。これに対して、特公昭56−
20017 号公報に記載されているように、一つの探触子１
に対して受波整相回路を並列に複数組配置する方式が提
供されている。しかし、この場合は、複数本の超音波ビ
ームを得るためにその本数分の受波整相回路を並列に配
置しなければならないので、回路規模が大形化するとい
う問題点が生ずるものであった。
【０００６】そこで、本発明は、このような問題点に対
処し、回路規模を大きくすることなく複数本の超音波ビ
ームを得ることができる受波整相回路を提供することを
目的とする。
処し、回路規模を大きくすることなく複数本の超音波ビ
ームを得ることができる受波整相回路を提供することを
目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明による受波整相回路は、探触子の配列振動子
素子で各チャンネル毎に受信した被検体からの反射エコ
ー信号をそれぞれ入力しこれらの反射エコー信号に所定
の微小遅延時間を与えるアナログ可変遅延手段と、この
アナログ可変遅延手段で遅延を与えられた受波信号をデ
ィジタル信号に変換すると共にこのディジタル信号をサ
ンプリング周期の間隔で遅延するディジタル遅延手段
と、これらの遅延手段で位相が揃えられた各チャンネル
の受波信号を加算する加算手段とを有する超音波診断装
置の受波整相回路において、上記各チャンネル毎のアナ
ログ可変遅延手段を一つの振動子素子に対して複数個並
列に設けると共に、これらのアナログ可変遅延手段を交
互に切り換えて接続する切換手段を設け、制御回路部か
らの制御信号により上記切換手段を切り換え制御すると
共に上記ディジタル遅延手段を時分割制御するようにし
たものである。
に、本発明による受波整相回路は、探触子の配列振動子
素子で各チャンネル毎に受信した被検体からの反射エコ
ー信号をそれぞれ入力しこれらの反射エコー信号に所定
の微小遅延時間を与えるアナログ可変遅延手段と、この
アナログ可変遅延手段で遅延を与えられた受波信号をデ
ィジタル信号に変換すると共にこのディジタル信号をサ
ンプリング周期の間隔で遅延するディジタル遅延手段
と、これらの遅延手段で位相が揃えられた各チャンネル
の受波信号を加算する加算手段とを有する超音波診断装
置の受波整相回路において、上記各チャンネル毎のアナ
ログ可変遅延手段を一つの振動子素子に対して複数個並
列に設けると共に、これらのアナログ可変遅延手段を交
互に切り換えて接続する切換手段を設け、制御回路部か
らの制御信号により上記切換手段を切り換え制御すると
共に上記ディジタル遅延手段を時分割制御するようにし
たものである。
【０００８】このように構成された受波整相回路は、探
触子の配列振動子素子の一つずつに対してアナログ可変
遅延手段を並列に複数個設けると共に、これらのアナロ
グ可変遅延手段を交互に切り換えて接続する切換手段を
設けたことにより、制御回路部からの制御信号によって
上記切換手段を切り換え制御すると共に、ディジタル遅
延手段を時分割制御するように動作する。これにより、
受波整相回路の全体を複数系統設けることなく、回路規
模を大きくしないで複数本の超音波ビームを実時間で得
ることができる。
触子の配列振動子素子の一つずつに対してアナログ可変
遅延手段を並列に複数個設けると共に、これらのアナロ
グ可変遅延手段を交互に切り換えて接続する切換手段を
設けたことにより、制御回路部からの制御信号によって
上記切換手段を切り換え制御すると共に、ディジタル遅
延手段を時分割制御するように動作する。これにより、
受波整相回路の全体を複数系統設けることなく、回路規
模を大きくしないで複数本の超音波ビームを実時間で得
ることができる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて
詳細に説明する。図１は本発明による超音波診断装置の
受波整相回路の実施例を示すブロック図である。この受
波整相回路は、１回の超音波の送受信に対して複数本の
超音波ビームを得るもので、図に示すように、探触子１
の配列振動子素子１1〜１nに対応して設けられたアナロ
グ可変遅延線３11〜３n2と、切換え器１０1〜１０nと、
Ａ／Ｄ変換器４1〜４nと、メモリ５1〜５nと、加算器６
と、制御回路部７とを有して成る。
詳細に説明する。図１は本発明による超音波診断装置の
受波整相回路の実施例を示すブロック図である。この受
波整相回路は、１回の超音波の送受信に対して複数本の
超音波ビームを得るもので、図に示すように、探触子１
の配列振動子素子１1〜１nに対応して設けられたアナロ
グ可変遅延線３11〜３n2と、切換え器１０1〜１０nと、
Ａ／Ｄ変換器４1〜４nと、メモリ５1〜５nと、加算器６
と、制御回路部７とを有して成る。
【００１０】上記探触子１は、超音波診断装置において
被検体の診断部位に対して超音波を送受波するもので、
例えば短冊状に形成された複数の振動子素子１1，１2，
…，１n が一列状にチャンネル分だけ配列されている。
これらの振動子素子１1〜１nの受信出力側には、それぞ
れプリアンプ２1，２2，…，２n が設けられている。こ
のプリアンプ２1〜２nは、各チャンネル毎の振動子素子
１1〜１nから入力した反射エコー信号を増幅するもので
ある。
被検体の診断部位に対して超音波を送受波するもので、
例えば短冊状に形成された複数の振動子素子１1，１2，
…，１n が一列状にチャンネル分だけ配列されている。
これらの振動子素子１1〜１nの受信出力側には、それぞ
れプリアンプ２1，２2，…，２n が設けられている。こ
のプリアンプ２1〜２nは、各チャンネル毎の振動子素子
１1〜１nから入力した反射エコー信号を増幅するもので
ある。
【００１１】アナログ可変遅延線３11〜３n2は、上記探
触子１の配列振動子素子１1〜１nで各チャンネル毎に受
信した被検体からの反射エコー信号をプリアンプ２1〜
２nを介してそれぞれ入力し、これらの反射エコー信号
に所定の微小遅延時間を与える手段となるもので、その
内部構成は図４に示すように、トランジスタ１１と、バ
リキャップコンデンサＣと、固定抵抗Ｒとから成り、一
段当りの遅延時間ｔは、 ｔ＝２ＲＣ で近似的に与えられる。ここで、図１に示す制御回路部
７からの制御信号(電圧)により上記バリキャップコンデ
ンサＣの容量を例えばＣ1〜Ｃ2のように変化させると、
それに相当した遅延時間の変化Δｔは、次のように得ら
れる。 Δｔ＝ｔ1〜ｔ2＝２ＲＣ1〜２ＲＣ2 なお、このようなアナログ可変遅延線としては、特願平
3−348408 号で提案されたものがある。
触子１の配列振動子素子１1〜１nで各チャンネル毎に受
信した被検体からの反射エコー信号をプリアンプ２1〜
２nを介してそれぞれ入力し、これらの反射エコー信号
に所定の微小遅延時間を与える手段となるもので、その
内部構成は図４に示すように、トランジスタ１１と、バ
リキャップコンデンサＣと、固定抵抗Ｒとから成り、一
段当りの遅延時間ｔは、 ｔ＝２ＲＣ で近似的に与えられる。ここで、図１に示す制御回路部
７からの制御信号(電圧)により上記バリキャップコンデ
ンサＣの容量を例えばＣ1〜Ｃ2のように変化させると、
それに相当した遅延時間の変化Δｔは、次のように得ら
れる。 Δｔ＝ｔ1〜ｔ2＝２ＲＣ1〜２ＲＣ2 なお、このようなアナログ可変遅延線としては、特願平
3−348408 号で提案されたものがある。
【００１２】そして、本発明においては、各チャンネル
毎のアナログ可変遅延線は、一つの振動子素子１1，
１2，…，１n に対して複数個（例えば２個）並列に設
けられている。すなわち、第一の振動子素子１1 に対し
て２個のアナログ可変遅延線３11，３12が並列に設けら
れ、第二の振動子素子１2 に対しても２個のアナログ可
変遅延線３21，３22が並列に設けられ、…、さらに、第
ｎの振動子素子１n に対しても２個のアナログ可変遅延
線３n1，３n2が並列に設けられている。
毎のアナログ可変遅延線は、一つの振動子素子１1，
１2，…，１n に対して複数個（例えば２個）並列に設
けられている。すなわち、第一の振動子素子１1 に対し
て２個のアナログ可変遅延線３11，３12が並列に設けら
れ、第二の振動子素子１2 に対しても２個のアナログ可
変遅延線３21，３22が並列に設けられ、…、さらに、第
ｎの振動子素子１n に対しても２個のアナログ可変遅延
線３n1，３n2が並列に設けられている。
【００１３】切換え器１０1〜１０nは、上記アナログ可
変遅延線３11，３12をチャンネル毎に交互に切り換えて
接続する手段となるもので、内部には一方のアナログ可
変遅延線に接続された接点aと、他方のアナログ可変遅
延線に接続された接点ｂとを有し、さらにこれらの接点
a，ｂ間で切り換えられるスイッチを有している。そし
て、図１に示すように、例えば第一の振動子素子１1 に
対応して設けられた２個のアナログ可変遅延線３11，３
12に対して第一の切換え器１０1 が接続され、…、第ｎ
の振動子素子１n に対応して設けられた２個のアナログ
可変遅延線３n1，３n2に対して第ｎの切換え器１０ｎが
接続されており、後述の制御回路部７からの制御信号に
より切り換えが制御されるようになっている。
変遅延線３11，３12をチャンネル毎に交互に切り換えて
接続する手段となるもので、内部には一方のアナログ可
変遅延線に接続された接点aと、他方のアナログ可変遅
延線に接続された接点ｂとを有し、さらにこれらの接点
a，ｂ間で切り換えられるスイッチを有している。そし
て、図１に示すように、例えば第一の振動子素子１1 に
対応して設けられた２個のアナログ可変遅延線３11，３
12に対して第一の切換え器１０1 が接続され、…、第ｎ
の振動子素子１n に対応して設けられた２個のアナログ
可変遅延線３n1，３n2に対して第ｎの切換え器１０ｎが
接続されており、後述の制御回路部７からの制御信号に
より切り換えが制御されるようになっている。
【００１４】また、Ａ／Ｄ変換器４1〜４nは、上記アナ
ログ可変遅延線３11，３n2によって遅延を与えられた受
波信号を切換え器１０1〜１０nを介して入力し、ディジ
タル信号に変換するもので、上記第１〜第ｎの切換え器
１０1〜１０nの出力側にそれぞれ設けられると共に、制
御回路部７からの制御信号によりサンプリング周期が時
分割制御されるようになっている。さらに、メモリ５1
〜５nは、上記Ａ／Ｄ変換器４1〜４nから出力されたデ
ィジタル信号をそれサンプリング周期の間隔で遅延を行
うもので、制御回路部７からの制御信号により、それぞ
れのＡ／Ｄ変換器４1〜４nから入力する受波信号の書込
みと読出しの間の時間差を制御して上記遅延を実現する
ようになっている。そして、上記Ａ／Ｄ変換器４1〜４n
と、メモリ５1〜５nとでディジタル遅延手段を構成して
いる。
ログ可変遅延線３11，３n2によって遅延を与えられた受
波信号を切換え器１０1〜１０nを介して入力し、ディジ
タル信号に変換するもので、上記第１〜第ｎの切換え器
１０1〜１０nの出力側にそれぞれ設けられると共に、制
御回路部７からの制御信号によりサンプリング周期が時
分割制御されるようになっている。さらに、メモリ５1
〜５nは、上記Ａ／Ｄ変換器４1〜４nから出力されたデ
ィジタル信号をそれサンプリング周期の間隔で遅延を行
うもので、制御回路部７からの制御信号により、それぞ
れのＡ／Ｄ変換器４1〜４nから入力する受波信号の書込
みと読出しの間の時間差を制御して上記遅延を実現する
ようになっている。そして、上記Ａ／Ｄ変換器４1〜４n
と、メモリ５1〜５nとでディジタル遅延手段を構成して
いる。
【００１５】加算器６は、上記アナログ可変遅延線３11
〜３n2及びディジタル遅延手段(４1〜４n，５1〜５n)で
位相が揃えられた各チャンネルの受波信号を総て入力し
て加算する手段となるもので、これにより前記各振動子
素子１1〜１nで収集した受波信号が整相加算され出力端
子９から超音波ビームが出力されるようになっている。
〜３n2及びディジタル遅延手段(４1〜４n，５1〜５n)で
位相が揃えられた各チャンネルの受波信号を総て入力し
て加算する手段となるもので、これにより前記各振動子
素子１1〜１nで収集した受波信号が整相加算され出力端
子９から超音波ビームが出力されるようになっている。
【００１６】次に、このように構成された受波整相回路
において２本の超音波ビームを得る動作について、図２
及び図３を参照して説明する。まず、図１において、各
チャンネルのアナログ可変遅延線３11，３12，３21，３
22；…の出力は、次の切換え器１０1，１０2，…へ入力
して交互に切り換えられ、さらにその次のＡ／Ｄ変換器
４1，４2，…へ送られる。このとき、上記切換え器１０
1〜１０nの制御信号は、図２（ａ）に示すように、
“１”のときは例えば第１ビーム側のアナログ可変遅延
線３11，３21，…へ切り換えるように働き、“０”のと
きは例えば第２ビーム側のアナログ可変遅延線３12，３
22，…へ切り換えるように働く。そして、複数ビーム用
のＡ／Ｄ変換器４1〜４nのサンプリング時刻は、上記切
換え器１０1〜１０n の切り換え時刻の直後に設定す
る。図２には示されていないが、切換え器１０1〜１０n
の切り換え時刻の直後には切り換え雑音が発生するた
め、その切り換え雑音が静定した後にＡ／Ｄ変換器４1
〜４nのサンプリングをする必要がある。
において２本の超音波ビームを得る動作について、図２
及び図３を参照して説明する。まず、図１において、各
チャンネルのアナログ可変遅延線３11，３12，３21，３
22；…の出力は、次の切換え器１０1，１０2，…へ入力
して交互に切り換えられ、さらにその次のＡ／Ｄ変換器
４1，４2，…へ送られる。このとき、上記切換え器１０
1〜１０nの制御信号は、図２（ａ）に示すように、
“１”のときは例えば第１ビーム側のアナログ可変遅延
線３11，３21，…へ切り換えるように働き、“０”のと
きは例えば第２ビーム側のアナログ可変遅延線３12，３
22，…へ切り換えるように働く。そして、複数ビーム用
のＡ／Ｄ変換器４1〜４nのサンプリング時刻は、上記切
換え器１０1〜１０n の切り換え時刻の直後に設定す
る。図２には示されていないが、切換え器１０1〜１０n
の切り換え時刻の直後には切り換え雑音が発生するた
め、その切り換え雑音が静定した後にＡ／Ｄ変換器４1
〜４nのサンプリングをする必要がある。
【００１７】ここで、上記Ａ／Ｄ変換器４1，４2，…の
信号のサンプリング周期は、図２（ａ）に示す切換え器
１０1〜１０nの制御信号に同期した時分割制御により、
図２（ｂ）に示すように、従来の１本の超音波ビームの
サンプリング周期Ｔs に対して半分のＴs ／２となる。
いま、図１に示す第一の振動子素子１1 からの受波信号
について２本の超音波ビームを作ることを考え、第１ビ
ーム及び第２ビームのそれぞれに必要な遅延時間の合計
を図３に示すようにｔ11，ｔ12とすれば、ディジタル遅
延手段（４1，５1）の分担する遅延時間はｎ・Ｔs(図３
ではｎ＝４）で共通であるが、アナログ可変遅延線
３11，３12の分担する遅延時間はそれぞれＴa1,Ｔa2と
なる。従って、次式のように表される。 ｔ11＝ｎ＋Ｔs＋Ｔa1 ｔ12＝ｎ＋Ｔs＋Ｔa2
信号のサンプリング周期は、図２（ａ）に示す切換え器
１０1〜１０nの制御信号に同期した時分割制御により、
図２（ｂ）に示すように、従来の１本の超音波ビームの
サンプリング周期Ｔs に対して半分のＴs ／２となる。
いま、図１に示す第一の振動子素子１1 からの受波信号
について２本の超音波ビームを作ることを考え、第１ビ
ーム及び第２ビームのそれぞれに必要な遅延時間の合計
を図３に示すようにｔ11，ｔ12とすれば、ディジタル遅
延手段（４1，５1）の分担する遅延時間はｎ・Ｔs(図３
ではｎ＝４）で共通であるが、アナログ可変遅延線
３11，３12の分担する遅延時間はそれぞれＴa1,Ｔa2と
なる。従って、次式のように表される。 ｔ11＝ｎ＋Ｔs＋Ｔa1 ｔ12＝ｎ＋Ｔs＋Ｔa2
【００１８】このようにして、遅延時間がそれぞれ
ｔ11，ｔ12のように与えられた２本の超音波ビームが、
第一の振動子素子１1 からの受波信号について作られ
る。以下、同様にして、図１に示す各振動子素子１2〜
１nからの受波信号について、それぞれ２本の超音波ビ
ームが実時間で作られる。
ｔ11，ｔ12のように与えられた２本の超音波ビームが、
第一の振動子素子１1 からの受波信号について作られ
る。以下、同様にして、図１に示す各振動子素子１2〜
１nからの受波信号について、それぞれ２本の超音波ビ
ームが実時間で作られる。
【００１９】上記の場合の具体的な数値例を示すと、ア
ナログ可変遅延線３11〜３n2の可変遅延時間は零から最
大で１００ｎｓであり、従来の単一ビームの場合のＡ／
Ｄ変換器４1〜４n（図５参照）のサンプリング周期Ｔs
は、上記の可変遅延時間の最大値と等しく１００ｎｓ
（周波数＝１０ＭＨｚ）である。これに対して、本発明
による複数ビーム（上述の例では２本ビーム）の場合の
Ａ／Ｄ変換器４1〜４n（図１参照）のサンプリング周期
Ｔs は、上記の可変遅延時間の最大値の１／２となり５
０ｎｓ（周波数＝２０ＭＨｚ）である。従って、本発明
においては、Ａ／Ｄ変換器４1〜４nのサンプリング周期
は早くなるが、１系統の設置だけでよいこととなる。
ナログ可変遅延線３11〜３n2の可変遅延時間は零から最
大で１００ｎｓであり、従来の単一ビームの場合のＡ／
Ｄ変換器４1〜４n（図５参照）のサンプリング周期Ｔs
は、上記の可変遅延時間の最大値と等しく１００ｎｓ
（周波数＝１０ＭＨｚ）である。これに対して、本発明
による複数ビーム（上述の例では２本ビーム）の場合の
Ａ／Ｄ変換器４1〜４n（図１参照）のサンプリング周期
Ｔs は、上記の可変遅延時間の最大値の１／２となり５
０ｎｓ（周波数＝２０ＭＨｚ）である。従って、本発明
においては、Ａ／Ｄ変換器４1〜４nのサンプリング周期
は早くなるが、１系統の設置だけでよいこととなる。
【００２０】なお、以上の説明では、超音波ビームの本
数を２本としたが、本発明はこれに限らず、それ以上の
任意の本数としてもよい。ただし、この場合、ビーム本
数の上限は、音響的には送波ビーム内に同時に許容でき
る感度差内で得られる本数で決まり、回路的にはディジ
タル遅延手段の最大クロック周波数で制限される。
数を２本としたが、本発明はこれに限らず、それ以上の
任意の本数としてもよい。ただし、この場合、ビーム本
数の上限は、音響的には送波ビーム内に同時に許容でき
る感度差内で得られる本数で決まり、回路的にはディジ
タル遅延手段の最大クロック周波数で制限される。
【００２１】
【発明の効果】本発明は以上のように構成されたので、
探触子の配列振動子素子の一つずつに対してアナログ可
変遅延手段を並列に複数個設けると共に、これらのアナ
ログ可変遅延手段を交互に切り換えて接続する切換手段
を設けたことにより、制御回路部からの制御信号によっ
て上記切換手段を切り換え制御すると共に、ディジタル
遅延手段を時分割制御して実時間で複数本の超音波ビー
ムを得ることができる。従って、受波整相回路の全体を
複数系統設けることなく、回路規模を大きくしないで複
数本の超音波ビームを得ることができる。
探触子の配列振動子素子の一つずつに対してアナログ可
変遅延手段を並列に複数個設けると共に、これらのアナ
ログ可変遅延手段を交互に切り換えて接続する切換手段
を設けたことにより、制御回路部からの制御信号によっ
て上記切換手段を切り換え制御すると共に、ディジタル
遅延手段を時分割制御して実時間で複数本の超音波ビー
ムを得ることができる。従って、受波整相回路の全体を
複数系統設けることなく、回路規模を大きくしないで複
数本の超音波ビームを得ることができる。
【図１】本発明による超音波診断装置の受波整相回路の
実施例を示すブロック図。
実施例を示すブロック図。
【図２】上記受波整相回路の動作を説明するためのタイ
ミング線図。
ミング線図。
【図３】２本ビームの場合の遅延時間の制御例を示す説
明図。
明図。
【図４】アナログ可変遅延線の内部構成を示す回路図。
【図５】従来の受波整相回路を示すブロック図。
【図６】超音波診断装置において探触子の配列振動子に
入力する受波波面の状態を示す説明図。
入力する受波波面の状態を示す説明図。
【図７】図６における第３番目の振動子素子で受信した
受波信号に与えられる遅延時間の内容を拡大して示す説
明図。
受波信号に与えられる遅延時間の内容を拡大して示す説
明図。
１ 探触子 １1〜１n 振動子素子 ２1〜２n プリアンプ ３11〜３n2 アナログ可変遅延線 ４1〜４n Ａ／Ｄ変換器 ５1〜５n メモリ ６ 加算器 ７ 制御回路部 １０1〜１０n 切換え器。
Claims (1)
- 【請求項１】探触子の配列振動子素子で各チャンネル毎
に受信した被検体からの反射エコー信号をそれぞれ入力
し、これらの反射エコー信号に所定の微小遅延時間を与
えるアナログ可変遅延手段と、このアナログ可変遅延手
段で遅延を与えられた受波信号をディジタル信号に変換
すると共にこのディジタル信号をサンプリング周期の間
隔で遅延するディジタル遅延手段と、これらの遅延手段
で位相が揃えられた各チャンネルの受波信号を加算する
加算手段とを有する超音波診断装置の受波整相回路にお
いて、上記各チャンネル毎のアナログ可変遅延手段を一
つの振動子素子に対して複数個並列に設けると共に、こ
れらのアナログ可変遅延手段を交互にて切り換えて接続
する切換手段を設け、制御回路部からの制御信号により
上記切換手段を切り換え制御すると共に上記ディジタル
遅延手段を時分割制御するようにしたことを特徴とする
超音波診断装置の受波整相回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4291929A JPH06114061A (ja) | 1992-10-07 | 1992-10-07 | 超音波診断装置の受波整相回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4291929A JPH06114061A (ja) | 1992-10-07 | 1992-10-07 | 超音波診断装置の受波整相回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06114061A true JPH06114061A (ja) | 1994-04-26 |
Family
ID=17775299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4291929A Pending JPH06114061A (ja) | 1992-10-07 | 1992-10-07 | 超音波診断装置の受波整相回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06114061A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7993270B2 (en) | 2002-07-23 | 2011-08-09 | Medison Co., Ltd. | Digital receive-focusing apparatus using analogue multiplexers |
| CN109298080A (zh) * | 2018-10-31 | 2019-02-01 | 江苏大学 | 基于特征导波的焊缝缺陷检测专用阵列式传感器的分时激励系统及方法 |
-
1992
- 1992-10-07 JP JP4291929A patent/JPH06114061A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7993270B2 (en) | 2002-07-23 | 2011-08-09 | Medison Co., Ltd. | Digital receive-focusing apparatus using analogue multiplexers |
| CN109298080A (zh) * | 2018-10-31 | 2019-02-01 | 江苏大学 | 基于特征导波的焊缝缺陷检测专用阵列式传感器的分时激励系统及方法 |
| CN109298080B (zh) * | 2018-10-31 | 2023-12-15 | 江苏大学 | 基于特征导波的焊缝缺陷检测专用阵列式传感器的分时激励系统及方法 |
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