JPH06113578A - 電動機の速度制御方法 - Google Patents
電動機の速度制御方法Info
- Publication number
- JPH06113578A JPH06113578A JP4286832A JP28683292A JPH06113578A JP H06113578 A JPH06113578 A JP H06113578A JP 4286832 A JP4286832 A JP 4286832A JP 28683292 A JP28683292 A JP 28683292A JP H06113578 A JPH06113578 A JP H06113578A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- function
- speed control
- sensitivity
- control system
- motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B13/00—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion
- G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電動機の速度制御における速応性、追従性等
の感度特性と共に、ロバスト安定性を高める。 【構成】 軸を介して負荷に結合された可変速電動機の
速度制御を、H∞制御理論に基づき設計されたコントロ
ーラにより行う速度制御方法に関する。電動機からなる
基準プラントP0と軸振動要因からなるプラント変動分
Δとを考慮した制御対象Gを有する制御系の感度関数
S、相補感度関数T、及び、これらにそれぞれ乗じる周
波数重み関数W1,W2に基づくH∞ノルムが所定値以下
になるように、感度関数Sに乗じる重み関数W1につい
ては低周波域において大きくし、かつ、相補感度関数T
に乗じる重み関数W2については高周波域において大き
くするように決定してコントローラの伝達関数Kを求め
る。
の感度特性と共に、ロバスト安定性を高める。 【構成】 軸を介して負荷に結合された可変速電動機の
速度制御を、H∞制御理論に基づき設計されたコントロ
ーラにより行う速度制御方法に関する。電動機からなる
基準プラントP0と軸振動要因からなるプラント変動分
Δとを考慮した制御対象Gを有する制御系の感度関数
S、相補感度関数T、及び、これらにそれぞれ乗じる周
波数重み関数W1,W2に基づくH∞ノルムが所定値以下
になるように、感度関数Sに乗じる重み関数W1につい
ては低周波域において大きくし、かつ、相補感度関数T
に乗じる重み関数W2については高周波域において大き
くするように決定してコントローラの伝達関数Kを求め
る。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、H∞制御理論を用いて
電動機の速度制御を行う電動機の速度制御方法に関す
る。
電動機の速度制御を行う電動機の速度制御方法に関す
る。
【0002】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】電動機
は、電動力応用分野において基本となる動力源である。
この電動機の速度制御に関しては、速応性、追従性等の
感度特性のみならず、パラメータ変動や軸ねじり振動に
強いという、相補感度特性(いわゆるロバスト安定性)
の高い制御方法が要請されている。従来のPI(比例積
分)制御やLQ(線形二次)制御等によれば、これら両
者を一度に改善することは困難である。本発明は、上記
問題点を解決するためになされたもので、その目的とす
るところは、H∞制御理論を用いて適当な周波数重み関
数を定義することにより、感度特性及びロバスト安定性
の向上を図った電動機の速度制御方法を提供することに
ある。
は、電動力応用分野において基本となる動力源である。
この電動機の速度制御に関しては、速応性、追従性等の
感度特性のみならず、パラメータ変動や軸ねじり振動に
強いという、相補感度特性(いわゆるロバスト安定性)
の高い制御方法が要請されている。従来のPI(比例積
分)制御やLQ(線形二次)制御等によれば、これら両
者を一度に改善することは困難である。本発明は、上記
問題点を解決するためになされたもので、その目的とす
るところは、H∞制御理論を用いて適当な周波数重み関
数を定義することにより、感度特性及びロバスト安定性
の向上を図った電動機の速度制御方法を提供することに
ある。
【0003】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、弾性体とみなし得る軸を介して負荷に結
合された可変速電動機の速度制御を、H∞制御理論に基
づき設計されたコントローラにより行う速度制御方法に
おいて、前記電動機からなり、かつ剛体とみなし得る基
準プラントと軸振動要因からなるプラント変動分とを考
慮した制御対象を有する制御系の感度関数、相補感度関
数、及び、これらにそれぞれ乗じる周波数重み関数に基
づくH∞ノルムが所定値以下になるように、感度関数に
乗じる周波数重み関数については低周波域において大き
くし、かつ、相補感度関数に乗じる周波数重み関数につ
いては高周波域において大きくするように決定してコン
トローラの伝達関数を求めるものである。
め、本発明は、弾性体とみなし得る軸を介して負荷に結
合された可変速電動機の速度制御を、H∞制御理論に基
づき設計されたコントローラにより行う速度制御方法に
おいて、前記電動機からなり、かつ剛体とみなし得る基
準プラントと軸振動要因からなるプラント変動分とを考
慮した制御対象を有する制御系の感度関数、相補感度関
数、及び、これらにそれぞれ乗じる周波数重み関数に基
づくH∞ノルムが所定値以下になるように、感度関数に
乗じる周波数重み関数については低周波域において大き
くし、かつ、相補感度関数に乗じる周波数重み関数につ
いては高周波域において大きくするように決定してコン
トローラの伝達関数を求めるものである。
【0004】
【作用】まず、一般的に、制御は、制御したい量に対し
て外乱による影響が殆ど加わらないように、外乱から制
御量までの伝達特性をなるべく小さくすることで達成さ
れる。H∞制御理論は、例えば電気学会雑誌第110巻
第8号(平成2年)p.649〜p.652「ロバスト
制御」等に紹介されているように、制御系の伝達関数の
最大ゲインをなるべく小さくしようとする制御系の設計
法であり、この制御理論による混合感度問題として考慮
される伝達関数には、次の感度関数及び相補感度関数が
ある。
て外乱による影響が殆ど加わらないように、外乱から制
御量までの伝達特性をなるべく小さくすることで達成さ
れる。H∞制御理論は、例えば電気学会雑誌第110巻
第8号(平成2年)p.649〜p.652「ロバスト
制御」等に紹介されているように、制御系の伝達関数の
最大ゲインをなるべく小さくしようとする制御系の設計
法であり、この制御理論による混合感度問題として考慮
される伝達関数には、次の感度関数及び相補感度関数が
ある。
【0005】(1)はじめに、感度関数について説明す
る。図1において、Kはコントローラ(以下では、必要
に応じてその伝達関数もKと呼称する)、Pは制御対称
である電動機の如きプラントである。いま、いかなる外
乱(外性入力)w1が加わった場合にも偏差eが常に0
であることが理想的であり、ここで、外乱(外性入力)
w1から偏差eまでの伝達関数は、次の数式1により表
される。
る。図1において、Kはコントローラ(以下では、必要
に応じてその伝達関数もKと呼称する)、Pは制御対称
である電動機の如きプラントである。いま、いかなる外
乱(外性入力)w1が加わった場合にも偏差eが常に0
であることが理想的であり、ここで、外乱(外性入力)
w1から偏差eまでの伝達関数は、次の数式1により表
される。
【0006】
【数1】S=1/(1+KP)
【0007】この伝達関数Sは、一般に感度関数と呼ば
れている。e=Sw1であるから、このSをなるべく小
さくすることにより、外乱w1によって偏差eに現われ
る影響は少なくて済む。なお、図1において、W1は周
波数重み関数、Z1は制御出力である。
れている。e=Sw1であるから、このSをなるべく小
さくすることにより、外乱w1によって偏差eに現われ
る影響は少なくて済む。なお、図1において、W1は周
波数重み関数、Z1は制御出力である。
【0008】(2)次に、相補感度関数について説明す
る。図2において、プラント200の変動等、いかなる
外乱w2が加わった場合にもプラント出力xが常に0で
あることが理想的であり、このとき、外乱w2からプラ
ント出力xまでの伝達関数は、次の数式2、数式3によ
って表すことができる。
る。図2において、プラント200の変動等、いかなる
外乱w2が加わった場合にもプラント出力xが常に0で
あることが理想的であり、このとき、外乱w2からプラ
ント出力xまでの伝達関数は、次の数式2、数式3によ
って表すことができる。
【0009】
【数2】−T=−KP/(1+KP)
【0010】
【数3】T=KP/(1+KP)
【0011】この伝達関数Tは、一般に相補感度関数と
呼ばれている。x=Tw2であるから、このTをなるべ
く小さくすることにより、外乱w2によってプラント出
力xに現われる影響は少なくて済む。なお、図1におい
て、−W2は周波数重み関数、Z2は制御出力である。
呼ばれている。x=Tw2であるから、このTをなるべ
く小さくすることにより、外乱w2によってプラント出
力xに現われる影響は少なくて済む。なお、図1におい
て、−W2は周波数重み関数、Z2は制御出力である。
【0012】上述した感度関数S及び相補感度関数Tに
は、数式1、数式3から次のような関係がある。
は、数式1、数式3から次のような関係がある。
【0013】
【数4】 S+T=1/(1+KP)+KP/(1+KP)=1
【0014】ここで、前述した(1)における要請によ
り感度関数Sを小さくすると、相補感度関数Tは数式4
によって相対的に大きくなり、逆に、(2)における要
請により相補感度関数Tを小さくすると、感度関数Sは
相対的に大きくなる。すなわち、感度関数S及び相補感
度関数Tはトレード・オフの関係にあり、これら双方を
同時に十分小さくすることはできない。
り感度関数Sを小さくすると、相補感度関数Tは数式4
によって相対的に大きくなり、逆に、(2)における要
請により相補感度関数Tを小さくすると、感度関数Sは
相対的に大きくなる。すなわち、感度関数S及び相補感
度関数Tはトレード・オフの関係にあり、これら双方を
同時に十分小さくすることはできない。
【0015】そこで本発明では、周波数領域のうち、感
度特性を良くしたい領域については感度関数Sを小さく
して相補感度関数Tを小さくすることまでは要求せず、
また、相補感度特性を良くしたい領域については相補感
度関数Tを小さくして感度関数Sを小さくすることまで
は要求しないこととした。このため、S,Tそれぞれ
に、図1または図2に示した周波数重み関数W1,W2を
乗じ、H∞ノルムを用いて数式5を満足するようなコン
トローラKを求める。なお、数式5におけるaは例えば
“1”等であり得るが、一般には任意の定数である。
度特性を良くしたい領域については感度関数Sを小さく
して相補感度関数Tを小さくすることまでは要求せず、
また、相補感度特性を良くしたい領域については相補感
度関数Tを小さくして感度関数Sを小さくすることまで
は要求しないこととした。このため、S,Tそれぞれ
に、図1または図2に示した周波数重み関数W1,W2を
乗じ、H∞ノルムを用いて数式5を満足するようなコン
トローラKを求める。なお、数式5におけるaは例えば
“1”等であり得るが、一般には任意の定数である。
【0016】
【数5】
【0017】ここで、H∞ノルムは伝達関数の絶対最大
値であり、スカラーの伝達関数GのH∞ノルムは、次の
数式6となる。すなわち、図3に示すように、Gのベク
トル軌跡において原点から最も遠い点までの距離を示し
ている。また、一般的に、Gが行列である場合には数式
7により表現される。この数式7において、λmaxは最
大固有値である。
値であり、スカラーの伝達関数GのH∞ノルムは、次の
数式6となる。すなわち、図3に示すように、Gのベク
トル軌跡において原点から最も遠い点までの距離を示し
ている。また、一般的に、Gが行列である場合には数式
7により表現される。この数式7において、λmaxは最
大固有値である。
【0018】
【数6】
【0019】
【数7】
【0020】すなわち本発明は、H∞制御理論を電動機
の速度制御系に適用していわゆる混合感度問題に帰着さ
せたものであり、数式5に示したH∞ノルムを小さくす
るように周波数重み関数W1,W2を選ぶことにより、感
度特性及び相補感度特性の双方を向上させ得るコントロ
ーラKを設計することが可能になる。
の速度制御系に適用していわゆる混合感度問題に帰着さ
せたものであり、数式5に示したH∞ノルムを小さくす
るように周波数重み関数W1,W2を選ぶことにより、感
度特性及び相補感度特性の双方を向上させ得るコントロ
ーラKを設計することが可能になる。
【0021】
【実施例】以下、図に沿って本発明の実施例を説明す
る。この実施例は、H∞制御理論を軸ねじり振動を持つ
直流電動機の速度制御系に適用したものである。図4
は、この速度制御系を示すブロック図であり、大別すれ
ば電流制御系100及び機械系200に分けることがで
きる。ここで、機械系200は、直流電動機210及び
負荷230が、弾性体とみなし得る軸220によって結
合されているものとする。なお、図4において、nMは
電動機速度、nLは負荷速度、τCは軸トルク、τMは電
動機トルク、τLは負荷トルク外乱、τM0は制御入力、
BMは電動機の粘性摩擦係数、BLは負荷の粘性摩擦係
数、TMは電動機の機械時定数、TLは負荷の機械時定
数、TCは軸のばね時定数、fは電動機速度のフィード
バックゲインをそれぞれ示す。
る。この実施例は、H∞制御理論を軸ねじり振動を持つ
直流電動機の速度制御系に適用したものである。図4
は、この速度制御系を示すブロック図であり、大別すれ
ば電流制御系100及び機械系200に分けることがで
きる。ここで、機械系200は、直流電動機210及び
負荷230が、弾性体とみなし得る軸220によって結
合されているものとする。なお、図4において、nMは
電動機速度、nLは負荷速度、τCは軸トルク、τMは電
動機トルク、τLは負荷トルク外乱、τM0は制御入力、
BMは電動機の粘性摩擦係数、BLは負荷の粘性摩擦係
数、TMは電動機の機械時定数、TLは負荷の機械時定
数、TCは軸のばね時定数、fは電動機速度のフィード
バックゲインをそれぞれ示す。
【0022】いま、nM/τM0を、軸ねじり振動やパラ
メータ変動等のプラント変動分Δを考慮した制御対称G
と定義すると、この制御対象Gは数式8によって表され
る。なお、数式8において、sはラプラス演算子であ
り、また、ω0 2=(TM+TL)/TMTLTC,ω1 2=1
/TLTCである。
メータ変動等のプラント変動分Δを考慮した制御対称G
と定義すると、この制御対象Gは数式8によって表され
る。なお、数式8において、sはラプラス演算子であ
り、また、ω0 2=(TM+TL)/TMTLTC,ω1 2=1
/TLTCである。
【0023】
【数8】
【0024】上記数式8の右辺括弧〔 〕内の第2項の
分母を、軸ねじり振動等によるプラント変動分Δとし、
右辺の乗数項である1/{sTM+(BM+f)}を、プ
ラント変動分Δを除外した基準プラントP0とすると、
数式8は次の数式9のようになる。
分母を、軸ねじり振動等によるプラント変動分Δとし、
右辺の乗数項である1/{sTM+(BM+f)}を、プ
ラント変動分Δを除外した基準プラントP0とすると、
数式8は次の数式9のようになる。
【0025】
【数9】G=P0(1+Δ)
【0026】ここでは、剛体とみなし得る直流電動機を
基準プラントP0とし、軸系及び負荷系を含む軸振動要
因をプラント変動分ΔとしてH∞制御理論を適用した直
流電動機の速度制御方法を提供し、従来のPI制御やL
Q制御では両立が困難であった感度特性及びロバスト安
定性を、同時に満足するようにした。図5はこの場合の
ブロック図であり、1型とするために基準プラントP0
の前に積分器(1/s)を設け、サーボ系を構成してい
る。
基準プラントP0とし、軸系及び負荷系を含む軸振動要
因をプラント変動分ΔとしてH∞制御理論を適用した直
流電動機の速度制御方法を提供し、従来のPI制御やL
Q制御では両立が困難であった感度特性及びロバスト安
定性を、同時に満足するようにした。図5はこの場合の
ブロック図であり、1型とするために基準プラントP0
の前に積分器(1/s)を設け、サーボ系を構成してい
る。
【0027】ここで、数式5によれば、周波数重み関数
W1は、特に制御帯域である低周波域において小さくし
たい感度関数Sに乗じるため、低周波域において大きく
とり、また、周波数重み関数W2は、特に機械系の持つ
高周波成分やプラントの変動分など高周波域において小
さくしたい相補感度関数Tに乗じるため、高周波域にお
いて大きくとることとする。このような観点から周波数
重み関数W1,W2を決定し、数式5を満足するようなコ
ントローラの伝達関数Kを求めることにより、H∞制御
理論を直流電動機の速度制御系に適用して混合感度問題
に帰着させることができる。
W1は、特に制御帯域である低周波域において小さくし
たい感度関数Sに乗じるため、低周波域において大きく
とり、また、周波数重み関数W2は、特に機械系の持つ
高周波成分やプラントの変動分など高周波域において小
さくしたい相補感度関数Tに乗じるため、高周波域にお
いて大きくとることとする。このような観点から周波数
重み関数W1,W2を決定し、数式5を満足するようなコ
ントローラの伝達関数Kを求めることにより、H∞制御
理論を直流電動機の速度制御系に適用して混合感度問題
に帰着させることができる。
【0028】次に、周波数重み関数W1,W2の具体的な
決定方法を説明する。先の基準プラントP0の定義に基
づき、表1に示すような設計パラメータのもとで基準プ
ラントP0sを求めると、数式10のようになる。
決定方法を説明する。先の基準プラントP0の定義に基
づき、表1に示すような設計パラメータのもとで基準プ
ラントP0sを求めると、数式10のようになる。
【0029】
【表1】
【0030】
【数10】
【0031】また、TL=200,400,1000
〔ms〕のときのプラント変動分Δを各々Δ0,Δ1,Δ
2とすると、これらは数式11、数式12及び数式13
のようになる。
〔ms〕のときのプラント変動分Δを各々Δ0,Δ1,Δ
2とすると、これらは数式11、数式12及び数式13
のようになる。
【0032】
【数11】
【0033】
【数12】
【0034】
【数13】
【0035】このように、プラント変動分Δが変化して
もロバスト安定性を確保する必要がある。また、図2及
び図5におけるΔと−W2との位置を考えると、図5に
おいて、Δの代わりに−W2を入れて安定にするコント
ローラKを求めても良いことになる。このとき、Δより
も更に大きい外乱(−W2)が加わっても良いことを見
込む意味で数式14を条件とすることにより、前記数式
5を満たせばロバスト安定性が確保されることになる。
このため、数式14の符号を外して数式15を満足する
ような周波数重み関数W2を求めれば良い。この場合、
W2としてはすべてのΔよりも大きくなるように決定す
る。
もロバスト安定性を確保する必要がある。また、図2及
び図5におけるΔと−W2との位置を考えると、図5に
おいて、Δの代わりに−W2を入れて安定にするコント
ローラKを求めても良いことになる。このとき、Δより
も更に大きい外乱(−W2)が加わっても良いことを見
込む意味で数式14を条件とすることにより、前記数式
5を満たせばロバスト安定性が確保されることになる。
このため、数式14の符号を外して数式15を満足する
ような周波数重み関数W2を求めれば良い。この場合、
W2としてはすべてのΔよりも大きくなるように決定す
る。
【0036】
【数14】|−W2|>|Δ|
【0037】
【数15】|W2|>|Δ|
【0038】次に、周波数重み関数W2の具体的な決定
方法について説明する。前述の如く、周波数重み関数W
2は数式15を満たすように決めれば良いが、W2はW1
とトレード・オフの関係にあることから、そのσ(シグ
マ)プロット(一入力一出力の伝達関数では、ボード線
図のゲインに等しい)が低周波域で小さく、ロバスト安
定性を問題とする高周波域で大きく立ち上がるように選
ぶ。ここで、W2を大きくするということは、相補感度
間数Tを小さくすることになるが、Tは閉ループの伝達
関数そのものなので、W2のσプロットの立上りを高域
側に寄せるほど帯域幅を広くとることができる。
方法について説明する。前述の如く、周波数重み関数W
2は数式15を満たすように決めれば良いが、W2はW1
とトレード・オフの関係にあることから、そのσ(シグ
マ)プロット(一入力一出力の伝達関数では、ボード線
図のゲインに等しい)が低周波域で小さく、ロバスト安
定性を問題とする高周波域で大きく立ち上がるように選
ぶ。ここで、W2を大きくするということは、相補感度
間数Tを小さくすることになるが、Tは閉ループの伝達
関数そのものなので、W2のσプロットの立上りを高域
側に寄せるほど帯域幅を広くとることができる。
【0039】なお、H∞制御理論を用いたコントローラ
を求める場合、W2,P0は分母・分子の次数が等しくな
ければならないという制約条件があるため、W2の次数
は、P0の分母・分子の次数差である2とする。以上に
より決定したW2を数式16に示し、W2,Δ0,Δ1,Δ
2のσプロットを図6に示す。
を求める場合、W2,P0は分母・分子の次数が等しくな
ければならないという制約条件があるため、W2の次数
は、P0の分母・分子の次数差である2とする。以上に
より決定したW2を数式16に示し、W2,Δ0,Δ1,Δ
2のσプロットを図6に示す。
【0040】
【数16】W2=(s+30)(s+40)/2000
【0041】次いで、周波数重み関数W1の具体的な決
定方法を述べる。周波数重み関数W1は、低周波域で大
きく、高周波域で小さくなるように選ぶ。基準プラント
P0に原点極を持つため、W1にも原点極が必要である。
また、W2とのトレード・オフの関係を保ちつつ、W1の
ゲインを大きくとり、W2のσプロットが立ち上がる周
波数の近くでW1のσプロットの傾き(右下がり)を大
きくとる。W1を低周波域で大きく高周波域で小さくす
る場合、その次数は理想からいえば高いほど良いが、そ
れによって得られるコントローラの次数も高くなるた
め、2次に留めることとする。従って、周波数重み関数
W1は数式17により決定する。また、以上により求め
たコントローラの伝達関数Kは、数式18のようにな
る。
定方法を述べる。周波数重み関数W1は、低周波域で大
きく、高周波域で小さくなるように選ぶ。基準プラント
P0に原点極を持つため、W1にも原点極が必要である。
また、W2とのトレード・オフの関係を保ちつつ、W1の
ゲインを大きくとり、W2のσプロットが立ち上がる周
波数の近くでW1のσプロットの傾き(右下がり)を大
きくとる。W1を低周波域で大きく高周波域で小さくす
る場合、その次数は理想からいえば高いほど良いが、そ
れによって得られるコントローラの次数も高くなるた
め、2次に留めることとする。従って、周波数重み関数
W1は数式17により決定する。また、以上により求め
たコントローラの伝達関数Kは、数式18のようにな
る。
【0042】
【数17】W1=150/s(s+15)
【0043】
【数18】
【0044】ここで、本発明のH∞制御理論を用いた制
御方法とPI制御方法とを比較したシミュレーション結
果を以下に示す。図7はPI速度制御系のブロック図、
図8はH∞速度制御系のブロック図であり、これらのブ
ロック図において、速度指令値n0に定格速度に対する
2%の速度ステップ入力、負荷トルクτLに50%の負
荷外乱を入れた場合の電動機速度応答nMを図9(PI
速度制御系)、図10(H∞速度制御系)にそれぞれ示
す。なお、図9におけるb部は軸振動に起因するもので
ある。これらの図から、本発明のH∞速度制御系の方
が、PI速度制御系に比べて速度安定点に速く達してお
り、速応性に優れていると共に、負荷外乱発生後の制振
性にも優れていることが明らかである。
御方法とPI制御方法とを比較したシミュレーション結
果を以下に示す。図7はPI速度制御系のブロック図、
図8はH∞速度制御系のブロック図であり、これらのブ
ロック図において、速度指令値n0に定格速度に対する
2%の速度ステップ入力、負荷トルクτLに50%の負
荷外乱を入れた場合の電動機速度応答nMを図9(PI
速度制御系)、図10(H∞速度制御系)にそれぞれ示
す。なお、図9におけるb部は軸振動に起因するもので
ある。これらの図から、本発明のH∞速度制御系の方
が、PI速度制御系に比べて速度安定点に速く達してお
り、速応性に優れていると共に、負荷外乱発生後の制振
性にも優れていることが明らかである。
【0045】次いで、表2に示すようなパラメータの実
験機を用いて実機検証を行った結果を図11(PI速度
制御系)、図12(H∞速度制御系)にそれぞれ示す。
この実機検証は、速度指令値に5%の速度ステップ入力
を加えたときの電動機速度実際値及びコントローラ出力
を示しており、図11及び図12の比較から、PI速度
制御系において現われていた軸ねじれ振動がH∞速度制
御系では抑制されているのがわかる。
験機を用いて実機検証を行った結果を図11(PI速度
制御系)、図12(H∞速度制御系)にそれぞれ示す。
この実機検証は、速度指令値に5%の速度ステップ入力
を加えたときの電動機速度実際値及びコントローラ出力
を示しており、図11及び図12の比較から、PI速度
制御系において現われていた軸ねじれ振動がH∞速度制
御系では抑制されているのがわかる。
【0046】
【表2】
【0047】なお、本発明は、直流電動機ばかりでなく
誘導電動機等の交流電動機にも適用することができる。
誘導電動機等の交流電動機にも適用することができる。
【0048】
【発明の効果】以上のように本発明は、H∞制御理論を
電動機の速度制御系に適用して混合感度問題に帰着さ
せ、H∞ノルムを小さくするように感度関数及び相補感
度関数に乗じる周波数重み関数を各々選んでコントロー
ラの伝達関数を決定するものである。これにより、従来
のPI制御等に比べて、感度特性及び相補感度特性の双
方を改善することができ、速度制御における速応性や追
従性を向上させると共に、パラメータ変動や軸ねじり振
動に強い速度制御系を構成することができる。
電動機の速度制御系に適用して混合感度問題に帰着さ
せ、H∞ノルムを小さくするように感度関数及び相補感
度関数に乗じる周波数重み関数を各々選んでコントロー
ラの伝達関数を決定するものである。これにより、従来
のPI制御等に比べて、感度特性及び相補感度特性の双
方を改善することができ、速度制御における速応性や追
従性を向上させると共に、パラメータ変動や軸ねじり振
動に強い速度制御系を構成することができる。
【図1】感度特性を説明するためのブロック図である。
【図2】相補感度特性を説明するためのブロック図であ
る。
る。
【図3】H∞ノルムの説明図である。
【図4】本発明の一実施例が適用される電動機の速度制
御系のブロック図である。
御系のブロック図である。
【図5】電動機を制御対象とし、プラント変動分を考慮
した速度制御系のブロック図である。
した速度制御系のブロック図である。
【図6】W2,Δ0,Δ1,Δ2のσプロットを示す図であ
る。
る。
【図7】シミュレーションに用いたPI速度制御系のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図8】シミュレーションに用いたH∞速度制御系のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図9】PI速度制御系のシミュレーション結果を示す
図である。
図である。
【図10】H∞速度制御系のシミュレーション結果を示
す図である。
す図である。
【図11】PI速度制御系の実機検証結果を示す図であ
る。
る。
【図12】H∞速度制御系の実機検証結果を示す図であ
る。
る。
100 電流制御系 200 機械系 210 電動機 220 軸 230 負荷
Claims (1)
- 【請求項1】 軸を介して負荷に結合された可変速電動
機の速度制御を、H∞制御理論に基づき設計されたコン
トローラにより行う速度制御方法において、 前記電動機からなる基準プラントと軸振動要因からなる
プラント変動分とを考慮した制御対象を有する制御系の
感度関数、相補感度関数、及び、これらにそれぞれ乗じ
る周波数重み関数に基づくH∞ノルムが所定値以下にな
るように、 感度関数に乗じる周波数重み関数については低周波域に
おいて大きくし、かつ、相補感度関数に乗じる周波数重
み関数については高周波域において大きくするようにそ
れぞれ決定してコントローラの伝達関数を求めることを
特徴とする電動機の速度制御方法。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4286832A JPH06113578A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | 電動機の速度制御方法 |
DE4333146A DE4333146C2 (de) | 1992-09-30 | 1993-09-29 | Verfahren zur Regelung der Geschwindigkeit eines Motors |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4286832A JPH06113578A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | 電動機の速度制御方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06113578A true JPH06113578A (ja) | 1994-04-22 |
Family
ID=17709618
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4286832A Withdrawn JPH06113578A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | 電動機の速度制御方法 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06113578A (ja) |
DE (1) | DE4333146C2 (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19854750A1 (de) * | 1998-11-27 | 2000-05-31 | Heidenhain Gmbh Dr Johannes | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Ermittlung einer optimalen Verstärkung des Integrators eines Drehzahlreglers |
JP3780823B2 (ja) * | 2000-05-25 | 2006-05-31 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置の制御装置 |
FR2824377B1 (fr) * | 2001-05-04 | 2003-08-22 | Renault | Procede de synthese d'une loi de commande d'une transmission infiniment variable pour vehicule automobile |
DE10302374B3 (de) * | 2003-01-22 | 2004-04-08 | Siemens Ag | Verfahren zur Erhöhung der Regeldynamik eines mindestens einer Lose und/oder Elastizität aufweisenden Antriebsstranges einer Werkzeug- oder Produktionsmaschine |
DE10309670A1 (de) * | 2003-03-06 | 2004-09-16 | Man Roland Druckmaschinen Ag | Regelvorrichtung |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3036658C2 (de) * | 1978-01-19 | 1982-11-04 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zur proportional-integralen Drehzahlregelung einer von einem Elektromotor angetriebenen Arbeitsmaschine mit veränderlicher Belastung |
JPS6315692A (ja) * | 1986-07-07 | 1988-01-22 | Hitachi Ltd | 電動機の速度制御装置 |
EP0313928B1 (de) * | 1987-10-26 | 1992-05-13 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur Erfassung und Regelung eines Federmoments sowie einer Differenzdrehzahl bei rotatorisch angetriebenen Zwei-Massen-Systemen |
US4980620A (en) * | 1990-04-02 | 1990-12-25 | Losic Novica A | Current-free synthesis of parameter-free zero-impedance converter |
-
1992
- 1992-09-30 JP JP4286832A patent/JPH06113578A/ja not_active Withdrawn
-
1993
- 1993-09-29 DE DE4333146A patent/DE4333146C2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE4333146A1 (de) | 1994-03-31 |
DE4333146C2 (de) | 1996-11-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN110492804B (zh) | 一种基于扰动观测器的永磁同步电机二阶滑模控制方法 | |
US20090251092A1 (en) | Position controller | |
Sezen et al. | Finite element modeling and control of a high-power SRM for hybrid electric vehicle | |
Thakar et al. | Design of fractional-order PI controllers and comparative analysis of these controllers with linearized, nonlinear integer-order and nonlinear fractional-order representations of PMSM | |
Costa et al. | Differential evolution applied to DTC drive for three-phase induction motors using an adaptive state observer | |
JP3266931B2 (ja) | モータの制御装置 | |
US5625551A (en) | Feedback controller | |
WO2009110368A1 (ja) | 移動体のフィードフォワード制御方法 | |
JPH06113578A (ja) | 電動機の速度制御方法 | |
Zahraoui et al. | Robust control of sensorless sliding mode controlled induction motor drive facing a large scale rotor resistance variation | |
Liaw et al. | A VSS speed controller with model reference response for induction motor drive | |
Lu et al. | Design of a non-overshooting PID controller with an integral sliding perturbation observer for motor positioning systems | |
CN113328672B (zh) | 无位置传感器永磁电机无差拍电流预测的控制方法及系统 | |
Ouassaid et al. | Nonlinear torque control for PMSM: A lyapunov technique approach | |
JPH086603A (ja) | サーボ系の調整方法及びそのサーボ制御装置 | |
Ko et al. | MRAC load torque observer for position control of brushless DC motor | |
JP2004064949A (ja) | 超音波モータの位置制御方式 | |
JP2838578B2 (ja) | モータ制御装置、外乱負荷トルク推定装置 | |
Reddy et al. | A new method for multi-loop control tuning of high power PM-BLDC motor drive | |
Rudnev et al. | H∞ robust control of permanent-magnet synchronous motors: Performance analysis | |
JP3244184B2 (ja) | 状態空間法によるねじり系制御装置 | |
JPH0720906A (ja) | 負帰還制御装置及びそれを用いたシステム | |
Morfin et al. | State-feedback linearization using a robust differentiator combined with SOSM super-twisting for controlling the induction motor velocity | |
JP4036520B2 (ja) | 単純適応制御装置 | |
CN116599401B (zh) | 一种基于自适应滑模趋近律的永磁同步电机调速控制方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991130 |