JPH06112869A - 二線式信号伝送器 - Google Patents
二線式信号伝送器Info
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- JPH06112869A JPH06112869A JP26020692A JP26020692A JPH06112869A JP H06112869 A JPH06112869 A JP H06112869A JP 26020692 A JP26020692 A JP 26020692A JP 26020692 A JP26020692 A JP 26020692A JP H06112869 A JPH06112869 A JP H06112869A
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- transmission
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- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 二線式信号伝送器の出力端子間での電圧変動
の影響を受けないように改良された二線式信号伝送器を
提供するにある。 【構成】 負荷側から２本の伝送線により所定の伝送電
流の供給を受けて回路電源とし測定すべき物理量を電気
信号に変換しこれを信号処理したデジタル信号を先の負
荷側に先の伝送線を介してデジタル伝送する二線式信号
伝送器において、先の伝送電流の振幅に比例する帰還電
圧を発生させる帰還抵抗と、先のデジタル信号の振幅が
先の帰還電圧に一致するようにベース電流が制御されて
先の帰還抵抗にエミッタ電流を流す出力トランジスタ
と、この出力トランジスタのコレクタ電流によりべース
電流が制御されて先の伝送電流を制御する制御トランジ
スタと、この制御トランジスタのエミッタ端子にカスケ
ード接続された安定化トランジスタと、この安定化トラ
ンジスタの先のベースに定電圧を供給する定電圧手段と
を具備するようにしたものである。
の影響を受けないように改良された二線式信号伝送器を
提供するにある。 【構成】 負荷側から２本の伝送線により所定の伝送電
流の供給を受けて回路電源とし測定すべき物理量を電気
信号に変換しこれを信号処理したデジタル信号を先の負
荷側に先の伝送線を介してデジタル伝送する二線式信号
伝送器において、先の伝送電流の振幅に比例する帰還電
圧を発生させる帰還抵抗と、先のデジタル信号の振幅が
先の帰還電圧に一致するようにベース電流が制御されて
先の帰還抵抗にエミッタ電流を流す出力トランジスタ
と、この出力トランジスタのコレクタ電流によりべース
電流が制御されて先の伝送電流を制御する制御トランジ
スタと、この制御トランジスタのエミッタ端子にカスケ
ード接続された安定化トランジスタと、この安定化トラ
ンジスタの先のベースに定電圧を供給する定電圧手段と
を具備するようにしたものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、負荷側から２本の伝送
線により所定の伝送電流の供給を受けて回路電源とし、
測定すべき物理量を電気信号に変換してこれを信号処理
したデジタル信号を先の負荷側に先の伝送線を介してデ
ジタル伝送する次世代の計装方式であるフイールドバス
による伝送を行う二線式信号伝送器に係り、特に、二線
式信号伝送器の出力端子間での電圧変動の影響を受けな
いように改良された二線式信号伝送器に関する。
線により所定の伝送電流の供給を受けて回路電源とし、
測定すべき物理量を電気信号に変換してこれを信号処理
したデジタル信号を先の負荷側に先の伝送線を介してデ
ジタル伝送する次世代の計装方式であるフイールドバス
による伝送を行う二線式信号伝送器に係り、特に、二線
式信号伝送器の出力端子間での電圧変動の影響を受けな
いように改良された二線式信号伝送器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来のアナログ伝送をベースとし
て採用する信号伝送器の構成を示すブロック図である。
１０はプロセス変数などの物理量を電気信号に変換して
伝送する信号伝送器であり、直流電源１１から負荷１２
を介して電力が供給される。直流電源１１と負荷１２は
受信計器１３に格納されている。
て採用する信号伝送器の構成を示すブロック図である。
１０はプロセス変数などの物理量を電気信号に変換して
伝送する信号伝送器であり、直流電源１１から負荷１２
を介して電力が供給される。直流電源１１と負荷１２は
受信計器１３に格納されている。
【０００３】電気信号は伝送線Ｌ1、Ｌ2により信号伝送
器１０に出力端子Ｔ１、Ｔ２を介して電流信号ＩLとし
て伝送され、負荷１２の両端に生じる電圧変化を検出し
て受信計器１３はプロセス変数を知る。
器１０に出力端子Ｔ１、Ｔ２を介して電流信号ＩLとし
て伝送され、負荷１２の両端に生じる電圧変化を検出し
て受信計器１３はプロセス変数を知る。
【０００４】電流信号ＩLは、例えば配管中の圧力に対
応したレンジに設定された信号伝送器１０により４〜２
０ｍＡの統一電流に変換されて負荷側の受信計器１３に
伝送されると共にモニタに例えば４桁のデジタル表示さ
れる。
応したレンジに設定された信号伝送器１０により４〜２
０ｍＡの統一電流に変換されて負荷側の受信計器１３に
伝送されると共にモニタに例えば４桁のデジタル表示さ
れる。
【０００５】この場合に、例えば圧力レンジを変更した
り、各種のパラメータを変更したり、或いはモニタした
いときには信号伝送器１０の外部から操作できれば便利
である。
り、各種のパラメータを変更したり、或いはモニタした
いときには信号伝送器１０の外部から操作できれば便利
である。
【０００６】このため、ハンドヘルドターミナル１４を
伝送線Ｌ1´、Ｌ2´を用いて必要に応じて接続し、かつ
信号伝送器１０にハンドヘルドターミナル１４との専用
のデータ通信機能を持たせて、ハンドヘルドターミナル
１４から信号伝送器１０にパラメータ変更などのデジタ
ルデータを送信する。
伝送線Ｌ1´、Ｌ2´を用いて必要に応じて接続し、かつ
信号伝送器１０にハンドヘルドターミナル１４との専用
のデータ通信機能を持たせて、ハンドヘルドターミナル
１４から信号伝送器１０にパラメータ変更などのデジタ
ルデータを送信する。
【０００７】以上の全体構成に対して、信号伝送器１０
は次のように構成される。ＳＮＲは圧力／差圧などを検
出して電気信号に変換する検出器（センサ）であり、変
換されたアナログ信号はアナログ／デジタル変換器Ａ／
Ｄでデジタル信号に変換され、マイクロプロセッサμＰ
を介してメモリＭＥＭ１の中のランダムアクセスメモリ
部分に格納される。
は次のように構成される。ＳＮＲは圧力／差圧などを検
出して電気信号に変換する検出器（センサ）であり、変
換されたアナログ信号はアナログ／デジタル変換器Ａ／
Ｄでデジタル信号に変換され、マイクロプロセッサμＰ
を介してメモリＭＥＭ１の中のランダムアクセスメモリ
部分に格納される。
【０００８】マイクロプロセッサμＰは、この格納され
たデジタル信号を用いてメモリＭＥＭ１の例えばリード
オンリメモリ部分に書き込まれた演算手順によりリニア
ライズなどの所定の演算を実行し、デジタル／アナログ
変換器Ｄ／Ａを介してセンサ信号ＶSとして出力回路Ｏ
ＰＣ１に出力する。
たデジタル信号を用いてメモリＭＥＭ１の例えばリード
オンリメモリ部分に書き込まれた演算手順によりリニア
ライズなどの所定の演算を実行し、デジタル／アナログ
変換器Ｄ／Ａを介してセンサ信号ＶSとして出力回路Ｏ
ＰＣ１に出力する。
【０００９】一方、マイクロプロセッサμＰでの所定の
演算結果は、内蔵のモニタＬＣＤに必要な桁数でデジタ
ル表示される。出力回路ＯＰＣ１はデジタル／アナログ
変換器Ｄ／Ａでアナログ信号に変換された電圧信号を４
〜２０ｍＡの統一された電流信号ＩLに変換して伝送線
Ｌ1、Ｌ 2を介して受信計器１３に伝送する。
演算結果は、内蔵のモニタＬＣＤに必要な桁数でデジタ
ル表示される。出力回路ＯＰＣ１はデジタル／アナログ
変換器Ｄ／Ａでアナログ信号に変換された電圧信号を４
〜２０ｍＡの統一された電流信号ＩLに変換して伝送線
Ｌ1、Ｌ 2を介して受信計器１３に伝送する。
【００１０】また、出力回路ＯＰＣ１は電流信号ＩLの
一部を用いて信号伝送器１０の内部回路の電源を作る。
この場合に、例えばモニタＬＣＤには電流信号ＩLに対
応する値がデジタル表示される。
一部を用いて信号伝送器１０の内部回路の電源を作る。
この場合に、例えばモニタＬＣＤには電流信号ＩLに対
応する値がデジタル表示される。
【００１１】ＲＴＥは、ロータリエンコーダである。そ
の操作軸を回転することにより、例えば回転が順方向の
場合は、回転により発生する隣り合う２つのパルス信号
が回転方向により定まる所定の位相差を保持して出力さ
れる。回転が逆方向の場合は、回転により発生する隣り
合う２つのパルス信号が逆の位相差を保持して出力され
る。
の操作軸を回転することにより、例えば回転が順方向の
場合は、回転により発生する隣り合う２つのパルス信号
が回転方向により定まる所定の位相差を保持して出力さ
れる。回転が逆方向の場合は、回転により発生する隣り
合う２つのパルス信号が逆の位相差を保持して出力され
る。
【００１２】インタフエイス回路ＩＮＦは、このパルス
信号を用いて、ソフトウエア処理のし易い回転数に対応
したパルス数の２値の矩形波の回転数信号と、回転方向
に対応してローレベル或いはハイレベルの方向信号Ｙと
をマイクロプロセッサμＰに割込信号として出力する。
信号を用いて、ソフトウエア処理のし易い回転数に対応
したパルス数の２値の矩形波の回転数信号と、回転方向
に対応してローレベル或いはハイレベルの方向信号Ｙと
をマイクロプロセッサμＰに割込信号として出力する。
【００１３】ＩＦＣ１はハンドヘルドターミナル１４と
データ通信をするためのインターフエイスであり、伝送
線Ｌ1、Ｌ2とマイクロプロセッサμＰとの間に接続さ
れ、伝送線Ｌ1、Ｌ2からのデジタル信号を並列データと
してマイクロプロセッサμＰに伝送し、逆にマイクロプ
ロセッサμＰからのデータを直列信号として出力回路Ｏ
ＰＣ１に伝送する機能をもつ。
データ通信をするためのインターフエイスであり、伝送
線Ｌ1、Ｌ2とマイクロプロセッサμＰとの間に接続さ
れ、伝送線Ｌ1、Ｌ2からのデジタル信号を並列データと
してマイクロプロセッサμＰに伝送し、逆にマイクロプ
ロセッサμＰからのデータを直列信号として出力回路Ｏ
ＰＣ１に伝送する機能をもつ。
【００１４】ハンドヘルドターミナル１４は、次のよう
に構成されている。ＳＥＲはオペレータが操作する設定
器であり、モニタが内蔵され、信号伝送器１０のゼロ調
とスパン調とを切換えるモード変更、モデル要求、表示
分解能の変更、レンジの変更、異常の検出、或いは電流
信号ＩLの値の表示など各種の設定或いは要求をするこ
とができる。
に構成されている。ＳＥＲはオペレータが操作する設定
器であり、モニタが内蔵され、信号伝送器１０のゼロ調
とスパン調とを切換えるモード変更、モデル要求、表示
分解能の変更、レンジの変更、異常の検出、或いは電流
信号ＩLの値の表示など各種の設定或いは要求をするこ
とができる。
【００１５】μＰ´はマイクロプロセッサであり、例え
ば設定器ＳＥＲからのデータが入力され、メモリＭＥＭ
´に格納された処理手順に従ってインターフエイスＩＦ
Ｃ´を介して信号伝送器１０にデジタル信号を送出す
る。
ば設定器ＳＥＲからのデータが入力され、メモリＭＥＭ
´に格納された処理手順に従ってインターフエイスＩＦ
Ｃ´を介して信号伝送器１０にデジタル信号を送出す
る。
【００１６】また、マイクロプロセッサμＰ´は、信号
伝送器１０からの応答データをインターフエイスＩＦＣ
´を介してメモリＭＥＭ´に取り込み、さらにメモリＭ
ＥＭ´に格納された処理手順に従ってこれを解読し、設
定器ＳＥＲのモニタに表示する。
伝送器１０からの応答データをインターフエイスＩＦＣ
´を介してメモリＭＥＭ´に取り込み、さらにメモリＭ
ＥＭ´に格納された処理手順に従ってこれを解読し、設
定器ＳＥＲのモニタに表示する。
【００１７】図７は、本発明の改良のベースとなる図６
に示す出力回路ＯＰＣ１の具体的な構成を示す回路図で
ある。出力端子Ｔ1はトランジスタＱ1のエミッタに接続
され、トランジスタＱ1のエミッタとコレクタの間には
起動抵抗ＲSが接続され、そのベースはトランジスタＱ2
のコレクタに接続されている。トランジスタＱ2のエミ
ッタは帰還抵抗Ｒfの一端と共に共通電位点ＣＯＭに接
続されている。帰還抵抗Ｒfの他端は出力端子Ｔ2に接続
されている。
に示す出力回路ＯＰＣ１の具体的な構成を示す回路図で
ある。出力端子Ｔ1はトランジスタＱ1のエミッタに接続
され、トランジスタＱ1のエミッタとコレクタの間には
起動抵抗ＲSが接続され、そのベースはトランジスタＱ2
のコレクタに接続されている。トランジスタＱ2のエミ
ッタは帰還抵抗Ｒfの一端と共に共通電位点ＣＯＭに接
続されている。帰還抵抗Ｒfの他端は出力端子Ｔ2に接続
されている。
【００１８】トランジスタＱ1のコレクタと共通電位点
ＣＯＭとの間にはツエナーダイオードＤzが接続され、
この両端に回路で使用する定電圧Ｖbを発生させる。ト
ランジスタＱ2のベースは偏差増幅器Ｑ3の出力端が接続
され、この偏差増幅器Ｑ3の反転入力端（−）は抵抗Ｒ1
とＲ2で定電圧Ｖbを分圧した分圧電圧が印加れている。
この分圧点にはインターフエイス回路ＩＦＣ１から通信
用のデジタル信号ＤＳが抵抗ＲDを介して入力されてい
る。
ＣＯＭとの間にはツエナーダイオードＤzが接続され、
この両端に回路で使用する定電圧Ｖbを発生させる。ト
ランジスタＱ2のベースは偏差増幅器Ｑ3の出力端が接続
され、この偏差増幅器Ｑ3の反転入力端（−）は抵抗Ｒ1
とＲ2で定電圧Ｖbを分圧した分圧電圧が印加れている。
この分圧点にはインターフエイス回路ＩＦＣ１から通信
用のデジタル信号ＤＳが抵抗ＲDを介して入力されてい
る。
【００１９】また、偏差増幅器Ｑ3の非反転入力端
（＋）には、抵抗Ｒ3、Ｒ4、Ｒfで定電圧Ｖbを分圧した
分圧電圧が直流バイアスとして印加され、さらにセンサ
信号ＶS0は帰還電圧Ｖf1と共にこれ等の抵抗で分圧され
て印加されている。
（＋）には、抵抗Ｒ3、Ｒ4、Ｒfで定電圧Ｖbを分圧した
分圧電圧が直流バイアスとして印加され、さらにセンサ
信号ＶS0は帰還電圧Ｖf1と共にこれ等の抵抗で分圧され
て印加されている。
【００２０】以上の構成で、偏差増幅器Ｑ3はセンサ信
号ＶS0と帰還電圧Ｖf1とが一致するように、トランジス
タＱ2のベース電流を制御し、そのコレクタ電流を介し
て、結果としてトランジスタＱ1のコレクタ電流を制御
する。
号ＶS0と帰還電圧Ｖf1とが一致するように、トランジス
タＱ2のベース電流を制御し、そのコレクタ電流を介し
て、結果としてトランジスタＱ1のコレクタ電流を制御
する。
【００２１】このコレクタ電流は主としてツエナーダイ
オードＤzに流れ、帰還抵抗Ｒfを介して出力端子Ｔ2に
流出する。つまり、センサ信号ＶS0に対応する電流信号
ＩLが負荷１２に流れる。
オードＤzに流れ、帰還抵抗Ｒfを介して出力端子Ｔ2に
流出する。つまり、センサ信号ＶS0に対応する電流信号
ＩLが負荷１２に流れる。
【００２２】以上のように、センサで検出されたアナロ
グ信号を負荷側に４〜２０ｍＡの電流信号として伝送す
ると共にデジタルの通信信号をこの電流信号に重畳して
伝送する従来のアナログ伝送方式に対して、今後はフイ
ルドバス形のオールデジタル信号の伝送方式を採る二線
式伝送方式が採用される傾向にある。
グ信号を負荷側に４〜２０ｍＡの電流信号として伝送す
ると共にデジタルの通信信号をこの電流信号に重畳して
伝送する従来のアナログ伝送方式に対して、今後はフイ
ルドバス形のオールデジタル信号の伝送方式を採る二線
式伝送方式が採用される傾向にある。
【００２３】この伝送方式では、負荷１２に流れる検出
器ＳＮＲで検出された電気信号に対応するデジタル信号
ＩD、つまりフイールドバス信号の振幅としては、例え
ば１０ｍＡｍＡの矩形波状のパルス波形をなしており、
そのデジタル信号ＩDの伝送速度としては３１．２５Ｋ
ｂｐｓ程度の値をとる。このときに、直流電源１１から
伝送される伝送電流は１０ｍＡである。
器ＳＮＲで検出された電気信号に対応するデジタル信号
ＩD、つまりフイールドバス信号の振幅としては、例え
ば１０ｍＡｍＡの矩形波状のパルス波形をなしており、
そのデジタル信号ＩDの伝送速度としては３１．２５Ｋ
ｂｐｓ程度の値をとる。このときに、直流電源１１から
伝送される伝送電流は１０ｍＡである。
【００２４】この場合の信号伝送器の構成は、図６に示
す信号伝送器１０とかなりの部分に亘って類似の構成を
とる。ただし、センサ信号ＶS0に対応するものが、デジ
タル信号ＶDSに対応するものとなる。
す信号伝送器１０とかなりの部分に亘って類似の構成を
とる。ただし、センサ信号ＶS0に対応するものが、デジ
タル信号ＶDSに対応するものとなる。
【００２５】更に、出力トランジスタＱ2は電流信号ＩL
がセンサ信号ＶS0に対応する大きさと１対１の関係で伝
送するように制御したのに対し、フイールドバス方式に
おける出力トランジスタはデジタル信号ＩDの振幅が１
０ｍＡ±８ｍＡになるように制御し、検出器ＳＮＲの出
力に対応するパルス部分は制御しない点で構成上異なっ
ている。
がセンサ信号ＶS0に対応する大きさと１対１の関係で伝
送するように制御したのに対し、フイールドバス方式に
おける出力トランジスタはデジタル信号ＩDの振幅が１
０ｍＡ±８ｍＡになるように制御し、検出器ＳＮＲの出
力に対応するパルス部分は制御しない点で構成上異なっ
ている。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図６に
示す従来のアナログ伝送方式の信号伝送器１０の構成を
この構成上の差異を考慮して単にデジタル方式のフイー
ルドバス方式の構成に編成変えをしただけでは、図６に
示す方式のデジタル信号の伝送速度が１．２Ｋｂｐｓで
あるのに対して、フイールドバス方式のデジタル信号の
伝送速度が３１．２５Ｋｂｐｓ或いはそれ以上の高速で
あるので、正常に機能を発揮できない。
示す従来のアナログ伝送方式の信号伝送器１０の構成を
この構成上の差異を考慮して単にデジタル方式のフイー
ルドバス方式の構成に編成変えをしただけでは、図６に
示す方式のデジタル信号の伝送速度が１．２Ｋｂｐｓで
あるのに対して、フイールドバス方式のデジタル信号の
伝送速度が３１．２５Ｋｂｐｓ或いはそれ以上の高速で
あるので、正常に機能を発揮できない。
【００２７】以下、図８を用いてこの点について説明す
る。図８は図７における出力トランジスタＱ2の高周波
等価回路を示している。図７の回路で偏差増幅器Ｑ3に
よりトランジスタＱ2のコレクタ電流ｉ1を制御すること
により電流信号ＩLを制御しているが、出力端子Ｔ1、Ｔ
2間の端子間電圧ＶS1が変動すると、トランジスタＱ1の
エミッタ電圧も変動する。
る。図８は図７における出力トランジスタＱ2の高周波
等価回路を示している。図７の回路で偏差増幅器Ｑ3に
よりトランジスタＱ2のコレクタ電流ｉ1を制御すること
により電流信号ＩLを制御しているが、出力端子Ｔ1、Ｔ
2間の端子間電圧ＶS1が変動すると、トランジスタＱ1の
エミッタ電圧も変動する。
【００２８】このエミッタ電圧が変動すると図８に示す
ようにトランジスタＱ1のベースに対するエミッタ／コ
レクタ間の接合容量Ｃ1、Ｃ2のためトランジスタＱ2の
コレクタ電流ｉ1とトランジスタＱ1のコレクタ電流ｉ2
が変動することとなる。但し、図８において、ｒbはベ
ース抵抗、ｒcはアーリ効果によるコレクタ内部抵抗、
ＩBはベース電流、βは電流増幅率である。
ようにトランジスタＱ1のベースに対するエミッタ／コ
レクタ間の接合容量Ｃ1、Ｃ2のためトランジスタＱ2の
コレクタ電流ｉ1とトランジスタＱ1のコレクタ電流ｉ2
が変動することとなる。但し、図８において、ｒbはベ
ース抵抗、ｒcはアーリ効果によるコレクタ内部抵抗、
ＩBはベース電流、βは電流増幅率である。
【００２９】この結果、電源電圧の変動に対して弱くな
り、出力端子Ｔ1、Ｔ2間のインピーダンスが低くなる。
特に、フイールドバス方式の場合は、３９ＫＨZ以下で
の出力端子Ｔ1、Ｔ2間の入力インピーダンスが３ＫΩ以
上になるように規定されているのでこれをクリアさせる
のも困難となる。
り、出力端子Ｔ1、Ｔ2間のインピーダンスが低くなる。
特に、フイールドバス方式の場合は、３９ＫＨZ以下で
の出力端子Ｔ1、Ｔ2間の入力インピーダンスが３ＫΩ以
上になるように規定されているのでこれをクリアさせる
のも困難となる。
【００３０】また、フイールドバス方式などでの高周波
信号の伝送では、出力段のトランジスタによるミラー効
果のため、伝送帯域幅が狭くなり、高速で伝送すると誤
差要因になるという問題がある。
信号の伝送では、出力段のトランジスタによるミラー効
果のため、伝送帯域幅が狭くなり、高速で伝送すると誤
差要因になるという問題がある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための第１の構成として、負荷側から２本の伝
送線により所定の伝送電流の供給を受けて回路電源とし
測定すべき物理量を電気信号に変換しこれを信号処理し
たデジタル信号を先の負荷側に先の伝送線を介してデジ
タル伝送する二線式信号伝送器に係り、先の伝送電流の
振幅に比例する帰還電圧を発生させる帰還抵抗と、先の
デジタル信号の振幅が先の帰還電圧に一致するようにベ
ース電流が制御されて先の帰還抵抗にエミッタ電流を流
す出力トランジスタと、この出力トランジスタのコレク
タ電流によりべース電流が制御されて先の伝送電流を制
御する制御トランジスタと、この制御トランジスタのエ
ミッタ端子にカスケード接続された安定化トランジスタ
と、この安定化トランジスタの先のベースに定電圧を供
給する定電圧手段とを具備するようにしたものである。
解決するための第１の構成として、負荷側から２本の伝
送線により所定の伝送電流の供給を受けて回路電源とし
測定すべき物理量を電気信号に変換しこれを信号処理し
たデジタル信号を先の負荷側に先の伝送線を介してデジ
タル伝送する二線式信号伝送器に係り、先の伝送電流の
振幅に比例する帰還電圧を発生させる帰還抵抗と、先の
デジタル信号の振幅が先の帰還電圧に一致するようにベ
ース電流が制御されて先の帰還抵抗にエミッタ電流を流
す出力トランジスタと、この出力トランジスタのコレク
タ電流によりべース電流が制御されて先の伝送電流を制
御する制御トランジスタと、この制御トランジスタのエ
ミッタ端子にカスケード接続された安定化トランジスタ
と、この安定化トランジスタの先のベースに定電圧を供
給する定電圧手段とを具備するようにしたものである。
【００３２】更に、第２の構成として、負荷側から２本
の伝送線により所定の伝送電流の供給を受けて回路電源
とし測定すべき物理量を電気信号に変換しこれを信号処
理したデジタル信号を先の負荷側に先の伝送線を介して
デジタル伝送する二線式信号伝送器に係り、先の伝送電
流の振幅に比例する帰還電圧を発生させる帰還抵抗と、
先のデジタル信号の振幅が先の帰還電圧に一致するよう
にベース電流が制御されて先の帰還抵抗にエミッタ電流
を流す出力トランジスタと、この出力トランジスタのコ
レクタ電流によりべース電流が制御されて先の伝送電流
を制御する制御トランジスタと、この制御トランジスタ
に並列に接続され先の伝送電流から一定電流をバイパス
させる定電流回路とを具備するようにしたものである。
の伝送線により所定の伝送電流の供給を受けて回路電源
とし測定すべき物理量を電気信号に変換しこれを信号処
理したデジタル信号を先の負荷側に先の伝送線を介して
デジタル伝送する二線式信号伝送器に係り、先の伝送電
流の振幅に比例する帰還電圧を発生させる帰還抵抗と、
先のデジタル信号の振幅が先の帰還電圧に一致するよう
にベース電流が制御されて先の帰還抵抗にエミッタ電流
を流す出力トランジスタと、この出力トランジスタのコ
レクタ電流によりべース電流が制御されて先の伝送電流
を制御する制御トランジスタと、この制御トランジスタ
に並列に接続され先の伝送電流から一定電流をバイパス
させる定電流回路とを具備するようにしたものである。
【００３３】
【作 用】第１の構成では、帰還抵抗には、負荷側から
２本の伝送線により伝送される伝送電流の振幅に比例す
る帰還電圧が発生させられる。出力トランジスタは、測
定すべき物理量が電気信号に変換されこれが信号処理さ
れたデジタル信号の振幅が先の帰還電圧に一致するよう
にベース電流が制御されて先の帰還抵抗にエミッタ電流
を流す。
２本の伝送線により伝送される伝送電流の振幅に比例す
る帰還電圧が発生させられる。出力トランジスタは、測
定すべき物理量が電気信号に変換されこれが信号処理さ
れたデジタル信号の振幅が先の帰還電圧に一致するよう
にベース電流が制御されて先の帰還抵抗にエミッタ電流
を流す。
【００３４】制御トランジスタは、この出力トランジス
タのコレクタ電流によりべース電流が制御されて先の伝
送電流を制御する。そして、安定化トランジスタは、こ
の制御トランジスタのエミッタ端子にカスケード接続さ
れて定電圧手段からこの安定化トランジスタのベースに
定電圧が供給される。
タのコレクタ電流によりべース電流が制御されて先の伝
送電流を制御する。そして、安定化トランジスタは、こ
の制御トランジスタのエミッタ端子にカスケード接続さ
れて定電圧手段からこの安定化トランジスタのベースに
定電圧が供給される。
【００３５】このようにして、二線式信号伝送器の端子
に負荷側から印加される電源電圧が変動してもその影響
を受けず、フイールドバスとしての高速のデジタル伝送
が可能となる。
に負荷側から印加される電源電圧が変動してもその影響
を受けず、フイールドバスとしての高速のデジタル伝送
が可能となる。
【００３６】第２の構成では、帰還抵抗には、負荷側か
ら２本の伝送線により伝送される伝送電流の振幅に比例
する帰還電圧が発生させられる。出力トランジスタは、
測定すべき物理量が電気信号に変換されこれが信号処理
されたデジタル信号の振幅が先の帰還電圧に一致するよ
うにベース電流が制御されて先の帰還抵抗にエミッタ電
流を流す。
ら２本の伝送線により伝送される伝送電流の振幅に比例
する帰還電圧が発生させられる。出力トランジスタは、
測定すべき物理量が電気信号に変換されこれが信号処理
されたデジタル信号の振幅が先の帰還電圧に一致するよ
うにベース電流が制御されて先の帰還抵抗にエミッタ電
流を流す。
【００３７】制御トランジスタは、この出力トランジス
タのコレクタ電流によりべース電流が制御されて先の伝
送電流を制御する。定電流回路はこの制御トランジスタ
に並列に接続され先の伝送電流から一定電流をバイパス
させる。
タのコレクタ電流によりべース電流が制御されて先の伝
送電流を制御する。定電流回路はこの制御トランジスタ
に並列に接続され先の伝送電流から一定電流をバイパス
させる。
【００３８】このようにして、二線式信号伝送器の端子
に負荷側から印加される電源電圧が変動してもその影響
を受けず、フイールドバスとしての高速のデジタル伝送
が可能となる。
に負荷側から印加される電源電圧が変動してもその影響
を受けず、フイールドバスとしての高速のデジタル伝送
が可能となる。
【００３９】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の要部構成を示すブロ
ック図である。なお、図６、図７に示す従来の信号伝送
器と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して適
宜にその説明を省略する。
明する。図１は本発明の１実施例の要部構成を示すブロ
ック図である。なお、図６、図７に示す従来の信号伝送
器と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して適
宜にその説明を省略する。
【００４０】本発明の全体構成は、基本的には図６に示
す構成と同様である。但し、ハンドヘルドターミナル１
４とインターフエイスＩＦＣは高速通信に適するように
モデファイされた形で存在し、マイクロプロセッサμＰ
は検出器ＳＮＲからの信号に対する信号処理演算して直
列のデジタル信号ＶDSに変換して出力回路ＯＰＣ２に出
力する。
す構成と同様である。但し、ハンドヘルドターミナル１
４とインターフエイスＩＦＣは高速通信に適するように
モデファイされた形で存在し、マイクロプロセッサμＰ
は検出器ＳＮＲからの信号に対する信号処理演算して直
列のデジタル信号ＶDSに変換して出力回路ＯＰＣ２に出
力する。
【００４１】出力端子Ｔ1には安定化トランジスタＱ4の
コレクタが接続され、そのエミッタは抵抗Ｒ５を介して
制御トランジスタＱ1のエミッタに接続されている。制
御トランジスタＱ1のコレクタはツエナダイオードＤZを
介して共通電位点ＣＯＭに接続されている。
コレクタが接続され、そのエミッタは抵抗Ｒ５を介して
制御トランジスタＱ1のエミッタに接続されている。制
御トランジスタＱ1のコレクタはツエナダイオードＤZを
介して共通電位点ＣＯＭに接続されている。
【００４２】制御トランジスタＱ1のベースは出力トラ
ンジスタＱ2のコレクタに接続されている。制御トラン
ジスタＱ1のコレクタとツエナダイオードＤZとが接続さ
れた接続点ＣＮ１と出力端子Ｔ1との間には、電流制限
用の抵抗Ｒ6と順方向に接続された３個のダイオード
Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3が直列に接続されている。そして、ダイ
オードＤ1と抵抗Ｒ6との接続点ＣＮ２に発生した電圧Ｖ
C1が安定化トランジスタＱ4のベースに印加されてい
る。
ンジスタＱ2のコレクタに接続されている。制御トラン
ジスタＱ1のコレクタとツエナダイオードＤZとが接続さ
れた接続点ＣＮ１と出力端子Ｔ1との間には、電流制限
用の抵抗Ｒ6と順方向に接続された３個のダイオード
Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3が直列に接続されている。そして、ダイ
オードＤ1と抵抗Ｒ6との接続点ＣＮ２に発生した電圧Ｖ
C1が安定化トランジスタＱ4のベースに印加されてい
る。
【００４３】一方、ツエナダイオードＤZの両端の定電
圧Ｖbは、抵抗Ｒ7とツエナダイオードＤZ2との直列回路
に印加され、ツエナダイオードＤZ2の両端に発生した定
電圧は抵抗Ｒ8を介して偏差増幅器Ｑ3の非反転入力端
（＋）にバイアス電圧として印加されている。偏差増幅
器Ｑ3の反転入力端（−）に抵抗ＲDを介してデジタル信
号ＶDSが印加されている。
圧Ｖbは、抵抗Ｒ7とツエナダイオードＤZ2との直列回路
に印加され、ツエナダイオードＤZ2の両端に発生した定
電圧は抵抗Ｒ8を介して偏差増幅器Ｑ3の非反転入力端
（＋）にバイアス電圧として印加されている。偏差増幅
器Ｑ3の反転入力端（−）に抵抗ＲDを介してデジタル信
号ＶDSが印加されている。
【００４４】なお、出力端子Ｔ1、Ｔ2間には負荷側から
伝送された高速のデジタル信号ＩDを電圧信号ＶS2とし
て検知し、これをマイクロプロセッサμＰに伝送するイ
ンターフエイス回路ＩＦＣ２が接続されている。
伝送された高速のデジタル信号ＩDを電圧信号ＶS2とし
て検知し、これをマイクロプロセッサμＰに伝送するイ
ンターフエイス回路ＩＦＣ２が接続されている。
【００４５】次に、以上のように構成された出力回路Ｏ
ＰＣ２の動作について説明する。デジタル信号ＶDSが偏
差増幅器Ｑ3に入力されない状態では、負荷１２に流れ
るデジタル信号ＩDは、例えば１０ｍＡの一定電流とし
て流れるように各部の定数が設定されている。
ＰＣ２の動作について説明する。デジタル信号ＶDSが偏
差増幅器Ｑ3に入力されない状態では、負荷１２に流れ
るデジタル信号ＩDは、例えば１０ｍＡの一定電流とし
て流れるように各部の定数が設定されている。
【００４６】この状態からデジタル信号ＶDSが入力され
ると、この信号の内容に応じてデジタル的に変化する
が、その変化の振幅は１０ｍＡに対して±８ｍＡの範囲
でパルス状に変化するデジタル信号ＩDとなる。このデ
ジタル信号ＩDは帰還抵抗Ｒfで検出され帰還電圧Ｖf2と
して偏差増幅器Ｑ3に負帰還される。
ると、この信号の内容に応じてデジタル的に変化する
が、その変化の振幅は１０ｍＡに対して±８ｍＡの範囲
でパルス状に変化するデジタル信号ＩDとなる。このデ
ジタル信号ＩDは帰還抵抗Ｒfで検出され帰還電圧Ｖf2と
して偏差増幅器Ｑ3に負帰還される。
【００４７】偏差増幅器Ｑ3はデジタル信号ＶDSとこの
帰還電圧Ｖf2の振幅が一致するように出力トランジスタ
Ｑ2のベース電流を制御する。これに対応して流れる出
力トランジスタＱ2のコレクタ電流で制御トランジスタ
Ｑ1のベース電流を制御し、結果としてデジタル信号ＩD
の振幅が１０ｍＡ±８ｍＡになるように制御される。
帰還電圧Ｖf2の振幅が一致するように出力トランジスタ
Ｑ2のベース電流を制御する。これに対応して流れる出
力トランジスタＱ2のコレクタ電流で制御トランジスタ
Ｑ1のベース電流を制御し、結果としてデジタル信号ＩD
の振幅が１０ｍＡ±８ｍＡになるように制御される。
【００４８】一方、安定化トランジスタＱ4のエミッタ
電圧ＶC2は、ＶBE1をそのベース／エミッタ間の電圧と
すると、おおよそ ＶC2＝ＶC1−ＶBE1 となる。
電圧ＶC2は、ＶBE1をそのベース／エミッタ間の電圧と
すると、おおよそ ＶC2＝ＶC1−ＶBE1 となる。
【００４９】ここで、ＶC1は ＶC1≒Ｖb＋３ＶBE2 となる。但し、ＶBE2はダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3の順方
向の電圧降下値であり、ＶBE1とほぼ同じ値である。
向の電圧降下値であり、ＶBE1とほぼ同じ値である。
【００５０】したがって、ＶC2は ＶC2≒Ｖb＋２ＶBE2 となり、電圧信号ＶS2が変動しても、安定化トランジス
タＱ4のエミッタ電圧ＶC 2が顕著に変化することはな
く、電圧信号ＶS2の変化に対して強くなり、帯域幅が広
くなる。
タＱ4のエミッタ電圧ＶC 2が顕著に変化することはな
く、電圧信号ＶS2の変化に対して強くなり、帯域幅が広
くなる。
【００５１】図２は図１に示す安定化トランジスタＱ4
のエミッタ電圧ＶC2を安定化する他の出力回路ＯＰＣ３
の要部実施例を示す。この場合は、出力端子Ｔ1と共通
電位点ＣＯＭとの間に抵抗Ｒ9とツエナダイオードＤZ3
との直列回路を設け、このツエナダイオードＤZ3の両端
に生じる定電圧を安定化トランジスタＱ4のベースに印
加して安定化トランジスタＱ4のエミッタ電圧ＶC2を安
定化するようにしたものである。
のエミッタ電圧ＶC2を安定化する他の出力回路ＯＰＣ３
の要部実施例を示す。この場合は、出力端子Ｔ1と共通
電位点ＣＯＭとの間に抵抗Ｒ9とツエナダイオードＤZ3
との直列回路を設け、このツエナダイオードＤZ3の両端
に生じる定電圧を安定化トランジスタＱ4のベースに印
加して安定化トランジスタＱ4のエミッタ電圧ＶC2を安
定化するようにしたものである。
【００５２】図３は第２請求項に対応する発明の１実施
例を示す出力回路ＯＰＣ４の構成である。この場合は、
安定化トランジスタＱ4の両端に接合形の電界効果トラ
ンジスタＱ5を並列に接続しツエナダイオードＤZの両端
の定電圧Ｖbを抵抗Ｒ10、Ｒ1 1で分圧した分圧電圧をゲ
ートＧに印加して定電流回路ＣＣ１を構成するものであ
る。
例を示す出力回路ＯＰＣ４の構成である。この場合は、
安定化トランジスタＱ4の両端に接合形の電界効果トラ
ンジスタＱ5を並列に接続しツエナダイオードＤZの両端
の定電圧Ｖbを抵抗Ｒ10、Ｒ1 1で分圧した分圧電圧をゲ
ートＧに印加して定電流回路ＣＣ１を構成するものであ
る。
【００５３】この構成により、ドレインＤとソースＳ間
に流れる電流ｉ3を一定に保持することができるので、
電圧信号ＶS2の変化の影響を受けないようにすることが
できる。ドレイン電圧が変化してもドレイン電流はほと
んど変化しないので、電圧信号ＶS2の変化による電流ｉ
3への影響が小さくできる訳である。
に流れる電流ｉ3を一定に保持することができるので、
電圧信号ＶS2の変化の影響を受けないようにすることが
できる。ドレイン電圧が変化してもドレイン電流はほと
んど変化しないので、電圧信号ＶS2の変化による電流ｉ
3への影響が小さくできる訳である。
【００５４】図４は出力回路ＯＰＣ４の定電流回路ＣＣ
１の一部を変形した出力回路ＯＰＣ５の要部構成であ
る。この場合は、安定化トランジスタＱ1と抵抗Ｒ5の直
列回路に並列にゲートＧとソースＳを共に安定化トラン
ジスタＱ1のコレクタに接続した接合形の電界効果トラ
ンジスタＱ6を接続して定電流回路ＣＣ２を構成したも
のである。この構成によれば、抵抗Ｒ10、Ｒ11を省略出
来る。
１の一部を変形した出力回路ＯＰＣ５の要部構成であ
る。この場合は、安定化トランジスタＱ1と抵抗Ｒ5の直
列回路に並列にゲートＧとソースＳを共に安定化トラン
ジスタＱ1のコレクタに接続した接合形の電界効果トラ
ンジスタＱ6を接続して定電流回路ＣＣ２を構成したも
のである。この構成によれば、抵抗Ｒ10、Ｒ11を省略出
来る。
【００５５】図５は出力回路ＯＰＣ４の定電流回路ＣＣ
１の一部を更に変形した出力回路ＯＰＣ６の要部構成で
ある。この場合は、安定化トランジスタＱ1と抵抗Ｒ5の
直列回路に、ゲートＧとソースＳとを抵抗Ｒ12を介して
接続しそのゲートＧを安定化トランジスタＱ1のコレク
タに接続した接合形の電界効果トランジスタＱ6を、並
列に接続して定電流回路ＣＣ３を構成したものである。
この構成によれば、抵抗Ｒ10、Ｒ11の内の１本を省略出
来る。
１の一部を更に変形した出力回路ＯＰＣ６の要部構成で
ある。この場合は、安定化トランジスタＱ1と抵抗Ｒ5の
直列回路に、ゲートＧとソースＳとを抵抗Ｒ12を介して
接続しそのゲートＧを安定化トランジスタＱ1のコレク
タに接続した接合形の電界効果トランジスタＱ6を、並
列に接続して定電流回路ＣＣ３を構成したものである。
この構成によれば、抵抗Ｒ10、Ｒ11の内の１本を省略出
来る。
【００５６】なお、以上の説明では、フイールドバス方
式に適用することをベースとしてきたが、この出力段の
構成を図７に示す従来のアナログ方式の制御トランジス
タＱ 1に対して適用することもできる。このアナログ方
式に適用した場合は、ノルマルモードノイズの除去効果
が得られる。
式に適用することをベースとしてきたが、この出力段の
構成を図７に示す従来のアナログ方式の制御トランジス
タＱ 1に対して適用することもできる。このアナログ方
式に適用した場合は、ノルマルモードノイズの除去効果
が得られる。
【００５７】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに特許請求の範囲第１項に記載された発明によれば制
御トランジスタに対して直列に安定化トランジスタを、
また第２項に記載された発明によれば制御トランジスタ
に対して並列に定電流回路を接続する構成としたので、
信号伝送器の出力端の電圧変動の影響が受け難くなり、
また伝送可能な周波数帯域が広がることにより、デジタ
ル信号の波形を高速伝送することができる。
うに特許請求の範囲第１項に記載された発明によれば制
御トランジスタに対して直列に安定化トランジスタを、
また第２項に記載された発明によれば制御トランジスタ
に対して並列に定電流回路を接続する構成としたので、
信号伝送器の出力端の電圧変動の影響が受け難くなり、
また伝送可能な周波数帯域が広がることにより、デジタ
ル信号の波形を高速伝送することができる。
【図１】本発明の１実施例の要部構成を示す回路図であ
る。
る。
【図２】本発明の第２の実施例の要部構成を示す回路図
である。
である。
【図３】本発明の第３の実施例の要部構成を示す回路図
である。
である。
【図４】本発明の第４の実施例の要部構成を示す回路図
である。
である。
【図５】本発明の第５の実施例の要部構成を示す回路図
である。
である。
【図６】従来の信号伝送装置の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図７】図７に示す出力回路の具体的な回路構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図８】図７に示す出力回路の問題点を説明する等価回
路図である。
路図である。
１０ 信号伝送器 １１ 直流電源 １２ 負荷 １３、１５ 受信計器 １４ ハンドヘルドターミナル ＭＥＭ１ メモリ ＯＰＣ１、〜ＯＰＣ６ 出力回路 ＣＣ１、〜ＣＣ３ 定電流回路 ＩＦＣ１、ＩＦＣ２ インターフエイス回路 μＰ マイクロプロセッサ Ｑ1 制御トランジスタ Ｑ2 出力トランジスタ Ｑ3 偏差増幅器 Ｑ4 安定化トランジスタ Ｑ5、〜Ｑ7 電界効果トランジスタ Ｖf 帰還電圧 ＶDS デジタル信号 ＶS2 電圧信号
Claims (2)
- 【請求項１】負荷側から２本の伝送線により所定の伝送
電流の供給を受けて回路電源とし測定すべき物理量を電
気信号に変換しこれを信号処理したデジタル信号を前記
負荷側に前記伝送線を介してデジタル伝送する二線式信
号伝送器において、前記伝送電流の振幅に比例する帰還
電圧を発生させる帰還抵抗と、前記デジタル信号の振幅
が前記帰還電圧に一致するようにベース電流が制御され
て前記帰還抵抗にエミッタ電流を流す出力トランジスタ
と、この出力トランジスタのコレクタ電流によりべース
電流が制御されて前記伝送電流を制御する制御トランジ
スタと、この制御トランジスタのエミッタ端子にカスケ
ード接続された安定化トランジスタと、この安定化トラ
ンジスタの前記ベースに定電圧を供給する定電圧手段と
を具備することを特徴とする二線式信号伝送器。 - 【請求項２】負荷側から２本の伝送線により所定の伝送
電流の供給を受けて回路電源とし測定すべき物理量を電
気信号に変換しこれを信号処理したデジタル信号を前記
負荷側に前記伝送線を介してデジタル伝送する二線式信
号伝送器において、前記伝送電流の振幅に比例する帰還
電圧を発生させる帰還抵抗と、前記デジタル信号の振幅
が前記帰還電圧に一致するようにベース電流が制御され
て前記帰還抵抗にエミッタ電流を流す出力トランジスタ
と、この出力トランジスタのコレクタ電流によりべース
電流が制御されて前記伝送電流を制御する制御トランジ
スタと、この制御トランジスタに並列に接続され前記伝
送電流から一定電流をバイパスさせる定電流回路とを具
備することを特徴とする二線式信号伝送器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04260206A JP3127607B2 (ja) | 1992-09-29 | 1992-09-29 | 二線式信号伝送器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04260206A JP3127607B2 (ja) | 1992-09-29 | 1992-09-29 | 二線式信号伝送器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06112869A true JPH06112869A (ja) | 1994-04-22 |
| JP3127607B2 JP3127607B2 (ja) | 2001-01-29 |
Family
ID=17344818
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04260206A Expired - Fee Related JP3127607B2 (ja) | 1992-09-29 | 1992-09-29 | 二線式信号伝送器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3127607B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007139130A (ja) * | 2005-11-21 | 2007-06-07 | Ckd Corp | 流体圧シリンダ用センサ |
-
1992
- 1992-09-29 JP JP04260206A patent/JP3127607B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007139130A (ja) * | 2005-11-21 | 2007-06-07 | Ckd Corp | 流体圧シリンダ用センサ |
| JP4608419B2 (ja) * | 2005-11-21 | 2011-01-12 | シーケーディ株式会社 | 流体圧シリンダ用センサ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3127607B2 (ja) | 2001-01-29 |
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